NL8701331A - Datatransmissiesysteem bevattende een beslissingsteruggekoppelde egalisator en gebruik makende van partieleresponsie technieken. - Google Patents

Description

» PHN 12.037 l N.V. Philips’ Gloeilampenfabrieken te Eindhoven ‘Datatransmissiesysteem bevattende een beslissingsteruggekoppelde egalisator en gebruik makende van partiële-responsie technieken’

De uitvinding heeft betrekking op een systeem voor het met gegeven symboolfrequentie 1/Γ overdragen van een n-niveau datasignaal, van welk systeem deel uitmaken een datazender met een datasignaalbron, een transmis-siekanaal en een data-ontvanger met een egalisator van het beslissingsterug-5 gekoppelde type, die voorzien is van een voorwaartsfilter aangesloten tussen de ingang van de data-ontvanger en een eerste ingang van een verschilcircuit, een symboolbeslissingscircuit aangesloten op de uitgang van het verschilcircuit, en een terugkoppelfilter aangesloten tussen de uitgang van het symboolbeslissingscircuit en een tweede ingang van het verschilcircuit, waarbij het lineaire 10 gedeelte van het transmissietraject tussen de uitgang van de datasignaalbron en de eerste ingang van het verschilcircuit te beschrijven is door een lineaire signaaltransformatie £.

Een dergelijk systeem is algemeen bekend en wordt bijvoorbeeld beschreven in het boek ‘Digital Communications’ van J.G. Proakis, McGraw-Hill, 15 1983, Hoofdstuk 6, Sectie 6.5, blz. 382-386. In dergelijke systemen zorgt het tot de egalisator behorende voorwaartsfilter voor het onderdrukken van ruis en voorijlende intersymboolinterferentie (ISI), terwijl naijlende intersymbool-interferentie (ISI) wordt gecompenseerd door op basis van de reeds genomen symboolbeslissingen met behulp van het terugkoppelfilter een replica van deze 20 interferentie te synthetiseren en deze replica af te trekken van het uitgangssignaal van het voorwaartsfilter. In het uit het boek van Proakïs bekende systeem is de egalisator ingericht voor het aan de ingang van het symboolbeslissingscircuit vormen van een schatting van een door de datazender opgewekt datasignaal. Normaliter betreft deze schatting het oorspronkelijke n-niveau data-25 signaal, maar in het geval dat de datazender een lineaire encoder bevat, is het eveneens mogelijk om deze schatting te betrekken op het uitgangssignaal van de encoder en in de data-ontvanger uit de dan verkregen symboolbeslissingen het oorspronkelijke n-niveau datasignaal te reconstrueren. Deze laatste mogelijkheid doet zich bijvoorbeeld voor in ISDN transmissiesystemen waarin gebruik 30 gemaakt wordt van pseudo-ternaire transmissiecodes, zie het artikel ‘A Baud- 8701331 PHN 12.037 2

Rate Line-Interface for Two-Wire High-Speed Digital Subscriber Loops’ van C.A. Ehrenbard en M.F. Tompsett, Proc. GLOBECOM 1982, Miami, USA, biz. D.8.4.1 - D.8.4.5, waarin het gebruik van een bipolaire transmissiecode beschreven wordt.

5 Bij sterk dispersieve transmissiekanalen vertoont het uitgangssignaal van het voorwaartsfilter een sterke naijlende intersymboolinterferentie (ISI). Aangezien het terugkoppelfilter een replica van deze naijlende ISI dient te synthetiseren, zullen aan het terugkoppelfilter toegevoerde foutieve symboolbeslis-singen in ernstiger mate doorwerken in navolgende symboolbeslissingen naar-10 mate het transmissiekanaal dispersiever is. Deze ongewenste doorwerking van foutieve symboolbeslissingen staat bekend als foutvoortplanting en heeft een verslechtering van de transmissiekwaliteit tot gevolg, zoals bijvoorbeeld blijkt uit Fig. 6.5.2. op blz. 386 van het genoemde boek van Proakis.

De uitvinding beoogt een nieuwe conceptie van een systeem van de 15 in de aanhef omschreven soort te verschaffen waarin de genoemde foutvoortplanting in belangrijke mate is gereduceerd zonder daardoor de implementatie van het systeem noemenswaardig gecompliceerder te maken.

Een systeem volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk dat de egalisator is ingericht voor het aan de ingang van het symboolbeslissings-20 circuit vormen van een schatting van een virtueel m-niveau datasignaal dat samenhangt met het aan de ingang van het lineaire gedeelte van het transmis-sietraject toegevoerde n-niveau datasignaal volgens een lineaire signaaltransfor-matie L„ welke de lineaire signaaltransformatie £ in hoofdzaak karakteriseert en welke correspondeert met een partiële-responsie polynoom gv{D) met D een 25 het symboolinterval T representerende vertragingsoperator.

Volledigheidshalve wordt vermeld dat het te schatten m-niveau datasignaal slechts dan virtueel is indien gv{D) ψ 1, en indien tevens gv(D) Φ gt{D), waarbij gt{D) de partiële-responsie polynoom is die met een eventueel in de datazender uitgevoerde lineaire signaaltransformatie Lt correspondeert.

30 De naijlende ISI in het uitgangssignaal van het voorwaartsfilter wordt in hoofdzaak beschreven door de lineaire signaaltransformatie Lv. Volgens de partiële-responsie techniek die conform de nieuwe conceptie wordt toegepast, kan het merendeel van deze ISI als gecontroleerde gewenste ISI beschouwd worden, zodat slechts een geringe hoeveelheid ongewenste residuele ISI resteert die 35 door het terugkoppelfilter dient te worden gecompenseerd. De aldus verkregen verkleining van de amplitude van het uitgangssignaal van het terugkoppelfilter 8701331 •a PHN 12.037 3 heeft tot gevolg dat foutieve symboolbeslissingen die aan het terugkoppelfilter worden toegevoerd minder sterk doorwerken in navolgende symboolbeslissingen, waardoor de beoogde vermindering van foutvoortplanting bereikt wordt.

