JPH01212127A - エコー除去方法及びエコー除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は２線双方向データ伝送を実現する友めのエコー
除去方法及びエコー除去装置に関する。

（従来の技術） ペア線を用いて２線双方向データ伝送を実現する几めの
公知の技術としてエコー・キャンセラが知られている（
１部ＥＴルΔＳＡσＩ’ｌ０ＮＳ　ＯＮ　Ａ■ＵＳＴ−
ＩＣ８，５ＰＥＥＣＨＡＮＤ　５ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯｅ
ＥＳＳＩＮＧ；２７巻６号、１９７９年、７６８〜７８
１ページ参照）。エコー・キャンセラはエコーのインパ
ルス応答の長さ分のタップ係数金持つ適応型（アダプテ
ィブ）フィルタを用いて送出デーダ系列に対応した擬似
エコー（エコー・レプリカ）を生成することにより、２
線７４線変換回路にて送信回路から受信回路に漏れ込む
エコーを抑圧するように動作する。このとき、適応型フ
ィルタの各タップ係数はエコーと受信信号が混在した混
在信号からエコー・レプリカ全差引いた差信号と送出デ
ータとの相関金とることによフ逐次修正される。この様
な適応型フィルタの係数修正、すなわちエコー・キャン
セラの収束アルゴリズムについては上記参照文献に記載
されてお）、その代表的なものとして、ストカスティク
・アイタレ−ジョン・アルゴリズム（Ｓｔｏ−ｃｈａｓ
ｔｉｃ　Ｉｔｅｒａｔｉｏｎ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）と
サイン・アルゴリズ、Ａ　（Ｓｉｇｎ　Ａｌｇｏｒｉ　
ｔｈｍ）が知られている。

エコー・キャンセラにおいて係数の修正を行う際に、前
記混在信号から擬似、エコーを差引いた差信号中にまれ
る残留エコーを正しく検出することは、収束時間の短縮
と演算語長の削減に重要な役割全果す。すなわち、差信
号中の受信信号は残留エコーに対して妨害信号となる。

ＡＭＩ符号のように、シンボル波形の１周期中に零レベ
ルとなる区間金持つ伝送路符号の場合に比べて、パイフ
ェーズ符号のような零レベルとなる区間を持たない伝送
路符号の場合に、この妨害の影響は大きい。

特に、サイン・アルゴリズムを適用し之場合、差信号中
〈含まれる残留エコーの極性と差信号の極性とが一致し
なくなると適応動作が不可能になるという問題が生じる
。例えば、伝送路符号としてバイ７工−ズ符号のような
２値打号全使用しｔ場合、残留エコー（工；−とエコー
・レプリカとの差）レベルが受信信号レベルと同等程度
になると前述の間層が発生する。

次に、この妨害信号となる受信信号を除去するための従
来技術について述べる。第６図は受信信号を消去してフ
ィルタ係数を更新するエコー・キャンセラの従来例を示
したもので、サイン・アルゴリズムを採用し九場合であ
る。ここで第６図の回路は２線伝送路５を介して対向で
接続されているものとする。加入者ケーブルを対象とす
れば、−万が局側に、他方は加入者側に設置される。こ
こでは説明を簡単にするためにベースバンド伝送を仮定
し、第６図を加入者側回路として説明する。

第６図において、入力端子ｌには２値データ系列が供給
されて送信部２に入力される。送信部２にて２値データ
系列は伝送路符号に変換された後、アダプティブ・ディ
ジタル・フィルタ１０へ供給され、同時にＤ／Ａコ／バ
ータ（ＤＡＣ）３でアナログ信号に変換され几後、ハイ
ブリッド・トランス（ＨＹＢ）４？介して２線伝送路５
に送出される。一方、送信部２にて発生され九送信信号
の一部はＤ／Ａコンバータ３を経九後、エコー成分トシ
てハイブリッド・トランス４の出力に現れ、Ａ／Ｄコン
バータ（ＡＤＣ）６でディジタル信号に変換された後、
ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）７に供給される。また、
第６図の回路に対向した相手側（ここでは局側となる）
から送出され九受信信号は２線伝送路５、ハイブリッド
・トランス４及びＡ／Ｄコンバータ６１’ｌてローパス
・フィルタフに供給される。従って、ローパス・フィル
タフの出力は受信信号とエコーが混在し几混在信号とな
る。ローパス・フィルタ７の役割は所望の信号帯域以外
の周波数成分を抑圧することである。ローパス・フィル
タ７の出力は減算器１１に供給される。ここで、アダプ
ティブ・ディジタル・フィルタ１０、減算器１１．加算
器１２、極性判定回路１３．及び乗算器１４から成る閉
ループ回路はローパス・フィルタフの出力である混在信
号中のエコーを除去するように動作する。これは、アダ
プティブ・ディジタル・フィルタ１０がエコー・レプリ
カを生成することにより実現される。

