JPH01212129A

JPH01212129A - エコー除去方法及びエコー除去装置

Info

Publication number: JPH01212129A
Application number: JP3686888A
Authority: JP
Inventors: Fumie Umame; 羽豆　文江
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1988-02-19
Filing date: 1988-02-19
Publication date: 1989-08-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は２線双方向デイジタル伝送を実現するだめのエ
コー除去方法及びエコー除去装置に関する。

〔従来の技術〕

ペア線を用いて２線双方向テイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（ＩＥＥＥ　　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮ　　ＡＣ
ＯＵＳＴＩＣ８，５ＰＥＥＣＨ，ＡＮＤ　　５ＩＧ−Ｎ
ＡＬ　ＰＲ，０ＣＥＳＳＩＮＧ、　２７巻６号、　１９
７９年。

７６８〜７８１ページ参照）。エコーキャンセラはエコ
ーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適応型
（アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列に対
応した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成することに
より、２線／４線変換回路にて送信回路から受信回路に
漏れ込むエコーを抑圧するように動作する。この時適応
型フィルタの各タップ係数は、エコーと受信信号とが混
在した混在信号からエコーレプリカを差引いた差信号と
送出データとの相関をとることにより逐次修正される。

適応型フィルタの係数修正即ち、エコーキャンセラの収
束アルゴリズムについては前記参考文献に記載されてお
り、その代表的な亀のとしてストーキャステック・アイ
タレーシ璽ン・アルゴリズム（Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ　
１ｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｌｕｎ）とサイン
・アルゴリズムが知られている。しかし、各タップ係数
更新に必要なのは残留エコー（〔エコー〕−〔エコーレ
プリカ〕）であるため、差信号中に含まれている受信信
号は係数更新の妨害となり、エコーキャンセラの演算語
長、収束時間が長くなるという問題が発生する。特に、
バイフェーズのように零レベルを持たない伝送路符号と
、このサイン・アルゴリズムを同時に用いた場合に、残
留エコーレベルが受信信号レベルと同程度になると、差
信号中に含まれている残留エコーの極性と差信号の極性
とが一致しなくな９、適応動作が不可能になるという問
題が生じる。そこでこの問題を解決するための従来方法
について次に述べる。

第８図はサイン・アルゴリズムを採用した場合のエコー
キャンセラの従来例を示したものである。

ここで第８図の回路は２線伝送路４を介して対向で接続
されているものとする。加入者ケーブルを対象とすれば
、一方は局側に、他方は加入者側に設置される。ここで
は説明を簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し
、第８図を加入者側回路として説明する。第８図におい
て、入力端子１には２値データ系列が供給され送信部２
及びアダプティブ・ディジタル・フィルタ８に入力され
る。

送信部３にて２値データ系列は伝送路符号に変換された
後、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９にてアナログ信号に
変換され、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ）３を介し
て２線伝送路４に送出される。

一方、送信部２にて発生された送信信号の一部はエコー
成分としてハイブリッド・トランス３の出力に現われＡ
／Ｄコンバータ（Ａｔ）Ｃ）　１１を介してローパス・
フィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。

また、第８図の回路に対向した相手側（ここでは局側と
々る）から送出された受信信号は、２線伝送路４及びハ
イブリッド・トランス３を介し、Ａ／Ｄコンバータ１１
を経てローパス・フィルタ５に供給される。従って、ロ
ーパス・フィルタ５の出力は受信信号とエコーとが混在
した混在信号となる。尚、ローパス・フィルタ５の役割
は所望の信号帯域以外の周波数成分を抑圧することであ
る。

ローパス・フィルタ５の出力は減算器１ｏに供給される
。ここで、アダプティブ・ディジタル・フィルタ８、減
算器１０、加算器１８、極性検出鮨１２及び乗算器１３
から成る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５の出力
である混在信号中のエコーを除去するように動作する。

これはアダプティブ・ディジタル・フィルタ８がエコー
レプリカを生成することにより実現される。

次に、アダプティブ・ディジタル・フィルタ８について
詳細に説明する。第９図は第８図のアダプティブ・ディ
ジタル・フィルタ８の詳細構成を示したものである。第
９図における入力信号１ｏ５及び１０６はそれぞれ第８
図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１又
は−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応してい
る。また。

第９図における出力信号１０７は第８図のアダプティブ
・ディジタル・フィルタ８の出力信号に対応している。

２値データ系列１０５は遅延素子１００１、乗算器１０
１　ｏ　、　１０１　ｔ　、　−、ｌ０ＩＲ−１及び係
数発生器Ａ６　、ＡＩ　、・・・、ＡＲ−ＩＫ供給され
る。

Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００１ｓ１００ｚ＊・・
・。

１００Ｈ７Ｈ−ｔはこの順に接続されておシ、各々フリ
ップフロップで実現する辷とが出来る。ここでＮ及びＲ
は正整数であシ、ＲはＮの約数とする。

また、２値データ系列１０５のデータ周期はＴ秒である
。遅延素子１００ｉ（１＝１＋２ｔ・・・、Ｎ／Ｒ，−
１）の出力はそれぞれ乗算器１０１ｊ、１０１ｊ＋１゜
・・・、１０１ｊ＋ｕ−を及び係数発生器ｋｊ、Ａｊ＋
ｔ　、＋″°−Ａｊ＋ｉ−１に供給される。但しｓ　　
ｊ＝ｉｘＲである。

