JPS6173430A

JPS6173430A - エコ−除去装置

Info

Publication number: JPS6173430A
Application number: JP19610984A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-19
Filing date: 1984-09-19
Publication date: 1986-04-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点）ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイ　イー　イー　イー・トランザクションズ・オン
・アクースティクスＯスピーチ・アンドΦシグナル・プ
ロセッシング（ＩＥＥＥ　ＴＲ，ｘＮＳ、ｉｃ’ｒＩＯ
Ｎ８　ＯＮ　ＡＣＯＵＳＴＩＣ８゜５ＰＥＥＣＨＡＮＤ
　５ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥ８ＳＩＮＧ）２７巻　６号
、　１９７９年、７６８〜７８１ページ）、エコーキャ
ンセラは、エコーのインパルス応答の長さ分のタップ係
数を持つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて送出
データ系列に対応した擬似エコー（エコーレプリカ）を
生成することにより、２線７４線変換回路にて送信回路
から受信回路に漏れ込むエコーを抑圧するように動作す
る。この時、適応フィルタの各タップ係数はエコーと受
信信号が混在した混在信号からエコーレプリカを差引い
た差信号と送出データとの相関をとることにより遂次修
正される。このような適応フィルタの係数修正即ち、エ
コーキャンセラの収束アルゴリズムについては前記参考
文献に記載されており、その代表的なものとして、スト
キャーステック・イタレーション・アルゴリズム（５ｔ
ｏｃｈａｓｔｉｃｉｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔ
ｈｍ　）とサイン・アルゴリズムが仰られている。

２＠双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい、この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ　）コンバータ及びディジタル／アナログｌ／Ａ）コ
ンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータの所
要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例えば公
衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程度必要
とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数は、
システム条件のみならず前述のエコーキャンセラの収束
アルゴリズムにも依存する。

例えば、公衆通信網の加入者線Ｉこ応用する場合、スト
キャーステック・イタレーション・アルゴリズムを採用
すると８ビット程度必要であるのに対し、サイン・アル
ゴリズムでは１ビツトですむという特徴がある。ところ
が、サイン・アルゴリズムでは、前述の差信号の極性に
より、適応フィルタのタップ係数の滲正を行なうため、
差信号中ｌこ含まれている残留エコーの極性と差信号の
極性とが一致しなくなると、適応動作が不可能イこなる
という問題が生じる０例えば、伝送路符号としてバイフ
ェーズ符号のような２値打号を使用した場合、受信信号
の存在により、残留エコー（エコーとエコーレプリカと
の差）レベルが受信信号レベルと同等程度になると前述
の問題が発生する。そこで、この問題を解決するための
従来技術（こついて次ｌこ述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用シタ場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側ｔこ設置される。ここでは説明
を簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５
図を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子ｌには２値データ系列が共給
され送信部３及びアゲブチイブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部３にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、）１イブリツド・トランス（ＨＹ
Ｂ）３を介して２線伝送路４１こ佑出される。一方、送
信部２にて発生された１と１ｇ信号の一部はエコー成分
としてハイブリ、ド・トランス３の出力に現われローパ
ス・フィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。また、第５図
の回路に対向した相手側（今の説明では局側となる）か
ら送出された受信信号は、２線伝送路４及びハイブリッ
ド・トランス３を介してローパスΦフィルタ５に供給さ
れる。従って、ローパス・フィル４５の出力は、受信信
号とエコーが混在した混在信号となる。なお、ローパス
・フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成
分を抑圧するこトチする。ローパス・フィルタ５の出力
は減算器１０に供給される。ここで、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタ８．Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９゜
減算器１０．加算器１１．極性判定回路１２及び乗算器
１３乃）ら成る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５
の出力である混在信号中のエコーを除去ｆるように動作
する。これは、アダプティブ・ディジタルフィルタ８が
エコーレプリカを生成すること１こより実現される。そ
こでアダプティブ・ディジタルフィルタ８について詳細
に説明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジクルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２筺デ一タ系列（＋１
韮たは−１の値をとる）及び乗Ｅ４１３の出力ｌこ対応
している。また、第６図１こ２ける出力信号１０７は第
５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号
に対応している。２値データ系列１０５は、遅延素子１
００１　、乗算器１０１ａ　、　１０１ｔ　。