絖いて、アダプティブ・ディジタル・フィルタ１０につ
いて詳細に説明する。第７図は第６図のアダプティブ・
ディジタル・フィルタ１０の詳細構成を示す。第７図に
おける入力信号１０６及び１０７はそれぞれ第６図の入
力端子ｌから供給されｔ２値データ系列（＋１または−
ｌの値をとる）及び乗算器１４の出力信号に対応してい
る。また、第７図における出力信号１０８は第６図のア
ダプティブ・ディジタル・フィルタｌＯの出力信号に対
応している。入力信号１０６は遅延素子１００ｈ乗算器
１０１・、１０１１１・・−・！、　ｌ０ＩＲ１及び係
数発生器１０２・；　１０２．、・・−・−，１０２Ｒ
−□に供給される。

Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００１１１００２　＠・
・−・・。

１００）ｌ／Ｒ−１はこの順番に接続されており、各々
クリップ・７０ツブで実現することができる。ここでＮ
及び几は正の整数であシ、ＲはＮの約数とする。まｔ、
入力信号１０６のデータ周期はＴ秒である。遅延素子１
００ｉ（１”１＊　Ｌ・・・・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出
力はそれぞれ乗算器１０１−　１０１ｊ＋０．　。

Ｊ。

１０１・　　　及び係数発生器１０２・　１０２ｊ＋、
。

３＋ＢＩ　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｉｓ・・
・・・・ｅ　１０２ｊ＋Ｂ　　１に供給される。但し、
Ｊ＝ｉｘＲである。乗算器１０１＠　、　１０１ｔ　ｔ
　・・・”・１０１に＋Ｈ−ｎ（Ｋ：０．１．・・−・
・、几−１）ではそれぞれ係数発生器１０２ｅ　＊　ｉ
ｏ　２ｔ　ｓ　””ｍ　ｉ０２に＋Ｈ−Ｈの出力である
各係数と入力データが掛けられた後、各乗算結果はすべ
て加算器１０３Ｋに入力されて加算される。

８個の加算器１０３・、１０３ｉ、・・−・・、１０３
Ｂ　、の出力はスイッチ１０４の入力接点に供給される
。スイッチ１０４はＴ秒を周期とする多接点スイッチで
あシ、８個の加算器１０３．．１０３１．・・〜・−、
１０３，□の出力音この順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力
し、出力信号１０８とする。出力信号１０８はＴ／Ｒ秒
毎に発生されるエコー・レプリカである。Ｒは補間定数
（インタポレーショ／・７アクタ）と呼ばれ、所要の信
号帯域内で符号量干渉を除去するために１通常２以上の
整数となる。一方、スイッチ１０４と同期して動作する
スイッチ１０５はスイッチ１０４と入出力が逆転してい
る。即ち、スイッチ１０５は入力信号１０７’１Ｔ７１
４秒毎に九個の接点に幀番に分配する機能を果比す。ス
イッチ１０５の各接点出力は同期して動作するスイッチ
１０４に対応し友接点に入力される信号経路に存在する
係数発生器に供給されている。

次に、係数発生器について詳細に説明する。第８図は第
７図の係数発生器１０２．　（１＝０．１．・・−・・
。

Ｎ−１）の詳細構成を示したものでるる。第８図の入力
信号２００は第７図の入力信号１０６又は遅延素子１０
０１，１００１１・・・・・・、１００Ｎ／Ｂ　　１の
出力信号に対応している。また、第８図の入力信号２０
１は第７図におけるスイッチ１０５の接点出力に対応し
ている。さらに、第８図の出力信号２０３は第７図にお
ける係数発生器１０２１の出力に対応している。第８図
において、入力信号２００及び２０１は乗算器２０４に
：供給され、その乗算結果は加算器２０５の一部の入力
となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延素子２０６を
介して帰還されておシ、Ｔ秒毎に行なわれる係数の更新
は乗算器２０４に供給されている入力信号２００及び２
０１の相関値全１サンプル前の係数値に加えることによ
り実現される。出力信号２０３が係数である。