乗算器１０１に１１０１に＋Ｒ１・・・、　１０１に＋
Ｎ−Ｒ（Ｋ＝０．１．・・・、几−１）では、それぞれ
係数発生器ＡＫ　、　ＡＫ　＋　Ｈ、・・・ｌ　ＡＫ＋
Ｈ−Ｈの出力である各係数と入カデータが掛けられた後
、各乗算結果はすべて加算器１０２Ｋに入力される。Ｒ
個の加算器１０２．。

１０２１、・・・、１０２Ｂ−１の出力はスイッチ１０
３の入力接点に供給される。スイッチ１０３はＴ秒を周
期とする多接点スイッチであシ、Ｒ個の加算器１０２ｏ
　Ｈ１０２ｔ　＋　・・・１１０２Ｒ−１の出力をこの
／［に’１’／Ｒ秒毎に選択し、出力信号１０７として
出力する。出力信号１０７はエコーレプリカでｓｂ、Ｔ
／Ｒ秒毎に発生される。几は補間定数（インターポレー
ション・ファクタ）と呼ばれ所要の信号帯域内でエコー
を除去するために通常２以上の整数となる。一方、スイ
ッチ１０３と同期して動作するスイッチ１０４はスイッ
チ１０３と入出力が逆転している。即ち、スイッチ１０
４は入力信号１０６をＴ／Ｒ，秒毎にＲ個の接点に順番
に分配する機能を果す。スイッチ１０４の各接点出力は
同期して動作するスイッチ１０３に対応した接点に入力
される信号経路に存在する係数発生器に供給されている
。

次に係数発生器について詳細に説明する。第１０図は第
９図の係数発生器Ａｌ（１Ｊ＝ｏ　、　１　、・・・、
Ｎ−１）の詳細構成を示したものである。第１０図の入
力信号２００は第９図における２値データ系列１０５又
は遅延素子１００　ｓ　＋　１００２　＋・・・、１０
０Ｎ／Ｒ−１の出力信号に対応している。また、第１０
図の入力信号２０１は第９図におけるスイッチ１０４の
接点出力に対応している。さらに、第１０図の出力信号
２０３は第９図における係数発生器ＡＩの出力に対応し
ている。第１０図において入力信号２００及び２０１は
乗算器２０４に供給され、その乗算結果は加算器２０５
の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延
を与える遅延素子２０６を介し帰還されておシ、Ｔ秒毎
に行われる係数の更新は乗算器２０４に供給されている
入力信号２００及び２０１の相関値を１秒前の係数値に
加えることにより実現される。出力信号２０３が係数で
ある。

以上第９図及び第１０図を参照して説明した第８図のア
ダプティブ・ディジタル・フィルタ８により発生された
エコーレプリカは、減算器１０の一方の入力となる。減
算器１ｏでは、ローパスフィルタ５の出力信号である混
在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）からエコーレプ
リカを差引いた差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号
〕。但し、〔残留エコー〕＝〔エコー〕−〔エコーレプ
リカ〕）が得られ、受信部６、加算器１８及び振幅制御
回路１４に供給される。受信部６では、クロックの抽出
、受信信号の復調などが行われ、識別されたデータは出
力端子７に現われる。振幅制御回路１４はランダム信号
発生器１５にて発生されたランダム信号の振幅最大値を
減算器１０の出力である差信号の振幅又は電力を参照し
て制御するという機能を果す。振幅制御回路１４にて制
御された最大振幅をもつランダム信号は加算器１８の一
方の入力となる。減算器１０の出力である差信号と、振
幅制御回路１４の出力である振幅制御を受けたランダム
信号は加算器１８にて加算された後、極性検出器１２に
てその極性のみ検出される。さらに、極性検出器１２の
出力は乗算器１３にて２α（αは整数）倍された後、誤
差信号としてアダプティブ・ディジタル・フィルタ８に
供給される。第９図の入力信号１０６が誤差信号に対応
している。

ここで前述のアダプティブ・ディジタル・フィルタ８が
適応動作を行なうためには極性検出器１２にて、残留エ
コーの極性を正しく検出することが必要となる。ところ
が、減算器１０の出力である差信号の中には、受信信号
が含まれているから。