・・、　ｌ０ＩＲＩ　　及び係数発生器ん、　Ａｔ、・
・・、　ＡＲＨに供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延
素子１００．　。

１００、　、・・・、１００い−１は、この順に接続さ
れており、各々フリ、ブ・フロ、プで実現することがで
きる。ここでＮ及び几は正整数であり、几はＮの約数と
する。また２［データ系列１０５のデータレートは１／
′ｒビット／秒である。遅延素子１００　ｉ（ｉ＝ｌ　
、　２　、・・・、Ｎ／Ｒ−１）　　の出力はそれぞれ
、乗′Ｊｉ１：器ＩＱ１ｊ　、　１ｏｌｊ＋、　、・・
・ｓ　１０１Ｊ＋Ｒ−１及び係数発生器Ａｊ　”　ｊ＋
ｌ　ｙ・・・ｒ　ＡＪ＋Ｒ−１に供給される。但し、１
＝ｉｘ几である。乗算器１０１ｋ。

１０１に＋Ｒ１・・・ｔ　１０１に＋Ｎ−□（ｋ＝＝Ｏ
，Ｌ、・・・、Ｒ，−１）では、それぞれ係数発生器Ａ
ｋ　ｔ　Ａｋ＋ａ　ｅ・・・ｅ　”ｋｃ十Ｎ−ｎの出力
である各係数と入力データが掛けられた後。

各乗算結果は、すべて加算６１０２ｋ　　に入力され加
算される。８個の加ｌｘ器１０２０　、１０２．　、　
・、　ＬＯ２，−１の出力はスイッチＬＯ３の人力接点
となる。スイッチ１０３はＴ秒を周期とする多接点スイ
ッチであり、８個の加算器１０２．　、１０２．、−、
１０２Ｒ，の出力をこの順にＴ／Ｒ，秒毎に選択して出
力し、出力信号１０７となる。出力信号１０７はエコー
レプリカであり、Ｔ／＆秒毎にエコーレプリカが発生さ
れる。

刊は補間定数（インターポレーション・ファクタ）と呼
ばれ、所要の信号帯域内でエコーを除去するために通常
Ｒは２以上の整数となる。一方、スイ、チ１０３と同期
して動作するスイッチ１０４は、スイッチ１０３と入出
力が逆転している。即ちスイッチ１０４は、入力信号１
０６をＴ／几秒毎に８個の接点に順番に分配する機能を
果す、スイッチ１０４の各接点出力は、同期して動作す
るスイッチ１０５に対応した接点に入力される信号経路
に存在する係数発生器に供給されている。

次に係数発生回路について詳細に説明する。

第７図は、第６図の係数発生器Ａｔ（１＝ｏ　、　１　
。

・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである
。

第７図の入力信号２００は、第６図における２１［デー
タ系列１０５又は遅延素子１００１．１００．　、・・
・。

１００Ｎ／Ｒ−１の出力信号に対応している。また、第
７因の人力信号２０１は、第６図におけるスイッチ１０
４の接点出力に対応している。さらに、第７図の出力信
号２０３は、第６図番こおける係数発生器Ａｔの出力に
対応している。第７図において入力信号２００及び２０
１は乗Ｘ器２０４に供給され、その乗算結果は加算器２
０５の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の
遅延素子２０６を介して帰還されており、Ｔ秒毎基こ行
なわれる係数の更新は、乗算器２０４に供給されている
入力信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の係
数値に加えることにより実現される。出力信号２０３が
係数である。

以上、第６図及び第７図を参照して説明した第５図のア
ダプティブ・ディジタルフィルタ８１こより発生された
エコーレプリカは、　　Ｄ／Ａコンバータ９に供給され
、ディジタル信号からアナログ信号に変換されて減算器
１０の一方の入力となる。減算器１０では、ローパスフ
ィルタ５の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔
受信信号〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕、但し残留エコー＝〔エ
コー〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加
算器１１及び振幅制御回路１４＃こ供給される。受信部
６では、クロックの抽出、受信信号のイｌ調などが行な
われ、識別されたデータは出力端子７に現われる。振幅
制御回路１４は、ランダム信号発生器１５にて発生され
たランダム信号の最大振幅値を、減算器ｌＯの出力であ
る差イｇ号の振幅又は電力を参照して制御するという機
能を果す、振幅制御口ｊ！ｉ！ｉ１４にて制御された最
大振幅をもつランダム信号は加算器１１の一方の入力と
なる。減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路
１４の出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算
器１１１こて加算された後、極性検出器１２にてその極
性のみ検出される。