以上第７図及び３８図を参照して説明し次第６図のアダ
プティブ・ディジタル・フィルタ１０により発生され九
エコー・レプリカは、減算器１１の−１の入力となる。

減算器１１ではローパス・フィルタフの出力信号である
混在信号（＝エコー十蔓信信号）からエコー・レプリカ
を差し引い沈着信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕
。但しくｆｌ留エコー）＝（エコー）−（エコー・レフ
リカ〕）が得られ、受信部６、加算器１２及び振幅制御
回路１６に供給される。受信部６では、クロック抽出、
受信信号の復調などが行わｔ１識別されたデータは出力
端子７に現れる。振幅制御回路１６はランダム信号発生
器１５にて発生されたランダム信号の最大振幅値全減算
器１１の出力である差信号の振ｆＭ又はｔ力を参照して
制御するという機能を果す。振幅制御回路１６にて制御
され几最大振１＊ｆｆｉもつう／ダム信号は、加算器１
２の−１の入力となる。減算器１１の出力である差信号
と振幅制御回路１６の出力である振幅制限を受けｆｃク
ランム信号とは加算器１２にて加算された後、極性検出
器１３にてその極性だけが検出される。

さらに、極性検出器１３の出力は乗算器１４にて２α（
αは正数）倍された後、誤差信号としてアダプティブ・
ディジタル・フィルタｌＯに供給される。第７図の入力
信号１０６が誤差信号に対応している。ここで、前述の
アダプティブ・ディジタル・フィルタ１０が適応動作を
行うためには、極性検出器１３にて残留エコーの極性を
正しく検出することが必要となる。ところが、減算器１
１の出力である差信号の中には受信信号が含まれている
から、第６図において、減算器１１の出力を直接極性検
出器１３に入力し九と仮定すると、残留エコーレベルが
受信信号レベルと同等程度になると、極性検出器１３の
出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなる。従
って、アダプティブ・ディジタル・フィルタｌＯの適応
能力が失われる。そこで、従来は第６図に示しｔように
加算器１２、振幅制御回路１６及びランダム信号発生器
１５を付加して、減算器１１の出力信号である差信号に
受信信号レベルと同程度のランダム信号を加えることに
より、アダプティブ、ディジタル・フィルタ１０の適応
動作を保証するという方法が用いられていた。この方法
は受信信号と同等レベルのランダム信号を差信号に加え
ることにより、受信信号全相殺する確率を零でなくする
。この確率は極性検出器１３にて残留エコーの極性が正
しく得られる確率となるから、アダプティブ・ディジタ
ル・フィルタ１０の適応動作が保証される。

（発明が解決しようとする課題） ところが、上述し九従来構成では、ランダム信号の発生
が必要になると共に、所望のエコー抑圧度を得る叱めに
は、差信号に加えるべきランダム信号の最大値を受信信
号レベルと同程度に保つｔめの制御を必要とし、ハード
ワエア規模が大きくなるという欠点があっ之。また、受
信信号の非線形性により正負パルスの振幅が異なるとき
には、正負パルスに対応しｔ別々の振幅制御をする必要
があシ、回路が複雑になるという欠点があった。

（課題を解決するための手段） 本発明は２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ
・フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回
路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去
方法において、前記エコーと受信信号とが混在した混在
信号から前記擬似エコーを差引いて差信号を得た後、前
記差信号に含まれる受信信号シンボル波形の判定結果を
用いて前記差信号に含まれる受信信号シンボル波形に対
応したメモリに既に保存されているデータを取シ出し、
前記差信号から減算して誤差信号を求め、さらに前記差
信号をそのシンボル波形に対応し九メモリに保存し、前
記アダプティブ・フィルタのタップ係数の逐次更新に前
記誤差信号を用いる構成である。

ま九、本発明は２鞘・４線変換回路の４線側にてアダプ
ティブ・フィルタにより発生される擬似エコーを用いて
送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコ
ー除去装置において、送信データ及び誤差信号を受は適
応的に擬似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと
、前記擬似エコーと受信信号とが混在し九混在信号と前
記擬似エコーとの差を得る４１の減算器と、前記第１の
減算器の出力を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の
出力を前記受信信号のシンボル波形に対応して分配する
スイッチと、前記スイッチから供給されるデータを格納
するメモリと、前記受信信号のシンボル波形に対応して
前記メモリからのデータを選択するセレクタと、前記セ
レクタの出力と前記遅延素子の出力との差を得る第２の
減算器と。