Een wat betreft implementatie aantrekkelijke uitvoeringsvorm van 5 het systeem volgens de uitvinding heeft het kenmerk dat de datazender een tussen de datasignaalbron en de ingang van het lineaire gedeelte van het trans-missietraject aangesloten precoder bevat voor het uitvoeren van een niet-lineaire signaaltransformatie NLV die, conform de partiële-responsie techniek, eenduidig is bepaald door de lineaire signaaltransformatie Lv, en dat het terugkoppelfilter 10 in de dataontvanger is aangesloten op de uitgang van het symboolbeslissingscir-cuit via een decoder en een met de precoder in de datazender identieke precoder, welke decoder een geheugenloze inverse signaaltransformatie L~l · NL~X uitvoert die de m-niveau symboolbeslissingen omzet in een n-niveau datasignaal dat correspondeert met het oorspronkelijke n-niveau datasignaal. De op de de-15 coder aangesloten precoder zet dit n-niveau datasignaal vervolgens om in een replica van het in de datazender opgewekte geprecodeerde n-niveau datasignaal dat aan de ingang van het lineaire gedeelte van het transmissietraject wordt toegevoerd. Aldus wordt voldaan aan de voor beslissingsteruggekoppelde egalisatie algemeen te stellen voorwaarde dat het ingangssignaal van het terugkoppelfilter 20 lineair gerelateerd is met het uitgangssignaal van het voorwaartsfilter. Tevens wordt aan het terugkoppelfilter een n-niveau datasignaal toegevoerd, en omdat n kleiner is dan m, is een digitale implementatie van dit filter aldus eenvoudiger dan bij rechtstreekse toevoer van de verkregen m-niveau symboolbeslissingen.

Een ander voordeel van deze uitvoeringsvorm is de mogelijkheid om 25 in de data-ontvanger van het systeem het terugkoppelfilter en eventueel ook het voorwaartsfilter adaptief te regelen onder besturing van een eenvoudig te verkrijgen foutsignaal dat representatief is voor het verschil tussen het ingangssignaal van het symboolbeslissingscircuit en een signaal dat kan worden afgeleid uit het ingangssignaal van het terugkoppelfilter door toepassing van de lineaire 30 signaaltransformatie L„.

Deze adaptieve uitvoeringsvorm biedt tenslotte de mogelijkheid om de reeds bereikte transmissiekwaliteit verder te verbeteren door toevoeging van een relatief eenvoudige niet-adaptieve post-detector waaraan het ingangssignaal van het symboolbeslissingscircuit wordt toegevoerd.

35 De uitvinding zal in het onderstaande nader worden toegelicht met verwijzing naar de tekening, waarin: 87 0 1 3 3 1 PHN 12.037 4 figuur 1 een blokschema toont van een conceptuele uitvoeringsvorm van een datatransmissiesysteem waarin de uitvinding kan worden toegepast; figuur 2 een functioneel tijddiscreet model toont van het systeem van figuur 1 bij toepassing van conventionele maatregelen; 5 figuur 3 een functioneel tijddiscreet model toont van het systeem van figuur 1 bij toepassing van de maatregelen volgens de uitvinding; figuur 4 een functioneel tijddiscreet model toont van een aantrekkelijke uitvoeringsvorm van een systeem volgens de uitvinding; en figuur 5 een functioneel tijddiscreet model toont van een adaptieve 10 uitvoeringsvorm van een ontvanger van een systeem volgens de uitvinding.

In figuur 1 is een blokschema weergegeven van een systeem voor transmissie van datasignalen met een datazender 1, een transmissiekanaal 2 en een data-ontvanger 3. De datazender 1 bevat een datasignaalbron 10 voor het opwekken van een datasignaal. Dit datasignaal wordt door een encoder 15 11 omgezet in een datasignaal dat met een symboolsnelheid 1/T wordt overge dragen via transmissiekanaal 2. De bij deze overdracht ontstane intersymbool-interferentie (ISI) en ruis worden bestreden in de data-ontvanger 3. Hiertoe bevat data-ontvanger 3 een egalisator 30 van het beslissingsteruggekoppelde type die is voorzien van een een voorwaartsfilter 31 dat is gedimensioneerd om 20 voorijlende ISI en ruis zo goed mogelijk te onderdrukken. Op basis van sym-boolbeslissingen die zijn opgewekt in een symboolbeslissingscircuit 32 vormt een terugkoppelfilter 33 vervolgens een compensatiesignaal voor naijlende ISI dat met behulp van een verschïlcircuit 34 van het uitgangssignaal van voorwaartsfilter 31 wordt afgetrokken ter verkrijging van het ingangssignaal van 25 symboolbeslissingscircuit 32. Een decoder 35 vormt tenslotte uit de genomen symboolbeslissingen een replica van het oorspronkelijke datasignaal die wordt toegevoerd aan een datasignaalput 36.

Ter illustratie van de problematiek waarvoor de uitvinding een oplossing aandraagt, toont figuur 2 een functioneel tijddiscreet model van het 30 systeem van figuur 1 bij toepassing van conventionele maatregelen. In de figuren 1 en 2 zijn corresponderende elementen met dezelfde verwijzingscijfers aangeduid. De toelichting van het model van figuur 2 wordt gegeven voor het geval dat datasignaalbron 10 een binair datasignaal opwekt en datazender 1 een ternair datasignaal toevoert aan transmissiekanaal 2.

35 Een door datasignaalbron 10 opgewekt binair datasignaal dk wordt door een niet-Iineair gedeelte 12 van de encoder 11 omgezet in een eveneens bi- 8701331 % PHN 12.037 5 nair datasignaal ak dat vervolgens door het lineaire gedeelte 13 van de encoder 11 wordt omgezet in een ternair datasignaal bk voor toevoer aan tijddiscreet transmïssiekanaal 2. Ter karakterisering van de in dit lineaire gedeelte 13 uitgevoerde bewerking kan gebruik worden gemaakt van een partiële-responsie 5 polynoom gt(D), waarbij D een vertragingsoperator is die het symboolinterval T representeert. Nadere bijzonderheden omtrent deze partiële-responsie poly-nomen zijn bijvoorbeeld te vinden in het artikel ‘Partial-Response Signaling’ van P. Kabal en S. Pasupathy, IEEE Trans. Commun., Vol. COM-23, No. 9, blz.