第８図において、減算器１０の出力を直接極性検出器１
２に入力したと仮定すると、残留エコーレベルが受信信
号レベルと同等程度になったとき。

極性検出器１２の出力では残留エコーの極性が正確に得
られなくなってしまう。従って、アダプティブ・ディジ
タル・フィルタ８の適応能力が失われることになる。

そこで、従来は、第８図に示したように、加算器１８、
振幅制御回路１４及びランダム信号発生器１５を付加し
て、減算器１０の出力信号である差信号に受信信号レベ
ルと同等程度のランダム信号を加えることによりアダプ
ティプ・ディジタル・フィルタ８の適応動作を保証する
という方法が用いられていた。この方法は受信信号と同
等レベルのランダム信号を差信号に加えることにより、
受信信号をキャンセルする確率を発生させる。この確率
は極性検出器１２にて、残留エコーの極性が正しく得ら
れる確率となるから、アダプティブ・ディジタル・フィ
ルタ８の適応動作が保証されることになる。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上述べたように、第８図に示した従来技術ではランダ
ム信号の発生が必要になると共に、受信信号を相殺する
ために差信号に加えるべきランダム信号の最大値を受信
信号レベルと同程度に保つという制御を必要とするとい
う欠点があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のエコー除去方法は２線・４線変換回路の４線側
にてアダプティブ・フィルタにより発生される擬似エコ
ーを用いて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除
去する際に、前記エコーと受信信号とが混在した混在信
号から前記擬似エコーを差引いて差信号を得た後、前記
受信信号のシンボル波形に対応した複数のレジスタから
前記差信号を復調して得られる復調データ系列に対応し
て選択されたレジスタの出力と前記差信号を遅延させた
遅延信号とを加算または減算して第１の誤差信号を求め
、前記遅延信号を前記復調データ系列に対応した前記複
数のレジスタのうちの一つに格納し、前記擬似エコーの
極性と前記第１の誤差信号の極性との相関をとって相関
信号を得てこの相関信号を定数倍して得た信号に前記第
１の誤差信号の極性を付与して第２の誤差信号を生成し
、前記第２の誤差信号を前記アダプティブ・フィルタに
帰還させる構成である。

本発明のエコー除去装置は２線・４線変換回路の４線側
にて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去する
際に送信部より得た信号をもとに擬似エコーを生成する
アダプティブ・フィルタと、前記エコーと受信信号とが
混在した混在信号から前記擬似エコーを差引く減算器と
、前記減算器によって得られた差信号を遅延させる遅延
素子と、前記差信号を得て復調を行なう受信部と、前記
遅延素子の出力である遅延信号を分配するスイッチと、
前記スイッチによって分配された前記遅延信号を前記受
信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して格納する
複数のレジスタと、前記複数のレジスタのうちの一つの
レジスタの出力を前記受信信号のシンボル波形に対応し
て選択するセレクタと、前記セレクタによって選択され
た信号と前記遅延信号とを加算または減算して誤差信号
を生成する演算器と、前記誤差信号の極性を検出する一
第１の極性検出器と、前記擬似エコーの極性を検出する
第２の極性検出器と、前記第１の極性検出器及び前記第
２の極性検出器の出力の相関をとる相関器と、前記相関
器の出力を定数倍する第１の乗算器と、前記第１の乗算
器の出力に前記誤差信号の極性を付与し結果を前記アダ
プティブ・フィルタに帰還させる第２の乗算器とを備え
る。

また、本発明のエコー除去装置は２線・４線変換回路の
４＠側にて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除
去する際に送信部より得た信号をもとに擬似エコーを生
成するアダプティブ・フィルタと、前記エコーと受信信
号とが混在した混在信号から前記擬似エコーを差引く減
算器と、前記減算器によって得られた差信号を遅延させ
る遅延素子と、前記遅延素子の出力である遅延信号の絶
対値を取る絶対値回路と、前記差信号を得て復調を行な
う受信部と、前記絶対値回路の出力を分配するスイッチ
と、前記スイッチによって分配された前記遅延信号を前
記受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して格納
する複数のレジスタと、前記複数のレジスタのうちの一
つのレジスタの出力を前記受信信号のシンボル波形に対
応して選択する第１のセレクタと、前記受信信号のシン
ボル波形に対応して＋１か−１かを選択する第２のセレ
クタと、前記第１及び第２のセレクタによって選択され
た信号の積をとる第１の乗算器と、前記第１の乗算器の
出力と前記遅延信号とを加算して誤差信号を生成する加
算器と、前記誤差信号の極性を検出する第１の極性検出
器と、前記擬似エコーの極性を検出する第２の極性検出
器と、前記第１の極性検出器及び前記第２の極性検出器
の出力の相関をとる相関器と、前記相関器の出力を定数
倍する第２の乗算器と、前記第２の乗算器の出力に前記
誤差信号の極性を付与し結果を前記アダプティブ・フィ
ルタに帰還させる第３の乗算器とを備える。