前記第２の減算器の出力の極性を判定する極性判定器と
、前記極性判定器の出力を定数倍する重みづけ回路とを
備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差信号として前
記アダプティブ・フィルタに帰還する構成である。

さらに、本発明は２線・４線変換回路の４線側にてアダ
プティブ・フィルタによ多発生される擬似エコーを用い
て送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエ
コー除去装置において、送信データ及び誤差信号を受は
適応的に擬似エコーを生成するアダプティブ・フィルタ
と、前記擬似エコーと受信信号とが混在した混在信号と
前記擬似エコーとの差を得る第１の減算器と、前記第１
の減算器の出力を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子
の出力を前記受信信号のシンボル波形に対応して分配す
るスイッチと、前記スイッチから供給され几データを格
納するメモリと、前記受信信号のシンボル波形に対応し
て前記メモリからのデータを選択するセレクタと、前記
セレクタの出力と前記遅延素子の出力との差を得る第２
の減算器と、前記第２の減算器の出力を定数倍する貞み
づけ回路とを備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差
信号として前記アダプティブ・フィルタに帰還する構成
である。

（作　用） 本発明はランダム信号を付加して受信信号が零でない確
率で相殺されるように構成するという従来構成とは異な
シ、受信信号のアイ・パターンの特性に注目して受信信
号が消去されるように構成した。即ち二値符号系を含む
伝送路符号の受信信号のアイ・パターンの特性によれば
、現在のサンプル値とＪＴ秒（Ｊは正整数）前のサンプ
ル値がほぼ同一の値となる確率の最小値は零でないある
正の値をとる。従って、差信号（＝残留工；−＋受信信
号）ｔ−各サンプル値の層するシンボル波形に対応した
メモリに保存する一方、絶対値の等しいサンプル値が受
信されｔときに取シ出して現在のサンプル値から減算す
ることにょシ、受信信号を消去できる。

（実施例） 次に、図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。

同図において、第６図と同一の参照番号を付与され危機
能ブロックは′８６図と同一の機能を有する。

第１図と第６図の相違点はＭＴ秒の遅延を与える遅延素
子（ＭＴ）１９、スイッチ２０．メモリ群２１１　Ｉ　
２　ｔ＝　、　−・−−−−、２１ｍ、セレクタ（８Ｅ
Ｌ）２２、減算器２６からなる部分であシ、その他の構
成は第６図と全く同一である。この回路について説明す
る前に全体の構成について簡単に述べる。

入力端子１に入力された２値データ系列は送信部２に入
力される。送信部２にて２値データ系列は伝送路符号に
変換された後、アダプティブ・ディジタル・フィルタｌ
Ｏに供給され、同時にＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）３で
アナログ信号に変換されｔのちハイブリッド・トランス
（ＨＹＢ）４ｉ介して２線伝送路５に送出される。ここ
で、ハイブリッド・トランス４のインピーダンス不整合
に起因して送信部２の出力が受信回路へエコーとして漏
れ込み、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）６ｔ−経てローパ
ス・フィルタ（ＬＰＦ）７に供給される。

一方、受信信号も伝送路５、ハイブリッド・トランス４
及びＡ／Ｄコンバータ６１’ｌてローパス・フィルタフ
に供給される。ローパス・フィルタ７にて不要な高周波
成分を抑圧され九混在信号（＝エコー十受信信号）は減
算器１１に供給される。

そこでアダプティブ・ディジタル・フィルタ１０にて発
生されたエコー・レプリカは減算器１１に入力される。

従って、減算器１１の出力である差信号（＝〔混在信号
〕−〔エコー・レプリカ〕＝〔エコー〕＋〔受信信号）
−（エコーレプリカ〕）の成分のうち、残留エコー（＝
〔エコー）−（エコーレプリカ〕）が受信信号に比べて
十分小石くなれば、受信信号が受信部８にて正確に復調
てれ、出力端子９には受信され几２値データ系列が現れ
る。−万、アダプティブ・ディジタル・フィルタｌＯ１
減算器１１、遅延累子１９、減算器２６、極性利足回路
１３、及び乗算器１４から成る閉ループ回路はアダプテ
ィブ・ディジタル・ディジタル・フィルタ１０の適応動
作を実現するものであり、スイッチ２０とセレクタ２２
はメモリ群２１１゜２１２、・・・・・・、２１ｍに供
給する信号と取シ出す信号とを選択して減算器２６に供
給する信号を制御する。アダプティブ・フィルタ１０の
構成については、第６図で説明したものと同様に第７図
及び第８図の回路構成と同一でよい。極性検出器１３の
出力は乗算器１４にて２α倍された後、誤差信号として
アダプティブ・ディジタル・フィルタ１０に供給される
。次に、セレクタ２２の出力と減算器１１の出力である
差信号中の残留エコー成分の極性との関係について詳細
に説明するが、その前に伝送路符号について述べる。