921-934, September 1975. Ter verduidelijking van de navolgende beschrijving 10 wordt vermeld dat dergelïjke polynomen in het algemeen een relatief lage graad bezitten en tevens, afgezien van een verder onbelangrijke schaalfactor, uitsluitend geheelwaardige coëfficiënten bezitten. In het onderhavige geval wordt ter illustratie voor de polynoom gt (D) de bipolaire responsie 1 — D gekozen, zodat 15 h = &k - ak~ï· (1)

Het ternaire datasignaal bk wordt door de cascade van transmissie-kanaal 2 en voorwaartsfilter 31 in figuur 1 omgezet in een uitgangssignaal rk volgens rk = (b*(f * w))k + (n * w)ki (2) 20 waarbij het symbool de lineaire convolutie-operator aanduidt, fk en wk de tijddiscrete impulsresponsies van transmissiekanaal 2 respectievelijk voorwaartsfilter 31 voorstellen, en nk een additief tijddiscreet ruissignaal representeert dat met behulp van een sommator 20 wordt toegevoegd.

^ Bij een correcte dimensionering van het voorwaartsfilter 31 van fi guur 1 geldt dat het signaal rk vrijwel uitsluitend naijlende ISI bevat. Dit houdt in dat (ƒ * w)k slechts significant van nul kan verschillen voor niet-negatieve tijdstippen k. In het onderhavige systeem vindt bestrijding van naijlende ISI plaats door terugkoppelfilter 33 te voorzien van een causale impulsresponsie pk waarvoor geldt fo, k< 0, . I (ƒ*»)*, A>1,

A

en door aan dit terugkoppelfilter 33 de symboolbeslissingen bk toe te voeren die door beslissingscircuit 32 gevormd worden. Vanwege het causale karakter 35 van terugkoppelfilter 33 wordt zijn uitgangssignaal op enig tijdstip k uitslui- A <3 tend bepaald door reeds genomen symboolbeslissingen bk-i met i > 1. Onder 8701331 PHN 12.037 6 normale bedrijfsomstandigheden zijn deze symboolbeslissingen correct, zodat het uitgangssignaal van het terugkoppelfilter 33 te beschrijven is als β *p)k = {b*p)k- (4) ® Het uitgangssignaal bk van verschilcircuit 34 is nu te beschrijven als h = rk-{b*p)k. (5)

In het geval dat signaal rk uitsluitend naijlende ISI bevat, is deze formule met ^ gebruikmaking van de formules (2), (3) en (4) te vereenvoudigen tot h = h + (n * w)k = bk + n'k, (6) waarbij nk de door voorwaartsfilter 31 in amplitude verzwakte versie van ruissignaal nk voorstelt. Volgens deze laatste formule wordt in afwezigheid van fout-25 voortplanting aan de ingang van symboolbeslissingscircuit 32 een van ISI ontdane schatting bk gevormd van het datasignaal bk aan de uitgang van datazender 1.

Voor sterk dispersieve transmissiekanalen 2 vertoont het uitgangssignaal van voorwaartsfilter 31 als regel een sterke naijlende ISI doordat de im-2q pulsresponsie (ƒ * w)k voor k > 1 significant van nul verschilt. Bijgevolg zal de impulsresponsie pk van terugkoppelfilter 33 volgens formule (3) voor k > 1 eveneens significant van nul verschillende waarden aannemen. Hierdoor ontstaat onvermijdelijk een relatief grote doorwerking van foutieve reeds genomen sym-

A A

boolbeslissingen 6*_,· met i > 1 in nog te nemen symboolbeslissingen bk+i met 25 1 - °-

In figuur 2 vormt de cascade van het lineaire gedeelte 13 van encoder 11 in datazender 1, het transmissiekanaal 2 en het voorwaartsfilter 31 van ega-lisator 30 in data-ontvanger 3 het lineaire gedeelte van het transmissietraject tussen de uitgang van datasignaalbron 10 en de eerste ingang van verschilcircuit 3Q 34. De werking van deze cascade (13,2,31) is te beschrijven door een lineaire signaaltransformatie zoals symbolisch is aangeduid in figuur 2. In plaats van aan de ingang van voorwaartsfilter 31 in deze cascade (13,2,31) is het ook mogelijk om sommator 20 aan te brengen aan de uitgang van dit voorwaartsfilter 31 met impulsresponsie wk. Op grond van de voorgaande beschouwingen 35 zal duidelijk zijn dat in het laatste geval sommator 20 een additief ruissignaal (n * w)k dient toe te voegen aan het uitgangssignaal van deze cascade (13,2,31) 87 0 1 33 1 PHN 12.037 7 teneinde hetzelfde signaal r* aan de eerste ingang van verschilcircuit 34 te verkrijgen als in het in figuur 2 getoonde geval.

Laatstgenoemde mogelijkheid is benut ter verduidelijking van de beschrijving van figuur 3 die een functioneel tijddiscreet model toont van het 5 systeem van figuur 1 bij toepassing van de maatregelen volgens de uitvinding. In de figuren 1,2 en 3 zijn corresponderende elementen aangeduid met dezelfde verwijzingscijfers.

Het lineaire gedeelte 13 van encoder 11 in figuur 3 voert wederom een bewerking uit die gekarakteriseerd is door de partiële-responsie polynoom 10 gt{D) = 1—D. Aan de uitgang van datazender 1 in figuur 3 treedt dan wederom een ternair datasignaal 6* op volgens formule (1) fo = a-k — ttJt-i (7) en aan de eerste ingang van verschilcircuit 34 in data-ontvanger 3 een signaal 15 r* volgens formule (2) nt = (^* (ƒ*«>))*+ (» * u>)fc. (8)