さらに、本発明のエコー除去装置は２線・４線変換回路
の４線側にて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを
除去する際に送信部より得た信号をもとに擬似エコーを
生成するアダプティブ・フィルタと、前記エコーと受信
信号とが混在した混在信号から前記擬似エコーを差引く
減算器と、前記減算器によって得られた差信号を遅延さ
せる遅延素子と、前記差信号を得て復調を行なう受信部
と、前記遅延素子の出力である遅延信号を分配するスイ
ッチと、前記スイッチによって分配された前記遅延信号
を前記受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して
格納する複数のレジスタと、前記複数のレジスタのうち
の一つのレジスタの出力を前記受信信号のシンボル波形
に対応して選択するセレクタと、前記セレクタによって
選択された信号と前記遅延信号とを加算または減算して
誤差信号を生成する演算器と、前記誤差信号の極性を検
出する第１の極性検出器と、前記擬似エコーの極性を検
出する第２の極性検出器と、前記第１の極性検出器及び
前記第２の極性検出器の出力の相関をとる相関器と、前
記相関器の出力を定数倍する第１の乗算器と、前記第１
の乗算器の出力と前記誤差信号とを乗算し結果を前記ア
ダプティブ・フィルタに帰還させる第２の乗算器とを備
える。

〔作用〕

本発明は受信信号のシンボル波形に対応した複数のレジ
スタに差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）を遅
延させた遅延信号を格納し、受信信号のシンボル波形に
対応するレジスタから読み出した信号と、遅延信号を加
算又は減算することによって、差信号中の受信信号を相
殺すると同時に、残留エコーの極性とエコーレプリカの
極性との相関をとってステップサイズを制御することＫ
より収束時間の短縮を計りでいる。

〔実施例〕

第１図は本発明の第１の実施例を示す構成図である。同
図において、第８図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは、第８図と同一の機能を持つものとする。第
１図と第８図の相違点は遅延素子（Ｔ）　１７、スイッ
チ２２、レジスタ２３１，２３２゜２３、　、２３４、
セレクタ２４、加算器１６からなる回路と、極性検出器
１９、相関器２０．乗算器２１からなる回路の２点であ
シ、その他の構成は第８図と全く同一である。まず、全
体の構成について簡単に述べる。

入力端子ｌに供給された２値データ系列は送信部２に供
給され、ここで伝送路符号に変換された後、Ｄ／Ａコン
バータ（ＤＡＣ）９にてアナログ信号に変換され、ハイ
ブリッド・トランス（ＨＹＢ）３を介して２線伝送路４
へ送出される。ここに１ハイブリツド・トランス３のイ
ンピーダンス不整合に起因して、送信部２の出力が受信
回路へエコーとして漏れ込み、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤ
Ｃ）１ｔでディジタル信号に変換された後、ローパス・
フィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。一方、受信信号も
伝送路４及びハイブリッド・トランス３を介しＡ／Ｄコ
ンバータ１１を経てローパス・フィルタ５に供給される
。ローパス・フィルタ５にて不要な高周波数成分を抑圧
された混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算
器１０に供給され、アダプティブ・ディジタルフィルタ
８にて生成された擬似エコー（エコーレプリカ）が減算
される。

従って、減算器１０の出力である差信号（＝〔混在信号
〕−〔エコーレプリカ〕＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−
〔エコーレプリカ〕）の成分のうち、残留エコー（＝（
エコー）−（ニコルレフリカ〕）が受信信号に比べて十
分小さくなれば、受信信号は受信部６にて正確に復調さ
れ、出力端子７には受信された２値データ系列が現われ
る。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８、減
算器１ｏ、遅延素子１７、スイッチ２２、レジスタ２３
１，２３２゜２３３．２３４、セレクタ２４、加算器１
６、極性検出器１２及び乗算器１３から成る閉ループ回
路はアダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を
実現するものである。アダプティブ・ディジタルフィル
タ８の構成については、第８図の従来例で説明したもの
と同一で良い。極性検出器１２の出力は乗算器２１の出
力と乗算され誤差信号としてアダプティブ・ディジタル
フィルタ８に供給される。