第２図は二値符号の代表例を示し九ものであり、同図（
ａ）はバイ７工−ズ符号を、同図（ｂｌはＭＳＫ（ミニ
マム・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞ
れ示す。第２図（ａｌに示しｔようにバイフェーズ符号
では１０″及び′″ｌ”のデータに対して極性の反転し
化パルス波形を割シ当てる。両者のパルスは共に、１ビ
ット幅Ｔ秒の中心で極性が反転しており、１ビツト内で
正負がバランスしているという特徴をもっている。これ
に対し、第２図（ｂ）に示したように、Ｍ８に符号では
４種類のパルス波形全用意する。即ち、″Ｏ′″及び”
１″のデータに対し、それぞれ極性の反転した＠θ″そ
一ドと１１”モードの２種類のパルス波形を割轟てる。

＠Ｏ″モードと＠１″モードは、それぞれ波形の極性が
正と負であることを表す。これら２種類のモード遷移は
第２図（ｂ）の矢印で示されておシ、現時点のモードは
１シンボル前のモードにより決定される。このＭＳＫ符
号は送出シンボル波形の境界にて必ず極性が反転すると
いう性質を持っている。なお、ＭＳＫ符号では、＠１”
に対してはｌシンボル内で正負のバランスが取れている
が　ａｌ　Ｑ　＃に対しては、正負がバランスしていな
い。しかし、第２図（ｂｌのモード遷移を示す矢印の方
向から明らかなように、連続するデータ系列内で＠０′
″が偶数個存在すれば正負のバランスは取れてお９、直
流成分はほとんど無視できる。第２図に示し九伝送路符
号は第１図の送信部２にて出力される。

第３図は第２図に示し几伝送路符号を採用したときの受
信信号のアイ・パターン例を示す。第３図（ａ）及び第
３図（ｂ）は第２図に対応しｔそわぞれバイ７工−ズ符
号及びＭ　Ｓ　Ｋ符号のアイ・パターンである。第３図
に示すように、受信信号アイ・バター／は、高域成分が
除去され丸みを帯びたものとなる。いま、第３図（切に
示すＭＳＫ符号の受信信号アイ・パターンに注目する。

受信信号アイ・パター／の特性によれば、現在のサンプ
ル値とＪＴ秒（Ｊは正整数）前のサンプル値がほぼ同一
の値である確率は零でないある正の値をとる。従って、
Ｔ秒毎のサンプル値をメモリに保存しておき、同一の波
形が受信され九ときのサンプル値から減算することによ
って受信信号全相殺することができる。第４図（ｂ）は
Ｊ＝２の場合について受信信号相殺の様子を表わし次も
ので、３つの波形は右から順に現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前
のシンボル波形である。第４図（ｂｌに示し比例では、
現在の波形と２Ｔ秒前のシンボル波形が同一になる。従
って、サンプル値についても現在のサンプル値と２Ｔ秒
前のサンプル値が同一の値となることは容易にわかる。

ゆえに、２Ｔ秒前のサンプル値をこのす／プル値の属す
るシンボル波形に対応したメモリから取り出し、現在の
サンプル値から減算することによって受信信号成分は相
殺される。これがＪ＝２以外の場合にも正しいことは明
らかである。−万、これらの減算全行う減算器２６の出
力に含まれる残留エコー成分について考えると、現在の
残留エコーの直とＪＴ秒前の残留エコーの値とは無相関
であるから、ＪＴ秒前の残留符号量干渉の値はランダム
雑音とみなすことができる。ＪＴ秒前の残留符号量干渉
の値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄがＩｄｌ≦δ
（ただしＯ＜ａ）となる確率は零でなくある正の値をと
る。従って、減算器２５の出力信号を入力とする極性検
出器１３において、正確な残留エコーの極性が検出され
る確率は零でないある正の値をとることがわかる。従っ
て、アダプティブ・ディジタル・フィルタ１０の適応動
作が保証されることになる。