In veel gevallen is het mogelijk om een relatief eenvoudige partiële-responsie polynoom ge[D) aan te geven, zódanig dat de bijbehorende impulsresponsie gCik 20 - die is opgebouwd uit de respectieve coëfficiënten van de polynoom - een goede stilering vormt van de impulsresponsie (ƒ * w)k van de cascade van transmis-siekanaal 2 en voorwaartsfilter 31. Dit houdt in dat de lineaire signaaltransfor-matie die met de voor de totale lineaire transmissievervorming representatieve impulsresponsie (ƒ * w)k correspondeert, opgebouwd gedacht kan worden als 25 een opeenvolging van een partiële-responsie transformatie Le die correspondeert met ffc(D), en een residuele transformatie Lr die het in het algemeen geringe effect van de resterende lineaire transmissievervorming verdisconteert. In het onderhavige voorbeeld wordt voor gc{D) de duobinaire responsie 1 + D genomen, welke illustratief is voor vele transmissiekanalen 2 met een Iaagdoor-30 latend karakter, zoals bijvoorbeeld ISDN verbindingen in het lokale openbare telefoonnet. Deze conceptuele opsplitsing is in figuur 3 tot uitdrukking gebracht door een partiële-responsie circuit 21 dat correspondeert met lineaire signaal-transformatie Lc en dat een impulsresponsie gC)k bezit, welk circuit 21 gevolgd wordt door een residucircuit 22 dat correspondeert met lineaire signaaltransfor-35 matie Lr en dat een impulsresponsie hk bezit. In partiële-responsie circuit 21 wordt ternair datasignaal bk aan de uitgang van datazender 1 omgezet in een 8701331 ♦ PHN 12.037 8 virtueel m-niveau datasignaal ck (signaal ck is een ‘virtueel’ signaal omdat het in geen enkel punt tussen de in- en uitgang van het fysieke transmissiekanaal 2 expliciet zichtbaar is). Voor dit m-niveau datasignaal ck geldt dan

Ck = (b* ge)k, (9) 5 welke uitdrukking voor de veronderstelde dobinaire responsie ge{D) = 1 + D vereenvoudigt tot cfc = fyfe + 6fc—ï- (10)

Op grond van formule (7) volgt dan dat ck samenhangt met binair datasignaal ak aan de ingang van lineair gedeelte 13 van encoder 11 in datazender 1 volgens ck — ttfc — «Ik—2? (11) zodat cjt in dit geval een ternair datasignaal is (dus m=3). Deze samenhang is te beschrijven door een lineaire signaaltransformatie Lv die, zoals figuur 3 15 tot uitdrukking brengt, opgebouwd gedacht kan worden als een opeenvolging van de partiële-responsie transformaties Lt en Lc die corresponderen met de polynomen gt{D) en ge{D)· Met signaaltransformatie Lv correspondeert dan een partiële-responsie polynoom gv(D) waarvoor geldt 20 i„(D)=i«(K).fc(X>). (12)

In het onderhavige voorbeeld is voor gt{D) de bipolaire responsie 1 — D gekozen en voor gc(D) de duobinaire responsie 1 + D, zodat gv{D) = {l-D){l + D) = l-D2. (13) 25

Gezien de in het algemeen relatief geringe residuele transmissievervorming die wordt gerepresenteerd door de impulsresponsie hk, wordt de signaaltransformatie £ van het lineaire gedeelte (13,2,31) van het transmissietraject tussen de uitgang van signaalbron 10 en de eerste ingang van verschilcircuit 34 in 30 hoofdzaak gekarakteriseerd door de lineaire signaaltransformatie L0 die wordt uitgevoerd door de cascade van het lineaire gedeelte 13 van encoder 11 en partiële-responsie circuit 21.

De beschreven conceptuele opsplitsing wordt expliciet zichtbaar in data-ontvanger 3 van figuur 3 doordat overeenkomstig de uitvinding egalisator 35 30 is ingericht voor het aan de ingang van symboolbeslissingscircuit 32 vormen van een schatting Cfc van het virtuele datasignaal ck in plaats van een schatting 8701331 f PHN 12.037 9 bk van het datasignaal 6* aan de uitgang van datazender 1. De door egalisator 30 te verrichten taak is in het geval van figuur 3 minder veeleisend gezien de relatief geringe residuele transmissievervorming die gerepresenteerd wordt door de impulsresponsie hk. Dit kan worden aangetoond door een nadere analyse 5 van het model van figuur 3. Blijkens de opsplitsing van figuur 3 is het signaal Th aan de eerste ingang van verschilcircuit 34 te schrijven als rk = (c* k)k + (n * w)k. (14)

Naar analogie met het voorgaande kan worden aangenomen dat onder nor-male bedrijfsomstandigheden de reeds genomen symboolbeslissingen c*_,· met i > 1 correct zijn. De toevoer van deze correcte symboolbeslissingen aan te-rugkoppelfilter 33, dat thans een impulsresponsie qk bezit, resulteert dan in een uitgangssignaal (c* q)k = (c * q)k. (15) 15

Door gebruik te maken van de formules (14) en (15) blijkt nu dat aan de ingang van symboolbeslissingscircuit 32 een signaal ck ontstaat van de vorm ck = {c* h)k - (c * q)k + (n * w)k. (16) 20 Teneinde dit signaal ck een zo goed mogelijke schatting voor het virtuele datasignaal o* te doen zijn, is het volgens deze formule nodig dat de impulsresponsie qk van terugkoppelfilter 33 een getrouwe kopie is van het causale gedeelte van de impulsresponsie hk, dat wil zeggen f°> *<o, ,17* 25 (17)

Blijkens het voorgaande representeert de impulsresponsie hk als regel slechts een geringe hoeveelheid lineaire transmissievervorming, zodat de impulsresponsie qk relatief kleine waarden zal aannemen, en foutieve reeds genomen symboolbe-30 slissingen c*_f met i > 1 dus slechts in geringe mate zullen doorwerken in nog te nemen symboolbeslissingen êfc+, met i > 0.

De aldus bereikte vermindering van foutvoortplanting kan treffend worden geïllustreerd aan de hand van de situatie waarin geen residuele linaire transmissievervorming optreedt, zodat hk = 6k, (18) 8701331 PHN 12.037 10 waarbij 6k de Kronecker delta-functie voorstelt. De lineaire signaalvervorming die wordt geïntroduceerd door de cascade van transmissiekanaal 2 en voor-waartsfilter 31 is dan zowel in figuur 2 als in figuur 3 exact te karakteriseren door de partiële-responsie transformatie Lc, zodat 5 (ƒ * tü)* = 9c,k- (19)

Volgens de conventionele benadering van figuur 2 is de impulsresponsie p* overeenkomstig formule (3) een replica van het gedeelte met k > 1 van (ƒ * to)*, dat wil zeggen 10 * = {°' kk;°: m { 9c,Jb> k>1,

