JPS61200725A - エコ−除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線双方同デイジタル伝送を夷埃するための
エコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点） ペアＳｔ−用いて２ＳＪＷ方デイジタル伝送を実現する
ための公知の技術さしてエコーキャンセラが知られてい
る（アイイーイーイー・トランザクションズ・オン・ア
ク−ティクス・スピーチ・アンド・シグナル・プロセッ
シング（ＩＢＥＥ−ＴＲＡＮＳ　−年、７６８〜７８１
ページ）。エコーキャンセラはエコーのインパルス応答
の長さ分のタップ係数を持つ適応型（アダプティブ）フ
ィルタを用いて送出データ系列に対応した擬似エコー（
エコーレプリカ）を生成することにより、２線／４線変
換回路にて送信回路から受信回路に漏れ込むエコーを抑
圧するように動作する。この時、適応フィルタの各タッ
プ係数は、エコーと受信信号が混在した混在信号からエ
コーレプリカを差引いた差信号と送出データとの相関を
とることにより遂次修正される。このような適応フィル
タの係数修正即ち、エコーキャンセラの収束アルゴリズ
ムについては前記参考文献に記載されており、その代表
的なものトシて、ストキャースティック・イ諌タレーシ
ている、 ２線双方向テイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、ア六フ／ディジタル（Ａ／Ｄ
　）コンバータ及びディジタル／アナログ（Ａ／Ｄ　）
コンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータの
所要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例えば
公衆通信網の加入者線への応用では１２ビット程度必要
とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数は、
システム条件のみならず前述の、ストキャーステック・
イタレーション書アルゴリズム金採用すると８ビット程
度必要であるのに対し、サイン・アルゴリズムでは１ビ
ツトですむという特徴かある。ところが、サイン・アル
ゴリズムでは、前述の差信号の極性により、適応フィル
タのタップ係数の修正を行なうため、差信号中に含まれ
ている残留エコーの極性と差信号の極性とが一致しなく
なると適応動作が不可能になるという問題が生じる。例
えば、伝送路符号としてパイフェーズ符号のような２値
打号金使用した場合、受信信号の存在により、残留エコ
ー（エコーとエコーレプリカとの差）レベ／Ｌ／が受信
信号レベルと同等程度になると前述の問題が発生する。

そこで、この問題を解決するための従来技術について述
べる。

第５図は、サイン・アルゴリズム全採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、−万は
局側に、他方は加入者側に設置される。ここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
１加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子ｌＶｃは２値データ系列が供
給され迷信部２及びアダプティブ拳ティジタルフィルタ
８に入力される。送信部２にて、２値データ系列は伝送
路符号に変換された後、ノ・イブリッド・トランス（Ｈ
ＹＢ）３’、介して２線伝送路４に送出される。一方、
送信部２にて発生された送＠信号の一部はエコー成分と
してノ・イブリッド・トランス３の出力に蜆われローパ
ス・フィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。−また、第５
囚の回路に対向した相手１１＋　（今の説明では局側と
なる）から送出された受信信号に２線伝送路及４及びノ
・イブリッド・トランス３を介してローパス・フィルタ
５に供給きれる。従って、ローパス・フィルタ５の出力
は、受信信号とエコーが混在した混在信号となる。、な
おローパス・フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外
の周波数成分を抑圧することで６る。ローパス・フィル
タ５の出力は減算器１０に供給される。ここで、アダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ
ＡＣ）９、減算器１０、加算器１１、極性判定回路１２
及び乗算器１３から成る閉ループ回路は、ローパス・フ
ィルタ５の出力である混在信号中のエコーを除去するよ
うに製作する。これは、アダプティブ・デジタルフィル
タ８がエコーレプリカを生成するこ　　′とにより実現
される。七〇でアダプティブ・ディジタルフィルタ８に
ついて詳細に説明する。