次に、第１図におけるメモリ群２１．．２１．。

・・・・・・、２１ｍの入出力信号を制御するスイッチ
２０とセレクタ２２の動作について説明する。スイッチ
２０は受信サンプル値の属するシンボル波形に対応して
このす／プル値を保存するメモリをメモリ群２１１＠２
１鵞ｅ・・・・・・、２１ｍから選択する。

ＭＳＫ符号のアイ・パターンは第３図（ｂ）に示すよう
に４種類の波形が重ねあわされたものになるからｍ＝４
であシ１例えばメモリ２１□＊２１２ｙ２１３．２１．
がそれぞれ＠ｏｏ″、　＠０１″、＠１０”。

′″１１″で現されるシンボル波形に対応すると考える
ことができる。ここで、″０１”とはデータ信号＠０″
とモード信号＠ｌ”で定義されるシンボル波形を表す。

受信されたシンボル波形に対するデータとモードの判定
は受信部８が行い、スイッチ２０とセレクタ２２にこれ
らの判定結果全供給する。スイッチ２０は受信部８から
供給されるデータ信号とモード信号を用いて、これらの
組合せが＠００”、−０１”、＠１０”、′１１”のと
きに遅延素子１９から供給され比信号をそれぞれメモ１
７２１１゜２１、．２１３，２１．に保存するように回
路の切）換えを行なう。なお、第１図において、受信部
８とスイッチ２０及びセレクタ２２とを結ぶ経路は１本
の線で表示しであるが、ＭＳＫ符号を採用しｔ場合には
データ信号とモード信号に対応する２本の経路を表わす
。受信部８はシンボル波形が最後まで受信されるまで受
信シンボル波形の判定を行なうことができず、データ信
号とモード信号が決定されないので、スイッチ２０に供
給される信号は遅延素子１９によりＴ秒遅延させる。す
なわち、ＭＳＫ符号ではＭａｌである。同時に減算器２
６に供給される差信号も遅延素子１９でＴ秒遅延される
。第１図に示す一実施例において、１ｌｃ６図に用いて
説明した補間定数ｔＲ＝４と仮定すると、１つのシンボ
ル波形当夛４′ａ類の位相におけるす／プル値が存在す
る。このｔめ、メモリ２１１　ｍ　２１ｇ　ｍ　２１ｇ
　＊　２１４はそれぞれ４つのサブメモリからｒ４成さ
れ、各サブメモリは一つのサンプル位相における一つの
シンボル波形のサンプル値に対応する。逆に、一つのサ
ンプル位相における一つのシンボル波形のサンプル値に
対応するメモリは唯一なので、同一サンプル位相におけ
る同一シンボル波形に対応するサンプル値は常に更新さ
れ、最新の値がメモリに保存されている。

これはＲ〜４の場合も同様である。セレクタ２２は受信
サンプル値の属するシンボル波形に対応してデータを取
り出すメモリをメモリ群２１１．２１．。

・・・・・・、２１ｍから選択する。ＭｆＳＫ符号の場
合には、受信部８から供給されるデータ信号とモード信
号を用イテ、コれらが＠００”、　＠０１”、　”１０
”。

′″１１”のときにそれぞれメモリ２１１ｓ２１＊ｗ２
１、．２１４に保存されているデータを選択して減算器
２６に供給するように回路の切シ換えを行なう。このよ
うに、セレクタ２２は受信部８で判定されｔシンボル波
形に対応しｔメモリからのデータを選択するので、ｇ算
器２６で受信信号が相殺され、残留エコーの極性を検出
することができる〇 第１図のアダプティブ・ディジタル・フィルタ１０によ
多発生されたエコー・レプリカは減算器１１に供給され
る。ｆ；ｃｇ器１１ではローパス・フィルタ７の出力信
号である混在信号からエコー・レプリカを差し引い交差
信号（＝〔エコー〕÷〔受信信号〕−〔エコーレプリカ
〕）が得られ、受信部８、遅延素子１９に供給される。

減算器２６では、遅延素子１９の出力信号からメモリ群
２１鳳。

２１、、・・・・・・、２１．１１からセレクタ２２に
よって選択され交信号が減算されて受信信号が相殺され
、残留エコーの極性がアダプティブ・ディジタル・フィ
ルタｌＯに供給される。受信部８で判定された受信信号
のデータとモードはスイッチ２０とセレクタ２２に供給
される。さらに、これらのデータとモードがダ調され、
＠Ｏ″と１１”の２値データ系列として出力端子９に現
われる。アダプティブ・ディジタル・フィルタ１０は乗
算器１４の出力信号を用いて係数更新を行なう。