Voor de gekozen duobinaire responsie gc(D) = 1 + D geldt dat gel = 1 en gc k = 0 voor k > 2, zodat de eerste coëfficiënt van het terugkoppelfilter 33 een grote van nul verschillende waarde bezit die aanleiding kan geven tot sig-15 nificante foutvoortplanting. Daarentegen resulteert de benadering volgens de uitvinding in een terugkoppelfilter 33 waarvan de impulsresponsie qk een replica is van het gedeelte met A: > 1 van de impulsresponsie hk, welk gedeelte volgens formule (18) voor alle k > 1 gelijk is aan nul. Dientengevolge zijn alle coëfficiënten van terugkoppelfilter 33 ook gelijk aan nul, zodat foutvoortplanting 20 volledig is geëlimineerd. Het zal duidelijk zijn dat deze geïdealiseerde situatie, waarin een terugkoppelfilter 33 in feite overbodig is, zich in de praktijk niet zal voordoen. Wel blijft echter in het algemeen gelden dat de eerste coëfficiënten gk volgens figuur 3 dan een aanmerkelijk kleinere amplitude bezitten dan de overeenkomstige eerste coëfficiënten pk volgens figuur 2, zodat foutvoortplan-25 ting dienovereenkomstig geringer is.

In de configuratie volgens figuur 3 wordt een m-niveau signaal c* aan terugkoppelfilter 33 toegevoerd, waarbij ra=3 voor het onderhavige voorbeeld met gv(D) ~ 1 — D2. Door in encoder 11 van datazender 1 een geschikte niet-lineaire signaaltransformatie NLV uit te voeren, is het mogelijk om dit aantal 30 van m signaalniveaus te reduceren en daarmee een digitale implementatie van terugkoppelfilter 33 eenvoudiger te maken.

Deze mogelijkheid is weergegeven in figuur 4 die een functioneel tijd-discreet model van een systeem volgens de uitvinding toont. In de figuren 3 en 4 zijn corresponderende elementen aangeduid met dezelfde verwijzingscijfers. 35 Naast de genoemde niet-lineaire signaaltransformatie NLV kunnen in het niet-lineaire gedeelte 12 van encoder 11 in het algemeen nog andere niet- 870 1 33 1 PHN 12.037 11 .

lineaire signaalbewerkingen plaatsvinden. Ter vereenvoudiging van de navolgende beschrijving worden deze andere niet-lineaire signaalbewerkingen geacht te zijn opgenomen in datasignaalbron 10.

Zoals in het voorgaande is uiteengezet, is de werking van egalisa-5 tor 30 volgens de uitvinding gericht op het tegengaan van de residuele lineaire transmissievervorming die wordt gerepresenteerd door de impulsresponsie Λ*. Bij een correcte werking van egalisator 30 is het verband tussen het datasignaal α* aan de ingang van het lineaire gedeelte (13,21,22) van het transmissietraject en het het ingangssignaal c* van symboolbeslissingscircuit 32 dientengevolge 10 eveneens te karakteriseren door de lineaire signaaltransformatie Lv. Aangezien deze lineaire signaaltransformatie Lv op haar beurt wordt gekarakteriseerd door een partiële-responsie polynoom gv(D), bestaat er volgens het genoemde artikel van Kabal en Pasupathy een als precodering aangeduide niet-lineaire signaaltransformatie NLV met de eigenschap dat de opeenvolging van de inverse bewer-15 kingen L~x en NL~X van Lv respectievelijk NLV een eenvoudige geheugenloze inverse signaaltransformatie (MIM) is, welke symbolisch kan worden aangeduid als L~l · NL~X. Door deze precodering NLV toe te passen in het niet-lineaire gedeelte 12 van encoder 11 wordt bereikt dat uit de genomen symboolbeslissin-gen cjb een rechtstreekse schatting <4 kan worden verkregen van ingangssignaal 20 dk van encoder 11 door in decoder 35 deze geheugenloze inverse signaaltransformatie MIM toe te passen. Door het aldus verkregen datasignaal dk toe te voeren aan een precoder 37 welke identiek is met precoder 12 in datazender 1, wórdt een schatting a* verkregen van datasignaal at aan de ingang van het lineaire gedeelte (13,21,22) van het transmissietraject en deze schatting <4 wordt 25 f opeevoerd aan terugkoppelfilter 33. Op deze wijze wordt voldaan aan de voor beslissingsteruggekoppelde egalisatie algemeen te stellen voorwaarde dat het ingangssignaal van terugkoppelfilter 33 lineair gerelateerd is met het signaal aan de eerste ingang van verschilcircuit 34. Aangezien het geprecodeerde datasignaal dk hetzelfde aantal van n amplitudeniveaus bezit als het oorspronkelijke 30 datasignaal dk, is een digitale implementatie van terugkoppelfilter 33 in figuur 4 eenvoudiger dan in figuur 3 waarbij aan terugkoppelfilter 33 een datasignaal met m > n amplitudeniveaus wordt toegevoerd. In het onderhavige voorbeeld met gv(D) — 1 — D2 wordt dan niet een ternair, maar een binair datasignaal toegevoerd aan terugkoppelfilter 33.

35 Tussen de datasignalen c* en a* bestaat blijkens het voorgaande een verband dat gekarakteriseerd kan worden door de lineaire signaaltransformatie 8701331 ♦ PHN 12.037 12

Lu. In afwezigheid van foutieve symboolbeslissingen ck geldt bijgevolg hetzelfde voor het verband tussen de datasignalen ck en ak van figuur 4. In formulevorm betekent dit dat C* = (o * ffv)k· (21)

K

Om in de configuratie van figuur 4 hetzelfde uitgangssignaal van het terugkop-pelfilter 33 te verkrijgen als in figuur 3, moet in figuur 4 terugkoppelfilter 33 een impulsresponsie q'k bezitten zodanig dat (a * q')k = (c * q)k. (22) 10

Op grond van het verband tussen de datasignalen ck en ak volgens formule (21) moet q'k blijkens formule (22) gerelateerd zijn met qk als ?[ = (?* 9v)k (23) 15 De convolutie in formule (23) heeft in het algemeen een verkortende invloed op de impulsresponsie van terugkoppelfilter 33, zoals nu zal worden uiteengezet.