さらに、極性検出器１２の出力は乗Ｊ器１３にて２α（
αは正数）倍された後、誤差信号としてアダプティブ・
ディジタルフィルタ８に供給される。第６図の入力信号
１０６が誤差信号に対応している。

ここで前述のアダプティブ・ディジタルフィルタ８が適
応動作を行なうためには極性検出器１２１こて残留エコ
ーの極性を正しく検出することが必要となる。ところが
減Ｘ器ｌＯの出力である差信号の中には、受信信号が含
まれているから、第５図において、減′ＩＬ器１０の出
力を直接極性検出器１２に入力したと仮定すると、残留
エコーレベルが受信号レベルと同等程度ｌこなると、極
性検出器１２の出力では残留エコーの極性が正確に得ら
れなくなってしまう。従って、アダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８の適応能力が失なわれることになる。そこ
で、従来は第５図に示したように加算器１１、振幅制御
回路１４及びランダム信号発生器ｔ５を付加して、減算
器ｌＯの出力信号である差信号に受信信号レベルと同４
程度のランダム信号を加えることにより、アダプティブ
・ディジタルフィルタ８の適応動作を医証するという方
法が用いられていた。この方法は、受信信号と同等レベ
ルのランダム信号を差信号ｌこ加えることにより、受１
３信号をキャンセルする確率を発生させる。この確率は
極性検出器１２にて残留エコーの極性が正しく得られる
確率となるからアダプティブ・ディジタルフィルタ８の
適応動作が保証されること−こなる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同根１度に保つという複雑な制御を
必要としハードウェア規模が大きくなるという欠点があ
った。

（発明の目的）そこで１本発明の目的は簡単でかつハードウェア規模の
小さいエコー除去の方法を提供することにある。

（発明の構成）本発明によれば、２＠／４線変換回路の４＠側にて、送
信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、
送信データ及び誤差信号を受け適応的にエコーレプリカ
を生成するアダプティブ・フィルタと、該エコーと受信
信号が混在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得
る減算器と、該減算器の出力を標本化し保持する複数個
のサンプル−ホールド回路と、該複数個のサンプル・ホ
ールド回路の出力を周期的に１１６次切換えて選択出力
するスイッチと、該第１の減算器の出力と該スイッチの
出力との和もしくは差を得る演Ｘ器と、演算器の出力の
極性を判定する極性判定器と、該極性判冗器の出力を定
数倍する重みづけ回路とを少なくとも具備し、該重みづ
け回路の出力を該誤差信号として該アダプティブ・フィ
ルタに帰趙するようにＦＮ成したことを符ａとするエコ
ー除去装置が１１られる。

（発明の原理）本発明は、ランダム信号を付刀口して受１ｇ信号が零で
ない確率でキャンセルされるようにＴ６という従来の装
置とは異なり、受信信号のアイパターンの特性に注目す
ることにより、受１８信号がキャンセルされる確率を零
にしないように構成した。

即ち、２値打号系を含む伝送路符号の受信アイパターン
の特性によれば、現在のサンプル値とｎサンプル（ｎは
正の整数）前のサンプル値がほぼ同一の値又は逆鴎性で
各々の絶対１直がほぼ同一となる確率の最小値は零でな
いある正の値をとる。従って差信号（＝〔残留エコー〕
＋〔受信信号〕）について、現在のサンプル値とｎサン
プル前のサンプル値の差又は和をとることｌこより受信
信号成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされ
ることになる。それ故、その差又は和の極性を検出すれ
ば、残留エコーの符号が零でないある正の値の確率で検
出できるから、アダプティブ・フィルタの適応動作が保
証される。

（実施例）次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において第５図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは、第５図と同一の機能をもつものとする。第
１図と第５図の相異点は減算器１６、サンプル会ホール
ド回路８Ｈ１，ＳＨ，。

・・・、８ＨＲ及びスイッチ１７から成る回路であり。

その他の構成は第５図と全く同一である。この回路につ
いて説明する前に、全体の構成について、筒単に述べる
。入力端子１に入力された２値デー夕系列は送信部２及
びアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。