第６図は、第５図のアダプティブΦティジタルフィルタ
８の詳細ブロック１示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６ｉ’！それぞ
れ第５図の入力端子１から供給さルた２値テ一タ系列（
＋１または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対
応している。また第６図における出力信号１０７は、第
５図のアダプティブ・テイジタルフィルタ８の出力信号
ＫＮ応している。２値データ系列１０５　は、遅延素子
］００１、乗算器１０１ｏ、１０１．、・・・・・・、
１０１．　　、及び係数輿器Ａｏ、Ａ］、・・・・・・
、Ａ、　　、、ｃ供給される。Ｔ秒の遅延全与える遅延
索子１００１．１ｏｏ２、・・・・・・、１１’）ＯＮ
／Ｒ−１は、この順に接続されており、各々フリラフ・
クロック”で実現することができる。ここでへ及びＲｆ
ｌ正数であり、ＲはＮの約数とする。また２値テ一タ系
列ＪＯ５のチータレ−）Ｕｌ／Ｔとット／８−である。

遅延索子１０Ｊ（ｊ＝Ｊ、２・・曲、〜／几−］）の出
力にそれぞれ、乗算器１０１・Ｊ。

１０］ｊ＋０、・・・・・・、１ｕ１ｊ十Ｒ−１及び係
数発生れる。但し、ｊ電ｒＸＲである。乗算器１０１ｋ
、１０１に−）Ｒ・・・・・・、１ｏ１．ｃ十Ｎ−、ｔ
ｋ＝ｏ、１−・−・−１Ｒ−１）では、それぞれ係数発
生とＡｋ、Ａｋ−）−ｎ、・・・・・・、八に＋Ｎ−Ｈ
の出力である各係数と入力データ７ｊｉ掛けらａＴ：、
後、各乗算結果は、すべて加算器１０２−人力され加算
される。Ｒ（１ａｌの加算器１０２゜、１０２□、・・
・・・・、１０２Ｒ、の出力はスイッチ１０３０入力接
点となる。スイッチ１０３　ｈＴ秒を周期とする多接点
スイッチであり、Ｒ個の加算器１０２ｏ、１０２１、は
エコーレプリカであり、　Ｔ／Ｒ，秒毎にエコーレプリ
カが発生される。Ｒｆｌ補間定数（インターボレージ１
ハフアクタ）と呼ばれ、所要の信号帯域内でエコーを除
去するために通常Ｒは２以上の整数となる。一方、スイ
ッチ】０３と同期して動作するスイッチ１０４はスイッ
チ】０３と入出力が逆転している。即ちスイッチ１０４
ａ、入力信号１０６をＴ／Ｒ秒毎に８個の接点に１＠８
ＩＣ分配する機能を果す。スイッチ１０４の各接点出力
は同期して動作するスイッチ１０５に対応した接点に人
力される信号経路に存在する係数発生器に供給されてい
る。次に係数発生回路について詳細に説明する。

第７因は第６図の係数発生器Ａ／（／＝０．１．・・・
・・・Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである。

第７図の入力信号２００は、第６図における２値データ
系列１０５又は遅延素子１００１．１００・・・・・・
、１００Ｎ／Ｒ−□の出力信号に対応している。

また、第７図の入力信号２０１は、第６図におけるスイ
ッチ１０４の接点出力に対応している。さらに、第７図
の出力信号２０３　ｒｆｉ第６図における係数発生器Ａ
　の出力に対応している。第７図において入力信号２０
０及び２０１は乗算器２０４に供給されその乗算結果は
加算器２０５の一方の入力となる。加算器２０５の出力
はＴ秒の遅延素子２０６　ｉ介して帰還されており、Ｔ
秒毎に行なわれる係数の更新は、乗算器２０４に供給さ
れている入力信号２００及び２０１の相関値を１サンプ
ル前の係数値に加えることにより実現される。出力信号
２０３が係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカは、ρ／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エ
コー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー
）−（エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器
１１及び振幅制御回ｗｒ１４に供給される。受信部６で
は、クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、
識別されたデータは出力端子７に現われる。糸幅制御回
路１４に、ランダム信号発生器１５にて発生されたラン
ダム信号の最大振幅値を、減算器１１の出力である差信
号の振幅又は電力全参照して制御するという機能を果す
。振幅制御回路１４にて制御された最大糸幅をもつラン
ク“ム信号は加算器１１の一方の入力となる。減算器】
０の出力である差信号と、珈幅制御回路１４の出力であ
る振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１にて刃口
算さｔ’した後、極性検出器１２にてその極性のみ検出
される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３に
て２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図の
入力信号１０６が誤差信号に対応している。ここで前述
のアダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を行
なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極性を
正しく検出することが必要となる。ところが減算器１０
の出力である差信号の中には、受信信号が含まれている
から、第５図において、減算器１０の出力を直接極性検
出器１２に入力したと仮定すると、残留エコーレベルが
受信信号レベルと同等程度になると、極性検出器１２の
出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなってし
まう。従って、アダ１テイプデイジタルフイルタ８の適
応能力が失なわれることになる。