In afwezigheid van foutieve symboolbeslissingen bezit datasignaal ck aan de uitgang van symboolbeslissingscircuit 32 een gecontroleerde ISI structuur 20 die gekarakteriseerd is door de lineaire signaaltransformatie Lv. Voor de meest gangbare partiële-responsie transformaties Lv geeft deze structuur aanleiding tot nulpunten in het amplitudespectrum van datasignaal ck, welke nulpunten vaak gelegen zijn bij de frequentie 0 en/of bij de Nyquist-frequentie 1/(2T).

Blijkens het voorgaande dient terugkoppelfilter 33 een residuele trans-25 missievervorming te compenseren die gerepresenteerd wordt door de impulsresponsie hk. Het aldus goed gedefinieerde gewenste uitgangssignaal van terugkoppelfilter 33 moet in figuur 3 worden opgewekt door datasignaal ck aan zijn ingang te convolueren met zijn impulsresponsie qk. Omdat het amplitudespectrum van dit ingangssignaal ck nulpunten bezit bij door Lv bepaalde frequen-30 ties, kan de overdrachtsfunctie van terugkoppelfilter 33 in de omgeving van deze frequenties vrij gekozen worden zonder noemenswaardige invloed op het gewenste uitgangssignaal. In het bijzonder bij adaptieve instelling van terugkoppelfilter 33 volgens figuur 3 kan deze vrijheid onbedoeld resulteren in een grote overdracht van terugkoppelfilter 33 bij genoemde door Lv bepaalde fre-35 quenties. Zulk een grote overdracht gaat gepaard met een impulsresponsie qk van terugkoppelfilter 33 die zich over een grote tijdspanne uitstrekt en/of grote 870 1 33 1 PHN 12.037 13 amplitudewaarden bezit, en die aldus in beide gevallen aanleiding kan geven tot ernstige foutvoortplanting. Blijkens formule (23) wordt impulsresponsie qk van terugkoppelfilter 33 in figuur 4 bepaald door de convolutie van de door de lineaire signaaltransformatie Lv bepaalde impulsresponsie gv>k met de zo-5 juist beschreven impulsresponsie qk van terugkoppelfilter 33 in figuur 3. Aldus wordt bereikt dat een eventuele grote overdracht van terugkoppelfilter 33 in figuur 3 bij genoemde door Lv bepaalde frequenties geheel of nagenoeg geheel wordt tenietgedaan in figuur 4 door de zeer geringe overdracht bij deze zelfde frequenties van de eveneens door Lv bepaalde impulsresponsie gVik- Bijgevolg 10 zal de impulsresponsie q'k van terugkoppelfilter 33 in figuur 4 zich over een aanmerkelijk kleinere tijdspanne uitstrekken en/of aanmerkelijk kleinere amplitudewaarden bezitten dan de impulsresponsie g* van terugkoppelfilter 33 in figuur 3, waardoor het gevaar van foutvoortplanting aanmerkelijk is verkleind.

Het zal duidelijk zijn dat dit voordeel van gereduceerde foutvoort-15 planting in data-ontvanger 3 volgens figuur 4 blijft gelden wanneer in plaats van virtueel datasignaal c* door symboolbeslissingscircuit 32 het daadwerkelijk uitgezonden datasignaal 6* wordt gereconstrueerd. Ook dan zou de configuratie

A

volgens figuur 3, waarbij symboolbeslissingen bk omtrent daadwerkelijk uitgezonden datasignaal 6* rechtstreeks aan terugkoppelfilter 33 worden toegevoerd, 20 volgens het zojuist beschreven mechanisme aanleiding kunnen geven tot een impulsresponsie g* van terugkoppelfilter 33 die zich over een grote tijdspanne uitstrekt en/of grote amplitudewaarden bezit. Aldus kan ernstige foutvoortplanting optreden. In de configuratie volgens figuur 4 geeft de corresponderende impulresponsie qk van terugkoppelfilter 33 in dezelfde omstandigheden aanleid-25 ing tot een aanmerkelijk geringere foutvoortplanting dankzij de convolutie van impulsresponsie g* met de impulsresponsie gtik die correspondeert met lineaire signaaltransformatie Lt welke wordt uitgevoerd in lineair gedeelte 13 van encoder 11 in datazender 1.

Zoals in het voorgaande is uiteengezet, gelden de met de configuratie 30 van figuur 4 bereikte voordelen van vereenvoudigde implementatie van terugkoppelfilter 33 en gereduceerde foutvoortplanting zowel in het geval dat aan de ingang van symboolbeslissingscircuit 32 een schatting c* van virtueel datasignaal c* wordt gevormd als in het geval dat een schatting 6* van daadwerkelijk uitgezonden datasignaal bk wordt gevormd. Aangezien deze datasignalen c* res-35 pectievelijk bk samenhangen met datasignaal a* aan de ingang van het lineaire gedeelte (13,21,22) van het transmissietraject via de lineaire signaaltransfor- 870 1 53 1 PHN 12.037 14 maties Lv — Lt · Le respectievelijk Lt, is het duidelijk dat beide genoemde voordelen in het algemeen gelden wanneer aan de ingang van symboolbeslis-singscircuit 32 een schatting wordt gevormd van een m-niveau datasignaal dat samenhangt met rc-niveau datasignaal a* volgens een lineaire signaaltransfor-5 matie L met L = Lv of L = Lt, welke lineaire signaaltransformatie L correspondeert met een partiële-responsie polynoom g[D) = gv{D) respectievelijk g(D) = g,(D).

Een bijkomend voordeel van de configuratie van data-ontvanger 3 in figuur 4 heeft betrekking op de mogelijkheid om terugkoppelfilter 33 en 10 eventueel ook voorwaartsfilter 31 adaptief te implementeren. Deze mogelijkheid is geïllustreerd in figuur 5.