送信部２Ｉごて２値データ系列は伝送路符号に変換され
た後、ハイブリ。

ド・トランス３を介して２線伝送路４へ送出される。こ
こに、ハイブリッド−トランス３のインピーダンス不整
合に起因して、送信部２の出力が受信回路へエコーとし
て漏れ込みローパス・フィルタ５に供給される。一方、
受信信号も、伝送路４及びハイブリッド・トランス３を
介してローパすスーフィルタ５に供給される。ローパス
・フィルタ５にて、不要な高周波成分を抑圧された混在
信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算１Ｓ１０に
供給される。そこで、アダプティブ・ディジタルフィル
タ８１ごて発生されたエコーレプリカはＤ／Ａコンバー
タ９１こよりアナログ信号に変換されて減算器１０ｆこ
人力される。従って、減算５１０の出力である差信号（
＝〔混在信号〕−〔エコーレプリカ〕＝（工：＋−１３
＋＋ｌ信ａ号〕−（エコーレフリカ〕）（１）成分（Ｄ
うち、’Ａ留エコー（＝（エコー）−（エコーレプリカ
〕）が受信信号に比べて十分小さくなれば、受信部６に
て正確に復調され出力端子７には受信された２値データ
系列が現われる。ここで、アダプティブ・ディジタルフ
ィルタ３．Ｄ／Ａコンバータ９．減算器１０．減算器１
６　、極性検出器１２及び乗算器１３から成る閉ループ
回路は、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動
作を実現するものである。アダプティブ・ディ、ジタル
フィルタ８の構成については、第５図の従来例で説明し
たものと同様１こ、第６図及び第７図の回路構成と同一
で良い。極性検出器１２の出力は乗算器１３ζこて２α
倍され誤差信号としてアダプティブ・ディジタルフィル
タ８に供給される０次に、極性検出器１２の出力と、減
算５１０の出力である差信号中の残留エコー成分の極性
との関係について詳細に説明するが、その前に伝送路符
号について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであり、同図
ｔａ）はバイフェーズ符号を、（ｂｌはＭＳＫ（ミニマ
ム・シフトＯキーイング）符号のパルス波形をそれぞれ
示す、第２図ｆａｔに示したようＩこ。

バイフェーズ符号ではゝ０“及び′１“のデータに対し
事件の反転したパルス波形を割当てる。両者のパルスは
共に、１ビ、ト幅Ｔ秒の中心で匝性が反転しており、１
ビツト内で正負がバランスしているという特徴をもって
いる。これに対し、第２図（ｂｉに示したように、Ｍ８
に符号では４種類のパルス波形を用意する。即ち、′０
″及び′１“のデータに対しそれぞれ極性の反転したｅ
モードとｅモードの２種類のパルス波形を用意する。こ
れら２種類のモード遷移は、第２図（ｂｉの太い矢印で
示されており、現時点のモードは１ビツト前のモー白こ
より決定される。このＭ８に符号は、ビットの境界薔こ
て必ず極性が反転するという特徴をもっている。なおＭ
　８　Ｋ符号では′１“に対しては、１ビツト内で正負
のバランスが取れているが、％　ｏ　ｕ　Ｊこ対しては
正負がバランスしていない。しかしながら。

第２図（ｂ）のモード遷移を示す太い矢印の方向から明
らかなように、連続するビット系列内で′″０“が偶数
個存在すれば正負のバランスは取れており、ＤＣ成分は
ほとんど無視できると言える。第２図に示した伝送路符
号は、第１図の送信部２にて出力されることになる。

第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用した時の受
信アイパターン例を示す。第３図ｔａｒ及びｔｂｌは第
２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭ８に符
号の受信アイパターンである。同図に示すように、受信
アイパターンは、高域成分がカットされ丸みを帯びたも
のとなる。今、第３図（ａ）に注目する。Ｔ秒離れた４
組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔｏ　ｙ　ｔＯ）
　ｔ　（”ｊｐ　”ｘ）＊（”ｔｒ’ｋ）及び（ｂ　＋
　”３　）と仮定する。この時、１＝に（ｍ＝０．ｌ、
２，３）のサンプル値から１＝１．。