そこで従来は、第５図に行したように加算器１１、掘幅
制御回路１４及びランダム信号発生器１５ｉ付加して、
減算器ｌＯの出力信号である差信号に受信信号レベルと
同等程度のランダム信号を加えることにより、アダグチ
イブディジタルフィルタ８の適応動作を保証するという
方法が用いられた、この方法は、受信信号と同等レベル
のランダム信号を差信号に加えることにより、受信信号
をキャンセルする確率全発生させる。この確率は極性検
出器１２にて残留エコーの極性が正しく得られる確率と
なるからアダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動
作が保証されることになる。

ところが、第５図に示される従来の方法でにランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度金得
るためＫは、差信号に加えるべきランダム信号の最大１
ｌｌｉを受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制
御を必要としＩ・−ドウエア規模が大きくなるという欠
点かあ−）た。

（発明の目的） そこで、本発明の目的は、簡単でかつノ・−ドウエア規
模の小さいエコー除去の方法を提供することにある。

（発明の構成） 本発明は２線／４線変換回路の４側線にて送信回路より
受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信テーク
及び誤差信号を受け適応的にエコーレプリカを生成する
ためのアダプティブ−フィルタと、該コニ−と受信信号
が混在した混在信号された複数個のサンプル・ホールド
回路と、該減算器の出力と該縦続接続されたサンプル・
ホールド回路の出力との差又は和を得るための演算器の
出力の極性を判定するための極性検出器と、該極性検出
器の出力を定数倍するための東み付は回路とを少なくと
も具備し、該重み付は回路の出力を該誤差信号として該
アダプティブ・フィルタに帰還するように構成したこと
を特徴とする。

（発明の原理） 本発明は、ランダム信号を付加して受信信号が零でない
確率でキャンセルされるようにするという従来の装置と
は異なり、受信信号のアイノくターンの特性に注目する
ことにより受信信号がキャンセルされる確率を零にしな
いように構成した。即ち、２値打号系を含む伝送路符号
の受信アイノ（ターンの特性によれば、現在のサンプル
値とｎサンプル（ｎは正の整数）前のサンプル値がほぼ
同一の値又は逆極性で各々の絶対値がほぼ同一となる確
率の最小値は零でないある正の値をとる。従って差信号
（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）について現在のサ
ン１ル値とｎサンプル前のサンプル値の差又は和音とる
ことくより受信信号成分は零でないある正の値の確率で
キャンセルされることになる。それ故、その差又は和の
極性を検出すれば、残留エコーの符号が零でないある正
の値の確率で検出できるから、アダプティブ・フィルタ
の適応動作が保証される。