In figuur 5 bevatten beide filters 31 en 33 nu een adaptatiecircuit 31(a) respectievelijk 33(a) dat is uitgevoerd volgens conventionele technieken. Deze adaptatiecircuits 31(a) en 33(a) worden bestuurd door eenzelfde foutsig-15 naai ek dat representatief is voor het verschil tussen ingangssignaal ck van symboolbeslissingscircuit 32 en een datasignaal c'k. Dit datasignaal c'k is op eenvoudige wijze afgeleid uit het ingangssignaal ak van terugkoppelfilter 33 met behulp van een partiële-responsie circuit 38 waarin de gewenste partiële-responsie transformatie Lv wordt uitgevoerd. Met behulp van een verschilcircuit 39 wordt 20 het verschil Ak tussen de signalen ck en c'k gevormd, en in figuur 5 wordt dit verschil Ak direct benut als foutsignaal ek. Zoals bekend zijn bij adaptieve filters ook voorgeschreven functies van Δ*, zoals bijvoorbeeld sterk gekwantiseerde versies van Δ*, als foutsignaal ek te benutten teneinde hun digitale implementatie te vereenvoudigen. Met gebruikmaking van het aldus verkregen foutsignaal 25 Ek wordt op eenvoudige wijze bereikt dat de data-component ck — (n* w)k van het inganssignaal ck van symboolbeslissingscircuit 32 na convergentie van de adaptieve filters 31 en 33 op de gewenste wijze samenhangt met het datasignaal a* aan de uitgang van precoder 12 in datazender 1, en wel via de gewenste lineaire signaaltransformatie Lv die is vastgelegd in partiële-responsie circuit 30 38. De ogenschijnlijk meer voor de hand liggende implementatie, waarbij de in- en uitgangssignalen ck en ck van symboolbeslissingscircuit 32 rechtstreeks gebruikt worden voor het vormen van het foutsignaal ek, resulteert na adaptatie van de filters 31 en 33 welliswaar eveneens in een lineair verband tussen de data-component ck — (n*u;)fc van ck en het datasignaal ak, maar leidt onvermij-35 delijk tot het probleem dat niet a priori te voorspellen is welk lineair verband precies tot stand zal komen, zodat een ongewenste instelling van egalisator 30 870 1 33 1 PHN 12.037 15 niet a priori is uit te sluiten.

Het is duidelijk dat laatstgenoemd voordeel van een voorspelbaar convergentiegedrag blijft gelden indien in plaats van een gewenste lineaire sig-naaltransformatie L — L„ een gewenste lineaire signaaltransformatie L = Lt is 5 vastgelegd in partiële-responsie circuit 38. Zoals in het voorgaande is uiteengezet, leidt deze lineaire signaaltransformatie L — Lt tot symboolbeslissingen 5* van daadwerkelijk uitgezonden datasignaal 6*, zodat in dit geval decoder 35 een geheugenloze inverse signaaltransformatie L~1 · NL-1 = L^1 · NLJ1 dient uit te voeren, terwijl precoder 37 de daarbij behorende niet-lineaire signaaltrans-10 formatie NL = NLt dient uit te voeren.

Het voorspelbare convergentiegedrag van voorwaartsfilter 31 en te-rugkoppelfilter 33 dat gegarandeerd wordt door partiële-responsie circuit 38 in figuur 5 leidt tot een ingangssignaal ck van symboolbeslissingscircuit 33 met een correlatiestructuur die in hoofdzaak overeenstemt met de goed gedefinieerde 15 correlatiestructuur van uitgangssignaal c'k van partiële-responsie circuit 38, welke correlatiestructuur kan worden gekarakteriseerd door een partiële-responsie poly-noom gv(D) of gt{D). Deze goed gedefinieerde correlatiestructuur van ingangssignaal et van symboolbeslissingscircuit 32 in figuur 5 kan nu worden gebruikt voor het bereiken van een verdere verbetering van transmissiekwa-20 liteit door toevoeging van een niet-adaptieve post-detector 40 voor het vor-

A

A

men van definitieve symboolbeslissingen dk-M die worden toegevoerd aan een datasignaalput 36’, zoals in figuur 5 gestippeld is weergegeven. Een dergelijke post-detector is bekend uit een artikel ‘Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference’ van G.D. 25 Forney, Jr., gepubliceerd in IEEE Trans. Inform. Theory, Vol. IT-18, No. 3, biz. 363-378, mei 1972. In dit artikel wordt een niet-adaptieve detector beschreven die is ingericht voor het schatten van de meest waarschijnlijke reeks van verzonden van datasymbolen dk en daartoe een optimaal gebruik maakt van de correlatiestructuur van zijn ingangssignaal ck. Dit leidt tot een transmissie-30 kwaliteit die beter is dan bij het nemen van symboolsgewijze beslissingen zoals uitgevoerd in symboolbeslissingscircuit 32. Voor correlatiestructuren van het beschouwde partiële-responsie type zijn op deze wijze blijkens het artikel van Forney vaak verbeteringen van transmissiekwaliteit haalbaar die overeenkomen met een verbetering van 2-3 dB in signaal-ruisverhouding. Daarbij kan de im-35 plementatie van niet-adaptieve post-detector 40 relatief eenvoudig blijven vanwege de lage graad en de dientengevolge korte geheugenlengte van de partiële- 87 0 1 3.3 1 * PHN 12.037 16 responsie polynoom (gv(D) of gt{D)) die de correlatiestructuur van ingangssignaal Cfc van post-detector 40 vastlegt. Het behoeft geen betoog dat ook andere typen niet-adaptieve detectoren die deze goed gedefinieerde correlatiestructuur uitbuiten voor het bereiken van een verbeterde transmissiekwaliteit kunnen wor-5 den toegepast als post-detector 40 in figuur 5. Ook zal het na de voorgaande uiteenzetting duidelijk zijn dat het in de niet-adaptieve configuraties van de figuren 2, 3 en 4 zinvol kan zijn om een dergelijke niet-adaptieve post-detector aan te sluiten op de ingang van symboolbeslissingscircuit 32 ter verkrijging van

A

definitieve symboolbeslissingen d^-M met een betere kwaliteit dan de beslissin-

A

10 gen dk, doch eenvoudigheidshalve is deze mogelijkheid niet nader aangegeven in deze figuren.