第５図は本発明の他の実施例を示す構成図である。同図
において、第１図と同一の参照番号を付与され次機能ブ
ロックは第１図と同一の機能を有する。′４１図と第５
図の相違点は極性検出回路１３がないことである。すな
わち、第５図において、アダプティブ・ディジタル・フ
ィルタ１０はストカスティク・アイタレ−ジョン・アル
ゴリズムにより、係数適応化が行われる。このとき、減
算器１１の出力信号全直接乗算器１４に供給し九とする
と、受信信号がアダプティブ・ディジタル・フィルタ’
１０に供給されるべき残留エコーに対して妨害信号とし
て働く究めに、演算語長を多く要し、収束時間も長い。

ｉＸ５図に示したように、セレクタ２２から減算６２６
に信号を供給して受信信号を消去することにより、受信
信号の変シにＪＴＴ秒前残留エコーが妨害信号となる。

しかし、残留エコーは受信信号に対して十分小であるか
ら、演算語長の削減と収束時間の短縮をはかることがで
きる。

なお、これまで説明したようにＭＳＫ符号を採用し７ｔ
ｔｉＪ！合　＠Ｑ＊と１″に対するパルス波形が異なる
ことと、各々Ｏモード１モードを有するという２つの理
由によＱ、アダプティブ・ディジタル・フィルタ１（１
）構成は第５図の場合と若干異なる。即ち、＠０″及び
＠１″のパルス波形が異なることに対応させてタップ係
数ｆ　２　：ｒｍＷ４用意し個別に更新させる必要があ
ること、また送信部２より供給されｔモード信号により
、係数を区別することが必要となる。

これまで、ＭＳＫ符号を例にして不発明の詳細な説明し
てきたが、伝送路符号として例えば、第２図（ａｌに示
したバイ７工−ズ符号を用いることができる。バイフェ
ーズ符号とＭ　Ｓ　Ｋ符号で異なることは、受信信号ア
イ・パターンである。第４図（ａ）にバイフェーズ符号
の連続シンボル波形例を示す。連続する５つの波形は右
から順に現在よ９１秒後、現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前、３
Ｔ秒前のシンボル波形である。バイフェーズ符号の場合
は、Ｆ［ｆＣ％１つのシンボル波形によって着目し之シ
ンボル波形が異なるので、現在のシンボル波形の前後２
シンボルで合計３シンボルの連続パターンにより、メそ
り群２１１＊２１鵞＊・・・・・・、２１ｍを選択する
。第４図（ａ）は＠１０１０１”及び′″ｏｏｏｏｏ”
の連続パターンを表わしており、現在のサンプル値と２
Ｔ秒前のサンプル値が同一の値となることは容易にわか
る。従って、Ｔ／Ｒ秒毎のサンプル値をこのサンプル値
の属するシンボル波形とサンプル位相に対応し九メモリ
に保存する−１、現在のサンプル値の属するシンボル波
形に対応したメモリの直を現在のサンプル値から減算す
ることによってパイ・７工−ズ符号の場合も受信信号成
分は相殺される。ただし、パイフェーズ符号の場合には
、スイッチ２０とセレクタ２２に受信部８から供給され
る信号はデータ信号だけである。現在よルＴ秒後のシン
ボル波形が事前にわかることはあシえないので、現在よ
９１秒後のシンボル波形が判定されるまで待ってサンプ
ル値をメモリに格納する。従ってパイ・７工−ズ符号の
場合、Ｍ＝２となシ遅延素子１９は２Ｔ秒の遅延を与え
なければならない。以上の説明は第５図に示す実施例に
ついてもそのま！！あてはまる。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、第４図に相当する受信信号アイ・パターンに基づい
てメモリ群２１１，２１．．・・・・・・。