（実施例） 次に口面を参照して本発明につい詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において第５図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは、第５図と同一の機能をもつものとする。第
１図と第５図の相異点は、の構成に第５図と全く同一で
ある。この回路につ送信部２及びアダ１テイプ・ディジ
タルフィルタ８に供給される。送信部２にて２値テ一タ
系列は伝送路符号に変換された後、ハイブリッド・トラ
ンス３を介して２線伝送り１４へ送出される。ここにハ
イブリッド・トランス３のインピーダンス不整合に起因
して送信部２の出力が受信回路へエコーとして漏れ込み
ローパス・フィルタ５に供給される。一方、受信信号も
、伝送路４及びハイブリッド嗜トランス３を介してロー
パス・フィルタ５に供給すれる。ローパス・フィルタ５
にて、不要な高周波成分を抑圧さｆ′した混在信号（＝
〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算器１０に供給される
。そこで、アダ１テイブ番ティジタルフィルタ８にて発
生されたエコーレプリカＵＤ／Ａコンバータ９によりア
ナログ信号に変換されて減算器ｌＯに入エコーレフリカ
〕）の成分のうち、残留エコー（＝〔エコー〕−（エコ
ーレフ−リカ〕）が受もｆｇ号に比べて十分率ざくなれ
ば、受信部６　ＶＣて正確に復調され出力端子７には受
信されｆこ２値データ系列が睨われる。ここで、アダプ
テイブ・ディジタルフィルタ８．Ｄ／Ａコンバータ９、
減３１１器１０、＃算器１６、極性検出器１２及び乗算
器１３から成る閉ループ回路は、アダ１テイプ・ディジ
タルフィルタ８の適応動作を実現するものである。アダ
１テイブ・ディジタルフィルタ８の構成についてに、弗
５図の従来例で説明したものと同様に、第６図及び＠７
図の回路構成と同一で艮い。ｇＩＡａ検出器１２の出力
は乗算器１３にて２凶倍逼れ誤差信号としでアダ１テイ
ブ・ディジタルフィルタ８に供給される。次に、極性検
出器１２の出力と減算器１０の出力である差信号中の残
留エコー成分の極性との関係について詳細に説明するが
、七の前に伝送路符号について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａ）はバイフェーズ符号を、（ｂｌはＭＳＫ　（ミニマ
ム・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ
示す。第２図（ａｌに示したように、バイフェーズ符号
では　１０＃　及び　１１“　のデータに対し極性の反
転したパルス波形を割当てメる。両者のパルスは共に、
１ピット幅Ｔ秒の中心で極性が反転しており、１ビツト
内で正負がバランスしているという特徴をもっている。

これに対し、第２図（ｂｌに示したようにＭＳＫ符号で
は４種類のパルス波形を用意する。即ち　１０“　及び
′１＃のデータに幻しそれぞれ極性の反転した■モード
とθモードの２樫類のパルス波形を用意する。これら２
棟類のモード這声は第２図（ｂｌの太い矢印で示されて
おり、現時点のモードは１ビツト前のモードにより決定
される。このＭＳＫ符号はビットの境界にて必ず極性が
反転するという特徴をもっている。なおＭ８に符号でｆ
ｌ　　’１“　に刈しては、１ビツト内で正負のバラン
スが取れているが　０＃　に対しては正負がバランスし
ていない。し力・しながら、第２図（ｂ）のモード這、
移を示す太い矢印の方向から明らかなように、連続する
ビット系列内で　′０＃　が偶数個存在すれば正負のバ
ランスは取れており、ＤＣＩ分はほとんど無視できると
言える。第２図に示した伝送路符号は、第１図の送信部
２にて出力されることになる。

第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用した時の受
信アイパターン例を示す。第３図（ａｌ及び（ｂ）は、
第２図に刈応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭＳＫ
符号の受信アイパターンである。同図に示すように、受
信アイパターンは、温域成分がカットされ丸みを帯びた
ものとなる。今、第３図（ａＪに注目する。Ｔ秒離ｎた
４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（１ｏ％ｔ％、　
）、（１１、ｔ′１）、（１つｔ′２）及び（ｔ３、ｔ
′３）と仮定する。この時、１＝１′ｍ（ｍ＝０．１．
２．３）のサンプル値からｔ＝ｔｍ　　のサンノル１直
を差引いた１直をＡｍとすれば、Ａｒｎに表１のように
与えられることがわかる。