8701331

Claims (7)

1. Systeem voor het met gegeven symboolfrequentie ljT overdragen van een n-niveau datasignaal, van welk systeem deel uitmaken een datazender met een datasignaalbron, een transmissiekanaal en een data-ontvanger met een egalisator van het beslissïngsteruggekoppelde type, die voorzien is van een voor-5 waartsfilter aangesloten tussen de ingang van de data-ontvanger en een eerste ingang van een verschilcircuit, een symboolbeslissingscircuit aangesloten op de uitgang van het verschilcircuit, en een terugkoppelfilter aangesloten tussen de uitgang van het symboolbeslissingscircuit en een tweede ingang van het verschilcircuit, waarbij het lineaire gedeelte van het transmissietraject tussen de 10 uitgang van de datasignaalbron en de eerste ingang van het verschilcircuit te beschrijven is door een lineaire signaaltransformatie met het kenmerk, dat de egalisator is ingericht voor het aan de ingang van het symboolbeslissingscircuit vormen van een schatting van een virtueel m-niveau datasignaal dat samenhangt met het aan de ingang van het lineaire gedeelte van het transmis-15 sietraject toegevoerde n-niveau datasignaal volgens een lineaire signaaltransformatie L„, welke de lineaire signaaltransformatie £ in hoofdzaak karakteriseert en welke correspondeert met een partiële-responsie polynoom g0(D) met D een het symboolinterval T representerende vertragingsoperator.

2. Systeem volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de datazen-20 der een tussen de datasignaalbron en de ingang van het lineaire gedeelte van het transmissietraject aangesloten precoder bevat voor het uitvoeren van een niet-Iineaire signaaltransformatie NLV die eenduidig is bepaald door de lineaire signaaltransformatie Lv, en dat het terugkoppelfilter in de data-ontvanger is a sm gesloten op de uitgang van het symboolbeslissingscircuit via een decoder en 25 een met de precoder in de datazender identieke precoder, welke decoder een geheugenloze inverse signaaltransformatie L~l · NL~l uitvoert die de m-niveau symboolbeslissingen omzet in een n-niveau datasignaal dat correspondeert met het oorspronkelijke n-niveau datasignaal.

3. Data-ontvanger met een beslissïngsteruggekoppelde egalisator die 30 is voorzien van een voorwaartsfilter aangesloten tussen de ingang van dé data- ontvanger en eerste ingang van een verschilcircuit, een symboolbeslissingscircuit aangesloten op de uitgang van het verschilcircuit, en een terugkoppelfilter aangesloten tussen de uitgang van het symboolbeslissingscircuit en een tweede ingang van het verschilcircuit, welke data-ontvanger geschikt is voor toepassing 35 in een systeem volgens conclusie 1 of 2 en ingericht is voor herwinning van 870 1 33 1 V PHN 12.037 18 een oorspronkelijk n-niveau datasignaal uit het uitgangssignaal van het voor-waartsfilter dat deel uitmaakt van een lineair transmissietraject, waaraan een uit het oorspronkelijke n-niveau datasignaal afgeleid n-niveau datasignaal met gegeven symboolfrequentie l/T is toegevoerd, met het kenmerk, dat de ega-5 lisator is ingericht voor het aan de ingang van het symboolbeslissingscircuit vormen van een schatting van een m-niveau datasignaal dat samenhangt, met het afgeleide n-niveau datasignaal volgens een lineaire signaaltransformatie L, welke correspondeert met een partiële-responsie polynoom g(D) met D een het symboolinterval T representerende vertragingsoperator, en dat het terugkop-10 pelfilter is aangesloten op de uitgang van het symboolbeslissingscircuit via een decoder en een precoder, welke decoder een geheugenloze inverse signaaltransformatie L~l · NL~1 uitvoert die de m-niveau symboolbeslissingen omzet in een n-niveau datasignaal dat correspondeert met het oorspronkelijke n-niveau datasignaal, waarbij NL een niet-lineaire signaaltransformatie is die eenduidig 15 is bepaald door de lineaire signaaltransformatie L, en welke precoder de niet-lineaire signaaltransformatie NL uitvoert die het n-niveau datasignaal aan de uitgang van de decoder omzet in een n-niveau datasignaal dat correspondeert met het afgeleide n-niveau datasignaal.

4. Data-ontvanger met een beslissingsteruggekoppelde egalisator die 20 is voorzien van een voorwaartsfilter aangesloten tussen de ingang van de data-ontvanger en eerste ingang van een verschilcircuit, een symboolbeslissingscircuit aangesloten op de uitgang van het verschilcircuit, en een terugkoppelfilter aangesloten tussen de uitgang van het symboolbeslissingscircuit en een tweede ingang van het verschilcircuit, welke data-ontvanger geschikt is voor toepassing 25 in een systeem volgens conclusie 1 of 2 en ingericht is voor herwinning van een oorspronkelijk n-niveau datasignaal uit het uitgangssignaal van het voorwaartsfilter dat deel uitmaakt van een lineair transmissietraject, waaraan een uit het oorspronkelijke n-niveau datasignaal afgeleid n-niveau datasignaal met gegeven symboolfrequentie l/T is toegevoerd, met het kenmerk, dat de egalisator is in-30 gericht voor het aan de ingang van het symboolbeslissingscircuit vormen van een schatting van een m-niveau datasignaal dat samenhangt met het afgeleide n-niveau datasignaal volgens een lineaire signaaltransformatie L, welke correspondeert met een partiële-responsie polynoom g(D) met D een het symboolinterval T representerende vertragingsoperator, en dat het ingangssignaal van het 35 symboolbeslissingscircuit tevens wordt toegevoerd aan een post-detector voor het vormen van een definitieve schatting van het oorspronkelijke n-niveau da- 8701331 PHN 12.037 19 tasignaal.

5. Data-ontvanger volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat het ingangssignaal van het symboolbeslissingscircuit tevens wordt toegevoerd aan een post-detector Voor het vormen van een definitieve schatting van het oorspronke- 5 lijke ra-niveau datasignaal.

6. Data-ontvanger volgens conclusie 3, 4 of 5, met het kenmerk, dat het terugkoppelfilter adaptief regelbaar is onder besturing van een foutsignaal dat representatief is voor het verschil tussen het ingangssignaal van het symboolbeslissingscircuit en een signaal dat is afgeleid uit het ingangssignaal van 10 het terugkoppelfilter door toepassing van de lineaire signaaltransformatie L.

7. Data-ontvanger volgens conclusie 3, 4 of 5, met het kenmerk, dat zowel het voorwaartsfilter als het terugkoppelfilter adaptief regelbaar zijn onder besturing van een foutsignaal dat representatief is voor het verschil tussen het ingangssignaal van het symboolbeslissingscircuit en een signaal dat is afgeleid 15 uit het ingangssignaal van het terugkoppelfilter door toepassing van de lineaire signaaltransformatie L. 8701331