のサンプル値を差引いた値をＡ、ｎとすれば、Ａ、Ｑは
表１のように与えられることがわかる。

″Ｏ“と１１“の出現確率は等しく％であると仮定する
と、視：０．Ａ、：０．Ａ、＝０及びＡ、　：０となる
確率は表１よりそれぞれ３Ａ　、　３１　、３Ａ及びｌ
となる。この例では第３図ｆａｔに示すＴ秒雌れた４組
のサンプル点について考えたが、同図より明らかなよう
に、どのような位相をとっても正／負の逆転は別にして
表１に示す以外のパターンはあり得ないことがわかる。

従って、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプルｊ直を
差引いた値が零となる確率の最小値は％となる０次に第
３図（ｂｌのＭ８に符号の受信アイパターンについて考
えると、第２図（ｂｌのモード遷移を参照してＡｆｆｉ
は表２のように４表２　　Ｍ８に符号の場合の〜の値１０″と１１“の出現確率は等しく各々％であると仮定
するとへ：０．Ａ、：０．＾＝０及びＡ、＝０となる確
率は、表２よりそれぞれ”　ｅ　３Ａ　＋　３’４及び
Ｋとなる。この例では第３図（ｂｌに示すＴ秒前れた４
組のサンプル点について考えたが、同図より明らかなよ
うに、どのような位相をとっても正／負の逆転は別にし
て、表１に示す以外のパターンはあり得ないことがわか
る。従って、Ｍ８に符号の場合にも、現在のサンプル値
からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確率の
最小値は昼となる０以上、バイフェーズ符号及びＭ８に
符号を例に挙げて述べたように、現在のサンプル値から
Ｔ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確率の最小
値は共にＫとなることがわかる。これらの符号以外の伝
送路符号についても同様に考えると前記確率の最小値は
零でない値をもつことは明らかである。さらに、今まで
は、現在のサンプル値からＴ秒（データレートは１／Ｔ
ビット／秒とする。）前のサンプル値を差引いた値を対
象としてきたが、現在のサンプル値からｌ−Ｔ秒（ぎは
正整数）前のサンプル値を差引いた値が零となる確率の
最小値も同様にＫとなることがわかる０次にこの確率が
エコーキャンセラの適応動作の中でどのような意味を持
つかについて、第１図を参照して説明する。

第１図に示す第１の発明の一実施例において、参照数字
１６は減算器、参照英字ＳＨ，、８Ｈ，、・・・。

ＳＨＲはサンプル・ホールド回路、参照数字１７はスイ
ッチ、参照数字１２は極性検出器である。ここで、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を行なうた
めには、極性検出器１２にて、減算器１０の出力である
差信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリ
カ〕）中に含まれる残留エコー（＝（エコー）−（エコ
ーレプリカ〕）成分の極性が正確に得られる確率が零で
ないという条件が必要であることは前に述べた。第１図
において、サンプル・ホールド回路ＳＨ，，ＳＨ２，・
”　＋　ＳＨＲｔスイッチ１７及び減算器［６は、この
条件を満足する目的で付加されたものであり、減算器［
６の出力ｌこは、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプ
ル値を差引いた差のサンプル値がＴ／几秒毎に現われる
ように動作する。Ｒは前述の補間定数を示す正の整数で
ある。減算器ｌＯの出力である差信号を入力とするＲ個
のサンプル・ホールド回路ＳＨ，、ＳＨ，。

・・・、ＳＨＲのサンプル位相はこの順ｌこＴ／几秒ず
れており、各々１秒毎に入力信号を標本化した後その値
を保持する。ここでは、標本化に要する時間は無視でき
ると仮定している。Ｒ個のサンプル・ホールド回路ＳＨ
１，８１（、、・・・、８ＨＲの出力はスイッチ１７の
入力接点となる。スイッチ１７は多接点スイッチであり
、Ｒ個のサンプル・ホールド回路ＳＨ１，ＳＨ，，−，
ＳＨＲの出力をこの順１ｃＴ／Ｒ秒毎ｔこ選択して出力
し減算器Ｉ６に供給される０以上の動作により、減算５
１６の出力には現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル
値を差引いた差のサンプル値がＴ／Ｒ秒毎に現われる０
表１及び表２の説明で述べたように、減算器１０の出力
である差信号の中の受信信号成分は、減算器１６の出力
では確率イ以上で受信信号が零ｆこなることは明らかで
ある。一方、減算器１６の出力に含まれている残留エコ
ー成分について考えると、現在の残留エコーの値から′
ｒＴ秒前残留エコーの値を差引いた値が残留エコー成分
として減Ｘ器１６から出力される。