ここで、第２図を用いて２値打号の代表例である２つの
伝送路符号について説明する。第２図（ａ）はバイフェ
ーズ符号を、同図（ｂ）はＭ８Ｋ（ミニマムΦシフト・
キーイング）符号のパルス波形を表ワス。バイ７工−ズ
符号では＠０”及び１１”のデータに対し極性の反転し
たパルス波形を割当てる。両者のパルスは共に１シンボ
ル周期＠Ｔ秒の中心で極性が反転しておシ、１シンボル
周期内で正負がバランスしているという特徴をもつ。こ
れに対し、Ｍ８に符号では０″及び“１＃のデータそれ
ぞれに対し極性の反転した０”モードと１”モードの２
種類のパルス波形を用意しており、全部で４種類の波形
を持つ。これら２種類のモード遷移は、第２図（ｂ）の
矢印で示されておシ、現時点ｏモードはｌシンボル前の
モードにより決定される。ＭＳＫ符号はシンボル周期の
境界にて必ず極性が反転するという特徴を持っている。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用した時の受信
アイパターン例を表わす。第３図（ａ）及び（ｂ）はそ
れぞれバイフェーズ符号１Ｍ５Ｋ符号の受信アイパター
ンである。同図に示すように、受信アイパターンは高域
成分がカットされ丸みを帯びたものとなる。さらに、第
４図（ａ）はＭＳＫ符号、同図（ｂ）はバイフェーズ符
号の１シンボル周期内に取シ得る波形を示したものであ
る。第４図（ａ）に示す波形についている番号０００，
００１．・・・、１１１は、各波形に対応する連続した
３つのデータの組合せで、例えば０１０の場合、最初の
０は１シンボル前のデータ、次の１は現在のデータ、最
後のＯは１シンボル後のデータを表わす。同図（ｂ）に
示す波形についている番号００．０１，１０．１１はモ
ードとデータの組み合わせを表わし１例えは０１の場合
、Ｏがモード、１がデータを表わす。ＭＳＫ符号の４種
類の波形のうち、００と１０、Ｏｌと１１、バイフェー
ズ符号の８１ｉｌ類のシンボル波形のうち、０００と１
１１，００１と１１０゜０１０と１０１，０１１と１０
０はそれぞれ互に極性が逆な波形であシ、加算すると相
殺されるという関係にある。受信信号では第４図（ａ）
　、　（ｂ）に示したシンボル波形がランダムに連続し
て現われる。

このため、過去に受信した波形のサンプル値を波形の種
類に対応して保持しておき、これと逆極性の味形を受信
した際に取り出して加算すること罠よって受信信号を相
殺することが出来る。この様な性質を利用して受信信号
を除去する目的で設けたのが、遅延素子１７、スイッチ
２２、レジスタ２３１．２３２，２３３，２３４、セレ
クタ２４、加算器１６からなる回路で、第１図と第８図
の第１の相違点である。

先に、第２図を用いて説明したＭＳＫ符号を例にとり、
この回路を説明する。スイッチ２２は受信部から受信信
号を符号判定した結果を制御信号として受け、受信され
たシンボル波形のサンプル値を格納しているレジスタを
選択する。つまシ、第４図（ｂ）の４種の波形のうち、
００．０１％　１０゜１１の波形が受信されたという制
御信号を受けると、それぞれ００．０１．１０．１１の
波形のサンプル値が格納されているレジスタ２３１，２
３２゜２３ｓ、２３４を選択する。レジスタ２３ｔ、２
３２．２３ｓ＊２３４はそれぞれ第４図（ｂ）に示した
４種の波形に対応し、波形毎にサンプル値を保持するた
めのレジスタである。各レジスタは各サンプリング位相
でのサンプル値を格納するために％Ｒｅ（Ｒは補間定数
）のサブレジスタを有する。また、同一シンボル同一サ
ンプリング位相における値は同一レジスタ内の同一サブ
レジスタへ重ねて書込まれるため、レジスタの値は常に
更新されることになる。

セレクタ２４はスィッチ２２同様受信部から受信信号を
符号判定した結果を制御信号として受け。

受信されたシンボル波形とは逆の極性を持つ波形のサン
プル値を保持しているレジスタの出力を選択する。つま
シ、００，０１．１０．１１の波形が受信されたという
制御信号を受けると、それぞれ逆の極性を持つ１０，１
１．００％０１のシンポル波形のサンプル値を保持して
いるレジスタ２３３，２３４，２３１，２３２の出力を
選択する。遅延素子１７は減算器１０で得られた差信号
に符号判定と等しい時間の遅延を与えるものである。先
に述べたようにスイッチ２２及びセレクタ２４は共に、
受信信号を符号判定した結果によ多制御される。このた
め、制御信号は符号判定にかかる時間だけ差信号より遅
れる。そこで、制御信号と差信号のタイミング同期をと
るために遅延素子１７を設けている。波形の識別に要す
る時間はＭＳＫ符号の場合、各シンボルの境界において
必ずθレベルを通るため、長くともＴ秒となる。加算器
１６では遅延信号とセレクタ２４により選択されたレジ
スタ出力が加算され、遅延信号内の受信信号が除去され
る。加算器１６の出力は極性検出器１２へ供給される。

次に、第１図と第８図の第２の相違点である極性検出器
１９、相関器２０、乗算器２１からなる回路について説
明する。極性検出器１２の出力と極性検出器１９の出力
との相関値は相関器２０にて計算され、乗算器２１によ
＃）２α（αは定数）倍されて乗算器１３に供給される
。ここで、極性検出器１２では加算器１６の出力信号、
即ち残留エコーの極性が検出される。一方、極性検出器
１９の出力にはエコーレプリカの極性が現われる。そこ
で、残留エコーが大きい場合には残留エコーの極性とエ
コーレプリカの極性が相関を持つのに対し、残留エコー
が小さい場合には両者は相関を持たないという点に注目
すれば、相関器２０の出力は残留エコーが大きい場合に
は大きな値、小さい場合には小さな値となる。従って、
相関器２０の出力に対し乗算器２１にて２α倍のスケー
リングを施してステップ・サイズとして用い、このステ
ップ・サイズに極性検出器１２の出力の極性を付与して
、アダプティブ・ディジタルフィルタ８に帰還すること
により収束時間を短縮することが可能となる。