′″０“とｌ＃の出現確率は等しく１／２　であると仮
定すると、Ａ　ｏ＝０．　Ａ、＝０、Ａ２＝０及びＡ３
＝０となと鶴社表１　よりそれぞれ１／４、１／４、　
ｌ／２及び１となる。この例では第３図（ａＪに示すＴ
秒離れた４組のサンプル点について考えたが、同図より
明らかなように、どのような位相をとっても、正／負の
逆転は別にして表１に示す以外のパターンはあり得ない
ことがわかる。従って、現在のサンプル値からＴ秒前の
サンプル値を差引いた値が零となる確率の最小値は１／
４　となる。次に第３図（ｂ）のＭＳＫ符号の受信アイ
パターンについて考えると、第２図（ｂｌのモード１移
全参照してＡｉｎは表２のよう：Ｃ与えられる。

％Ｏ＃と′″１′の出現確率は等しく各々１／２　　で
あると仮定すると、Ａｏ＝０、Ａ□＝Ｏ１Ａ２＝Ｏ及び
Ａ３＝Ｏとなる確ｙ＄は、表２よりそれぞれ１．１／２
１／４　及び１／４　　となるこの列では第３図（ｂ）
に示すＴ秒離れた４組のサンプル点について考えたが同
図より明らかなように、どのような位相をとっても正／
負の逆転に別にして、表１に示す以外のパターンはあり
得ないことがわかる。従って、ＭＳＮ符号の場合にも、
現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値
が零となる確率の最小値は１／４　となる。以上、バイ
フェーズ符号及びＭＳＫ符号を例に挙けて述べたように
、現在のサンプル値からＴ秒前のサン１ル値を差引いた
値が零となる確率の最小値は共に１／４　となることが
わかる。これらの符号以外の伝送路符号についても同様
に考えると、前記確率の最小値は零でない値をもつこと
は明らかである。さらに、今までに現在のサンプル値か
らＴ秒（データレートは１／Ｔ　　ビット／秒とする。

）前のサンプル値を差引いた偽金対象としてきたが、現
在のサンフ゛ル値から／−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサン
プル値を差引いた値が零となる確率の最小値も同様に一
１／４となることがわかる。次に、この確率がエコーキ
ャンセラの適応動作の中でどのような意味を持つかにつ
いて、第１図を参照して説明する。

第１図に示す本発明の一実施例において参照数字１６は
減算器、参照英字ＳＨ，、Ｓｎ２、・・・・・・、ＳＨ
Ｒはサンプル・ホールト伺路、参照数字１２に極性検出
器である。ここで、アダプティブ・ティジタルフィルタ
８が適応動作を行なつりためには、極性検出器１２にて
減算器１０の出力である差信号（＝〔エコー〕＋〔受信
信号〕−〔エコーレフリカ〕）中ｉｃ含’ｌｌ残Ｗエコ
ー（＝（エコー）−（エコーレプリカ〕）成分の極性が
正確に得られる確率が零でないという条件が必要である
ことは前に述べた。第１図において、サンプル・ホール
ド回路ＳＨ１、Ｓｎ２、・・・・・・、　ＳＨＲ，及び
減算器１６は、この条件を満足する目的で付加されたも
のであり減算器１６の出力には、現在のサンプル値がＴ
／Ｒ秒毎に現われるように動作する。Ｒは前述の補間定
数を示す正の整数である。減算器１０の出力である差信
号を入力とする縦続接続されたＲ個のサンプルホールド
回路８ＨＳｎ２、・・・・・・、　ＳＨＲにホ・いて、
各サンプル・ホールドのサンプル位相は等しく、各々Ｔ
／Ｒ秒毎に入力信号を標本化した後その値を保持する。