２１ｍｔ−割当てて差信号を保持し、必要なときに取シ
出して差信号から減算することにより、受信信号を相殺
できることは明らかである。

（発明の効果） 以上詳細に述べ友ように、本発明によれば、メモリに保
存された過去の差信号のサンプル値から現在のサンプル
値とほぼ等しいものを選択して現在のサンプル値との差
をとることにより、受信信号が消去される。従って、こ
の差を用いて係数更新を行ないアダプティブ・ディジタ
ル・フィルタを制御することにより、サイン・アルゴリ
ズムでも適応動作が保証される。まｔ、ストカスティク
・アイタレ−ジョン・アルゴリズムの場合には、収束時
間と演算語長を削減することができる。さらに、同極性
で絶対値の等しいサンプル値全現在のサンプル値から減
算するので、受信信号の非線形性により正負パルスの振
幅が異なるときにも、特別の操作を行うことなく同一の
効果が期待される。さらに、本発明によれば、遅延素子
、スイッチ、メモリ、セレクタ及び減算器を組み合わせ
ることにより、上述の適応動作を保証できるから、簡単
でかつハードウェア規模の小さいエコー除去方法及びエ
コー除去装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図（ａ）
、　（ｂｌは伝送路符号を説明する図、４３図（ａ）。 （ｂｌは第２図の伝送路符号に対応し九アイ・パターン
を示す図、第４図（ａ）、　（ｂ）は伝送路符号に対応
した受信信号波形パターンを示す図、第５図は本発明の
他の実施例を示す構成図、：４６図は従来例を示す構成
図、第７図は第６図中のアダプティブ・ディジタル・フ
ィルタの詳細構成図、第８図は第７図中の係数発生器の
詳細構成図である。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・送４８部、３
・・・・・・Ｄ／Ａコ／バータ、４・・・・・・ハイブ
リッド・トランス、５・・・・・・２線伝送路、６・・
・・・・Ａ／Ｄコンバータ、７・・・・・・ローパス・
フィルタ、８・・・・・・受信部、９・・・・・・出力
端子、１０・・・・・・アダプティブ・ディジタル・フ
ィルタ、１１・・・・・・減算器、１３・・・・・・極
性検出回路、１４・・・・・・乗算器、１９・・・・・
・遅延素子、２０・・・・・・スイッチ、２１１〜２１
ｍ・・・・・・メモリ群、２２・・・・・・セレクタ、
２６・山・・減算器。 代理人　弁理士　　内　原　　　晋 ＄２　　ｍ θ″　　　　　　　　　　ｌ′″ （ａ−） （ｂ） 第　３　図 ＝ 。、）： １　　　１　　　　ｌ−Ｔ→　　　１１（ａ） 第　３　閏

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・
   フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路
   より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去方
   法において、前記エコーと受信信号とが混在した混在信
   号から前記擬似エコーを差引いて差信号を得た後、前記
   差信号に含まれる受信信号シンボル波形の判定結果を用
   いて前記差信号に含まれる受信信号シンボル波形に対応
   したメモリに既に保存されているデータを取り出し、前
   記差信号から減算して誤差信号を求め、さらに前記差信
   号をそのシンボル波形に対応したメモリに保存し、前記
   アダプティブ・フィルタのタップ係数の逐次更新に前記
   誤差信号を用いることを特徴とするエコー除去方法。
2. （２）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・
   フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路
   より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装
   置において、送信データ及び誤差信号を受け適応的に擬
   似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと、前記擬
   似エコーと受信信号とが混在した混在信号と前記擬似エ
   コーとの差を得る第１の減算器と、前記第１の減算器の
   出力を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の出力を前
   記受信信号のシンボル波形に対応して分配するスイッチ
   と、前記スイッチから供給されるデータを格納するメモ
   リと、前記受信信号のシンボル波形に対応して前記メモ
   リからのデータを選択するセレクタと、前記セレクタの
   出力と前記遅延素子の出力との差を得る第２の減算器と
   、前記第２の減算器の出力の極性を判定する極性判定器
   と、前記極性判定器の出力を定数倍する重みづけ回路と
   を備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差信号として
   前記アダプティブ・フィルタに帰還することを特徴とす
   るエコー除去装置。
3. （３）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・
   フィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路
   より受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装
   置において、送信データ及び誤差信号を受け適応的に擬
   似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと、前記擬
   似エコーと受信信号とが混在した混在信号と前記擬似エ
   コーとの差を得る第１の減算器と、前記第１の減算器の
   出力を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子の出力を前
   記受信信号のシンボル波形に対応して分配するスイッチ
   と、前記スイッチから供給されたデータを格納するメモ
   リと、前記受信信号のシンボル波形に対応して前記メモ
   リからのデータを選択するセレクタと、前記セレクタの
   出力と前記遅延素子の出力との差を得る第２の減算器と
   、前記第２の減算器の出力を定数倍する重みづけ回路と
   を備え、前記重みづけ回路の出力を前記誤差信号として
   前記アダプティブ・フィルタに帰還することを特徴とす
   るエコー除去装置。