本発明の第２の実施例を第５図に示す。第５図において
、遅延素子１７にて遅延信号を得るまでの回路と、加算
器１６、極性検出器１９、相関器２０、乗算器２１から
なる回路は第１図と同様である。第１図と異なる点は絶
対値回路（ＡＢＳ）２５、スイッチ２６、レジスタ２７
１，２７２、セレクタ（ＳＥＬ）２８、乗算器２９、セ
レクタ（ＳＥＬ）３０から成る回路であシ、以下この部
分について説明する。絶対値回路２５は遅延素子１７で
得られた遅延信号の絶対値を取る回路である。第４図（
ｂ）に示した波形で説明すると、遅延信号のシンボル波
形が１０．１１であった場合、極性を反転させてそれぞ
れ００，０１の波形に変換される。スイッチ２６は符号
判定結果のデータ信号である制御信号３１によ多制御さ
れ、制御信号が０ならレジスタ２７１．１ならレジスタ
２７２を選択し、絶対値回路２５からの出力を供給する
。レジスタ２７１．２７２はそれぞれ、第４図（ｂ）に
示す００．０１のシンボル波形のサンプル値を格納する
レジスタであシ、各レジスタはサンプリング位相別にサ
ンプル値を格納する８個のサブレジスタからなる。セレ
クタ２８はスィッチ２６同様制御信号３１によ多制御さ
れ、制御信号がＯならレジスタ２７１．１ならレジスタ
２７２の出力を選択する。つまシ、モードには関係なく
データの情報のみでレジスタの出力が選択される。セレ
クタ３０は符号判定結果のモード信号である制御信号３
２によって、＋１と−１の値のうち″０＃モードなら−
１、”１”モードなら＋１を選択するように制御される
。セレクタ２８の出力とセレクタ３０の出力は乗算器２
９で乗算され、加算器１６へ供給される。つまり、セレ
クタ２８の出力とセレクタ３０の出力の積は加算器１６
のもう一つの入力信号である遅延信号中の受信信号のシ
ンボル波形と逆の極性を持つ波形となシ、加算器１６で
加算することＫよって受信信号を相殺できる。加算器１
６の出力信号は極性判定器１２へ入力され、これ以降の
動作は第１図と同様である。この方法によれば、メモリ
数が波形の種類の半分で良い。

第３の実施例として、第６図に示すように、加算器１６
は減算器３４に置き換えることが可能である。この場合
、セレクタ２４は遅延信号と等しい波形に対応するレジ
スタの出力を選択するように制御される。つまシ、符号
判定結果で、第４図（ｂ）の４種の波形のうち００．０
１．１０．１１の波形が受信されたという制御信号を受
けると、それぞれ００，０１％　１０．１１の波形が格
納されているレジスタ２３１，２３２，２３３，２３４
の出力を選択する。スイッチ２２をはじめその他は第１
の実施例と同様である。但し、レジスタへの書込みと読
み出しのタイミングは書込まれた値がそのまま読み出さ
れて減算された結果がＯとなってしまわないように、読
み出してから書込むようＫする。

この方法は常に同一のシンボル波形同士が減算されるの
で、シンボル波形の正負パルスのアンバランスが存在す
る場合にも確実に受信信号を除去できる。

これまで、ＭＳＫ符号を採用した場合を例に各実施例に
ついて説明したが、次にバイフェーズ符号を用いた場合
を例に同じく各実施例について説明する。第１図に示し
た第１の実施例について、スイッチ２２及びセレクタ２
４はＭ８に符号を用いた場合と同様に動作する。つまり
、スイッチ２２は受信波形と等しい波形、即ち第４図（
ａ）に示す０００．００１．０１０、・・・、１１１な
ら、０００．００１、・・・、１１１の波形に対応した
レジスタを選択し、セレクタ２４は受信シンボル波形と
逆の極性を持つ波形、即ち０００，００１．０１０．０
１１なら１１１．１１０，１０１．１００の波形に対応
するレジスタ出力を選択する。但し、この際用いられる
制御信号はＭＳＫ符号のようにデータ信号とモード信号
ではなくてデータ信号だけである。ＭＳＫ符号の場合と
の相違点は、レジスタ２３１゜２３２１２３３１２３４
にあたるレジスタが第４図（ａ）に示す８種のシンボル
波形に対応して８個必要となる点と、シンボルの境界に
おいて必ず前後の波形の影響を受けるため、遅延素子１
７の与えるべき遅延が２Ｔ秒必要となる点である。