現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無
相関であるから、゛ｒ秒前の残留エコーのイ直はランダ
ム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値
の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが１ｄ（＜δ（但
しＯ≦δ）となる確率は、零でなくある正の値をとる。

従りて、減算器１６の出力信号を入力とする極性検出器
１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力される
確率は零でないある正の１直をとることがわかる。それ
故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が
保証されることになる。なお、第１図において、サンプ
ル・ホールド回路５）ｆｌ、　ＳＨ，、・・・、８ＨＲ
の標本化１こ要する時間は無視できると仮定していたが
、これが成立しない場合には、サンプル拳ホールド回路
の個数を２几個用意すれば良い、この時各サンプル・ホ
ールド回路は２′ｒ秒毎に入力信号を１売本化し保持す
る。またスイッチ１７の周期は２Ｔ秒となる。

次に、本発明の他の実施例について第４図を参照して詳
細に説明する。同図において第１図と同一の参照番号を
付与された機能ブロックは第１図と同一の機能をもつも
のとする。第４図と第１図の相異点は第１図の減算器１
６が第４因では加算器１８に置換えられていることであ
り、その他の部分は全く同一である。従って、第４図で
は減算器１０の出力である差信号に関し、現在の星信号
の値とＴ秒前の差信号の籠との和が加算器１８の出力に
現われ、この和の値の極性を極性検出器１２で検出する
ことになる。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及
びその受信アイパターン例を示した第３図を用いて表２
及び表３に対応する表を求めてみる。まず、第３図（ａ
）に注目し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそ
れぞれ（ｔｏ、弓）。

（１，、，１ζ）ｙ（ｔ！ｅｔ′１）及びＣ”ａｐ弓）
と仮定する。この時１＝に（ｍ＝＝ｏ、１，２．３）の
サンプル値と、１＝１□　のサンプル直の和を堀とすれ
ば、幅　は表３のように与えられることがわかる。同様
に第３図（ｂｌに対して、表４が得られる。

表３　バイフェーズ符号の場合のＢｍの１１八表４　　
Ａ１５Ｋ符号の場合のｔ’ｍの１代１０“と１１“の出
現確率は等しく各４号であると仮定すると、Ｂｏ＝Ｑ　
、　Ｂ、＝ｏ　、　Ｂｔ＝ｏ及びＢ、　：０となる確率
は１表３に示すバイフェーズ符号の場合には、それぞれ
号２％ｖ３Ａ及び１となり、表４に示すＭ８に符号の場
合にはそれぞれ１ｔＫｐＫ＃％となる。従って、現在の
サンプル値とＴ秒前のサンプル値との和が零となる確率
の最小値は号であり、このことは、任意のサンプリング
位相で成り立つ。また０表３及び表４にはそれぞれバイ
フェーズ符号及びＭＳＫｉ号の場合を示したが、これら
以外の伝送路符号についても同様に考えれば現在のサン
プル値とＴ秒前のサンプル値との和が零となる確率の最
小値は零でない値をもつことは明らかである。さらに、
現在のサンプル値とｌ−Ｔ秒（Ｉは正整数）前のサンプ
ル値との和が零となる確率の最小値も同様に零でない］
直をもっことは言うまでもない。

そこで第４図の説明に戻ると、減算器１０の出力である
差信号は受信部６に供給されると共に、Ｒ個のサンプル
ｅホールド回路ＳＨ，、８Ｈ，、・・・。

ＳＨＲにも供給される。第１図の説明で述べたように、
スイッチ１７の出力には、Ｔ／Ｒ秒毎に減算器ｌＯの出
力を１秒遅延させたサンプル値が現われる。従って、加
算６１８の出力には現在の値とＴ秒前のサンプル値との
和が現われることになる０表３及び表４より、減算器１
０の出力である差信号の中の受信信号成分は、加算器Ｌ
６の出力では確率％以上で受信信号が零になることは明
らかである。