ここでは標本化に要する時間は無視できると仮定してい
る。ＳＨｌ　に供給された減算器１０の出力である差信
号は、縦続接続された８個のサンプル・ホールド回路Ｓ
Ｈ１、ＳＨ２・・・・・・、ＳＨＲの出力、すなわちＳ
ＨＲの出力となるまでにＴ秒遅延され、Ｔ／Ｒ秒毎に減
算器１６に供給される。すなわち、減算器１６の１つの
入力は、位相がＴ／）ｉ秒ずつ異なったＴ秒遅れの該差
信号となる。以上の動作にエリ、減算器１６の出力には
現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた差
のサンプル値がＴ／Ｒ，秒毎に現われる。表１及び表２
の説明で述べたように、減算器１０の出力である差信号
の中の受信信号成分に、減算器１６の出力では確率１／
４以上で受信信号が零になることに明らかである。一方
、ｇ算器１６の出力に含まれている残留エコー成分につ
いて考えると、現在の残留エコーの値からＴ秒前の残留
エコーの値を差引いた値が残留エコー成分として減算器
１６から出力される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の
残留エコーの値とは無相関であるからＴ秒前の残留エコ
ーの値に、ランダム雑音トみなすことができる。Ｔ秒前
の残留エコーの値の条幅分布は正負対称であり、車幅ｄ
がＩｄｌくｇ（但しｏ＆ｉ；　＞　　となる確率は、零
でなくある正の値をとる。従って、減算器１６の出力信
号を入力とする極性５検出ａ１２にて、現在の残留エコ
ーの極性が正確に出力さｎる確率は零でないある正の値
をとることがわかる。それ故、アダグチイブ・ディジタ
ルフィルタ８の適応動作が保証されることになる。なお
、第１図において、サンプル・ホールド回路ＳＨ１、Ｓ
Ｈ２、・・・・・・、　ＳＨＲの標本化に要する時間は
無視できると仮、定していたが、これが成立しない場合
には、サンプル拳ホールド（ロ）路の個数に（（ＲＴ／
（Ｔ−几＆））＋１）個以上用意すれば艮い。ここに、
εはサンフ゛ル拳ホールド回路が標本化に費する時間、
（Ｘ）はｘｌｆｒｓえない最大の整数ヲアられす。各サ
ンプル・ホールド回路のサンプル周期は常にＴ／Ｒで等
しい。いま、隣り合ったサン７′ル・ホールド回路の位
相は互いに（Ｔ／Ｒ。

−＆）たけずれている。このとき、ひとつのサンプル・
ホールド回路では標本化に要する時間ｔを差し引いた（
Ｔ／Ｒ，−ｔ）秒だけサンプル値がホールドされる。例
えば、ト４、＆＝Ｔ／３２　　のとき、サンプル・ホー
ルド回路の個数は５個以上用意すればよく、５個のサン
プル・ホールド回路を直列接続した場合、全体のホール
ド時間は３５Ｔ／３２となる。これは５個のサンプル中
ホール１回路の直列接続で実現できる最大のホールド時
間である。

全体のホールド時間ｉＴにするには、隣り合ったサンプ
ル・ホールド回路のサンプル位相を順にＴ１５　だけず
らせばよい。また、４つのサン１ル・ホールド回路のサ
ン７”ル位相を順に７Ｔ／３２ずらし、残りの１つ全前
段のサンプル・ホールドのサンプル位相に対して４Ｔ／
３２ずらせても全体のホールド時間ｉＴにすることがで
きる。このように、隣り合ったサンプル・ホールド回路
のサンプル位相を適当にずらせることによって、全体の
ホールド時間’ｚＴにすることができる。同様にしてＴ
／Ｒより小さい、いかなるｔに刈しても、十分な数のサ
ンプル・ホールド回路を直列に接続してサンプル位相全
適当に選べば、任意のホールド時間？得ることかでさる
、従って、一般に標本化に要する時間が無視できない場
合でもＴの整数倍の任意のホールド時間を得ることがで
きる。

次に本発明の他の実施例について図面を参照して詳細に
説明する。

第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

同図において第１図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第４
図と第１図の相異点ぼ、第１図の減算器１６が第４図で
は加算器１８に置換えられていることであり、その他の
部分は全く同一である。従って、第４図では、減算器ｌ
Ｏの出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ秒
前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、こ
の和の値の柩性を極性検出器１２で検出することになる
。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受信
アイパターン例を示した第３図？用いて表２及び表３に
対応する辰全求めてみる。まず、第３図（ａｌに注目し
、Ｔ＄離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔ
ｏ、　　ｔ、’、））、（ｔｌ、ｔ′１）、（ｔ２、ｔ
′２）及び（ｔ３、ｔ′３）き仮定する。