第５図に示した第２の実施例については、レジスタ２７
１，２７．にあたるレジスタを第４図（ａ）に示す波形
のうち０００，００１．０１０．０１１に対応して４個
用意する点、スイッチ２６、セレクタ２８及びセレクタ
３００制御信号がすべてデータ信号である点がＭＳＫ符
号の場合と異なる。絶対値回路２５、スイッチ２６、セ
レクタ２８及びセレクタ３０はＭＳＫ符号の場合と同様
に動作する。即ち、絶対値回路２５で絶対値をとること
によって、遅延信号のシンボル波形が第４図（ａ）に示
す波形で１００．１０１．１１０．１１１のとき、それ
ぞれ０１１．０１０，００１．０００に変換される。ス
イッチ２６は連続した３つのデータの組み合わせＫよっ
て、０００．００１．０１０．０１１に対応しているレ
ジスタを選択する。セレクタ２８も同様に連続した３つ
のデータの組み合わせによって、０００及び１１１，０
０１及び１１０．０１０及び１０１．０１１及び１００
ならそれぞれ０００１００１．０１０．０１１に対応す
るレジスタの出力を選択する。セレクタ３０では、＋１
と−１の値のうち受信シンボル波形が０００１００１．
０１０．０１１の内のどれかであったら−１、これらと
逆の極性を持つシンボル波形なら＋１を選択する。

第６図に示した第３の実施例については、セレクタ２４
において受信波形と等しいシンボル波形に対応するレジ
スタの出力が選択される点だけがＭＳＫ符号と異なる。

その他はパイ７工−ズ符号を用いた場合の第１の実施例
と同様である。

以上本発明について実施例に基づいて詳細に説明したが
、ＭＳＫ符号を採用した場合、“０＃と＠１”に対する
パルス波形が異なることと、各々″′０＃モードと′１
”モードを有するという２つの理由によりアダブティプ
・ディジタルフィルタ８の構成はバイフェーズ符号の場
合と若干具々る。

即ち、′０”及び＠１＃のパルス波形が異なることに対
応させて、タップ係数を２ｆｉｉｉ類用意し個別に更新
させる必要があること、また送信部２よりモードの信号
を受け、タップ係数を区別することが必要になる。

これまで、アダプティブ・ディジタルフィルタの係数収
束アルゴリズムとしてサイン・アルゴリズムを用いた場
合の実施例について示してきたが、ストーキャスティク
・アイタレ−ジョン・アルゴリズムを用いた場合を第４
の実施例として、第７図を参照して説明する。第７図の
構成は第１図に示した第１の実施例に相描する。第７図
において第１図と同一の参照番号を付与された機能ブロ
ックは第１図と同一の機能を持つものとする。第１図と
第７図の相違点は極性検出器３３だけである。

ストーキャスティク・アイタレ−ジョン・アルゴリズム
は誤差信号の大きさを用いてアダプティブ・ディジタル
フィルタの係数更新を制御するので、乗算器１３へは加
算器１６の出力がそのまま供給される。しかし、相関器
２０を用いて残留エコーの極性とエコーレプリカの極性
の相関をとシステップ・サイズを可変にするために、加
算器１６から相関器２０への経路上に極性検出器３３を
設けている。

第５図及び第６図に示す各実施例についても全く同様に
ストーキャスティク・アイタレ−ジョン・アルゴリズム
を適用できる。本発明をストーキャスティク・アイタレ
−シコン・アルゴリズムに適用することによって、従来
方法に比べより確実に受信信号を消去することが可能と
なり、演算飴長が短く、係数収束時間も短くなる。

〔発明の効果〕

以上詳細に述べたように、本発明によれば、符号判定結
果を制御信号として各シンボル波形に対応して差信号の
サンプル値を保持しているレジスタより読み出した信号
と判定時間だけ差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号
〕）を遅延させた遅延信号とを加算又は減算することに
より、アダプティブ・ディジタルフィルタの適応動作の
妨害となる受信信号を除去することが出来る。このため
、残留エコーを正確に検出することが可能となる。

また、残留エコーの極性とエコーレプリカの極性との相
関をとってステップサイズを制御することにより収束時
間を短縮できる。よって、簡単でかつハードウェア規模
の小さいエコー除去方法及びエコー除去装置を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す構成図、第２図（
ａ）　、　（ｂ）は伝送路符号のパルス波形の例を示す
図、第３図（ａ）　、　（ｂ）は第２図の伝送路符号に
対応する受信アイパターンを示す図、第４図（ａ）　、
　（ｂ）は受信アイパターンの１シンボル周期内にとシ
得る波形を示す図、第５図は本発明の第２の実施例を示
す構成図、第６図は本発明の第３の実施例を示す構成図
、第７図は本発明の第４の実施例を示す構成図、第８図
は従来例を示す構成図、第９図はアダプティブ・ディジ
タルフィルタの構成を示す図、第１０図は係数発生器の
構成を示す図である。１・・・入力端子、２・・・送信部、３・・・ハイブリ
ッド・トランス、４・・・２．ｌｌ伝送路、５・・・ロ
ーパス・フィルタ、６・・・受信部、７・・・出力端子
、８・・・アダプティブ・ディジタルフィルタ、９・・
・Ｄ／Ａコンバータ、１０，３４・・・減算器、１１・
・・Ａ／ｌ）コンバータ、１２，１９，３３・・・極性
検出器、１３，２１゜２９・・・乗算器、１６・・・加
算器、１７・・・遅延素子。２０・・・相関器、２２．２６・・・スイッチ、２３．
．２３２゜２３３．２３４，２７．．２７２・・・レジ
スタ、２４，２８，３０・・・セレクタ、２５・・・絶
対値回路。代理人　弁理士　　内　原　　　晋第２図（の）（ｂ）第３図（み）　　　　　　：（ｂ）第４図（尤）（ｂ）