一方、加算器１８の出力に含まれている残留エコー成分
について考えると、現在の残留エコーの値とＴ秒前の残
留エコーの和が残留エコー成分として加算器１８から出
力される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコー
の値とは無相関であるからＴ秒前の残留エコーの値は、
ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコ
ーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが１ｄ１＜
δ（但し０≦δ）となる確率は零ではなくある正の値を
とる。従って加算器１８の出力信号を入力とする極性検
出器１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力さ
れる確率は零でないある正の値をとることがわかる。そ
れ故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作
が保証されることになる。なお、第４図において、サン
プル・ホールド回路ＳＨ，、８Ｈ，、・・・、８ＨＲの
標本化に要する時間は無視できると仮定していたが、こ
れが成立しない場合には、サンプル・ホールド回路の個
数を２Ｒ個用意すれば良い、この時、各サンプル・ホー
ルド回路は２Ｔ秒毎に入力信号を標本化し保持する。

またスイッチ１７の周期は２１秒となる。

以上、実施例にもとづいて本発明の詳細な説明したが、
２線伝送路の線路損失を補償するための線路等化器は、
第１図及び第４図において、受信部６の中に含めて考え
ても良いし、ローパスフィルタ５と減算器１０の間に挿
入しても良い、またＭ８に符号を採用した場合１０“と
１１“に対するパルス波形が異なることと、各々ｅモー
ドとｅモードを有するという２つの理由によりアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ８の構成は、バイフェーズ符
号の場合と若干異なる。即ち、′０“及び１１“のパル
ス波形が異なることに対応させて、タップ係数を２種類
用意し個別に更新させる必要があるこお、また、送信部
２よりモード信号を受けタップ系数を区別することが必
要となる。

（発明の効果）以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）について現在の値とＴ
秒前の値との差又は和をとることにより受信信号成分は
零でないある正の値の確率でキャンセルされる。従って
、その差又は和の極性を検出することにより、アダプテ
ィブ・ディジタルフィルタの適応動作が保証される・ま
た１本発明によれば、１秒の遅延を与える腹数閏のサン
プル・ホールド回路とスイッチから成るブロックと、減
算器又は／ＪＯＪ！器を組合せることにより、上述の適
応動作を保証できる力）ら、制御が簡単で、かつハード
ウェア規模の小さいエコー除去装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図。第２図は伝送路符号のパルス波形の例を示す図、第３図
は受信アイパターンの例を示す図、第４図は本発明の他
の実施例を示すブロック図、第５図は従来例を示すプロ
、り図、第６図はアダプティブ・ディジタルフィルタの
構成を示す図、第７図は係数発生器の構成を示す図であ
る。図において、２は送信部、３はハイブリッド・トランス
、４は２線伝送路、５はローパス・フィルタ、６は受傷
部、７は出力端子、８はアダプティブ・ディジタルフィ
ルタ、９はＤ／Ａコンバータ、１０及び【６は減算器、
１１及び１８は加算器、１２は極性検出器、１３は乗算
器、１４はｆＧｌｌ＠制御回路、１５はランダム信号発
生器、１７はスイッチ、８Ｈ，。ＳＨ，、、・、、ＳＨＲはサンプル・ホールド回路、１
００１　、　Ｚｏｏ□、・・・ｔ　１００Ｎ／Ｒ−１は
遅延素子、１０１゜。１０１、　、・・・、　ｌｏｔ、、　は乗算器、１０２
ｏ、　１０２．、−。１０２Ｒ−、は加算器、１０３及び１０４は多接点スイ
ッチ、２０４は乗算器、２０５は加算器、２０６は遅延
素子をそれぞれ示す。

Claims

【特許請求の範囲】

２線／４線変換回路の４線側にて、送信回路より受信回
路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及び誤
差信号を受け適応的にエコーレプリカを生成するアダプ
ティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在した混
在信号と該エコーレプリカとの差を得る減算器と、該減
算器の出力を標本化し保持する複数個のサンプル・ホー
ルド回路と、該複数個のサンプル・ホールド回路の出力
を周期的に順次切換えて選択出力するスイッチと、該減
算器の出力と該スイッチの出力との和もしくは差を得る
演算器と、演算器の出力の極性を判定する極性判定器と
、該極性判定器の出力を定数倍する重みづけ回路とを少
なくとも具備し、該重みづけ回路の出力を該誤差信号と
して該アダプティブ・フィルタに帰還するように構成し
たことを特徴とするエコー除去装置。