Claims

【特許請求の範囲】１、２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブ・フ
ィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、前記エコ
ーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬似エコー
を差引いて差信号を得た後、前記受信信号のシンボル波
形に対応した複数のレジスタから前記差信号を復調して
得られる復調データ系列に対応して選択されたレジスタ
の出力と前記差信号を遅延させた遅延信号とを加算また
は減算して第１の誤差信号を求め、前記遅延信号を前記
復調データ系列に対応した前記複数のレジスタのうちの
一つに格納し、前記擬似エコーの極性と前記第１の誤差
信号の極性との相関をとって相関信号を得てこの相関信
号を定数倍して得た信号に前記第１の誤差信号の極性を
付与して第２の誤差信号を生成し、前記第２の誤差信号
を前記アダプティブ・フィルタに帰還させることを特徴
とするエコー除去方法。２、２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受信
回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た信
号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィル
タと、前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から
前記擬似エコーを差引く減算器と、前記減算器によって
得られた差信号を遅延させる遅延素子と、前記差信号を
得て復調を行なう受信部と、前記遅延素子の出力である
遅延信号を分配するスイッチと、前記スイッチによって
分配された前記遅延信号を前記受信部で得た受信信号の
シンボル波形に対応して格納する複数のレジスタと、前
記複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記
受信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと
、前記セレクタによって選択された信号と前記遅延信号
とを加算または減算して誤差信号を生成する演算器と、
前記誤差信号の極性を検出する第１の極性検出器と、前
記擬似エコーの極性を検出する第２の極性検出器と、前
記第１の極性検出器及び前記第２の極性検出器の出力の
相関をとる相関器と、前記相関器の出力を定数倍する第
１の乗算器と、前記第１の乗算器の出力に前記誤差信号
の極性を付与し結果を前記アダプティブ・フィルタに帰
還させる第２の乗算器とを備えることを特徴とするエコ
ー除去装置。３、２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受信
回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た信
号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィル
タと、前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から
前記擬似エコーを差引く減算器と、前記減算器によって
得られた差信号を遅延させる遅延素子と、前記遅延素子
の出力である遅延信号の絶対値を取る絶対値回路と、前
記差信号を得て復調を行なう受信部と、前記絶対値回路
の出力を分配するスイッチと、前記スイッチによって分
配された前記遅延信号を前記受信部で得た受信信号のシ
ンボル波形に対応して格納する複数のレジスタと、前記
複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記受
信信号のシンボル波形に対応して選択する第１のセレク
タと、前記受信信号のシンボル波形に対応して＋１か−
１かを選択する第２のセレクタと、前記第１及び第２の
セレクタによって選択された信号の積をとる第１の乗算
器と、前記第１の乗算器の出力と前記遅延信号とを加算
して誤差信号を生成する加算器と、前記誤差信号の極性
を検出する第１の極性検出器と、前記擬似エコーの極性
を検出する第２の極性検出器と、前記第１の極性検出器
及び前記第２の極性検出器の出力の相関をとる相関器と
、前記相関器の出力を定数倍する第２の乗算器と、前記
第２の乗算器の出力に前記誤差信号の極性を付与し結果
を前記アダプティブ・フィルタに帰還させる第３の乗算
器とを備えることを特徴とするエコー除去装置。４、２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受信
回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た信
号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィル
タと、前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から
前記擬似エコーを差引く減算器と、前記減算器によって
得られた差信号を遅延させる遅延素子と、前記差信号を
得て復調を行なう受信部と、前記遅延素子の出力である
遅延信号を分配するスイッチと、前記スイッチによって
分配された前記遅延信号を前記受信部で得た受信信号の
シンボル波形に対応して格納する複数のレジスタと、前
記複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記
受信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと
、前記セレクタによって選択された信号と前記遅延信号
とを加算または減算して誤差信号を生成する演算器と、
前記誤差信号の極性を検出する第１の極性検出器と、前
記擬似エコーの極性を検出する第２の極性検出器と、前
記第１の極性検出器及び前記第２の極性検出器の出力の
相関をとる相関器と、前記相関器の出力を定数倍する第
１の乗算器と、前記第１の乗算器の出力と前記誤差信号
とを乗算し結果を前記アダプティブ・フィルタに帰還さ
せる第２の乗算器とを備えることを特徴とするエコー除
去装置。