この時ｔ＝ｔＱ（ｍ＝０．ｌ、２．３）のサンプル値と
、１＝１ｍ　のサンプル値の和をＢｍとすれば、ＢＩｎ
は表３のように与えられることがわかる。

同様に第３図（ｂｌに刈して、表４が得られる。

１０“と１１　′の出現Ｉ４率は等しく谷々１／２　で
あると０５Ｌｆすると、Ｂｏ＝０％　１１．Ｉ０．　　
Ｂ２＝Ｏ及びＢ、Ｉ０となる確率は、表３に示すバイフ
ェーズ符号の場合ににセルそれ１／２、１／４、１／２
カ１きなり、表４　Ｋ示すＭ　Ｓ　Ｎ符号の場合にはそ
ｎぞれ１．１／２、　ｌ／４、１／２となる。従って現
在のサンプル１直とＴ抄印１のサン１ル１直との和が零
となる確率の最小値は１／４　　であり、このことは、
任意のリング／　リング位相で成り立つ。また、表３及
び表４には七ｔＬぞれバイ７エーズ符汚及びＭＳＫ符号
の場合を示したが、これら以外の伝送路符号についても
同様に考えれば現在のサンプル値とＴ秒前のサンプル値
とのネロが零になる確率の最小値は零でない偽金もっこ
とは明らかである。

さらに、現在のサンプル値と／−Ｔ秒（ｌは正整数）前
のサンプル値との和が零となる確率の最小値も同様に零
でない値をもつことは言うまでもない、 そこで第２の発明の一実櫂例でめる第４図の説明に戻る
と、減算器１０の出力である差信号は受信ｆ！Ａ６に供
給されると共に、縦続接続されたＲ１固のサンプル・ホ
ールド回路ＳＨ，，ＳＨ２、・・・・・・、ＳＨＲのＳ
Ｈｌ　にも供給される。第１図の説明で述べた工うにＳ
ＨＲの出力にはＴ／Ｒ，秒毎に＠算器１０の出力を１′
秒遅延させたサンプル値が現われる。

従って、加算器１８の出力には、現在の値とＴ秒前のサ
ンプル値との和か埃われることになる。表３及び表４エ
リ、減算器ｌＯの出力である差イぎ号の中の受信イぎ号
取分に、加算器１８の出力では確″４１／４　以上で愛
何信号が零になることは明らかである。−万、加算器１
８の出力に含まれている残留エコー成分について考える
と、現在の残留エコーのイ１とＴ秒前の残留エコーの和
が残留エコー成分として加算器１８から出力される。現
在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無相
関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム雑
音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の禍
幅分布は正負対象であり、ｍ幅ｄがＩｄｌ＜ｊ　　（但
し０≦＃）となる確率は零ではなくある正の値をとる。

従って〃０算器１８の出力イロ号を入力とする極性検出
器１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力され
る確率は零でないある正の値をとることがわかる。それ
故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が
保証されることになる。なお第４図において、サンプル
・ホールド回路８Ｈ，、Ｓｎ２、・・・・・・、ＳＨＲ
の標本化に要する時間は無視できると仮定していたが、
これが成立しない場合には８ｇ１の実施例と同様の対策
を行なえばよい。

以上、不発明について詳細に説明したが、２線伝送路の
線路損失を補償するための線路等信器は、第１図及び第
４図において受信部６の中に含めて考えても良いし、ロ
ーパスフィルタ５と減算器１０の間に挿入しても良い。

またＭ８に符号を採用した場合１０“と１１＃に対する
パルス波形が異なることと、各々のモードと６モードを
有するという２つの理由にエリアダグチイブ・ディジタ
ルフィルタ８の構成に、バイフェーズ符号の場合き若干
異なる。即ち′″０“及び′ｌ“のパルス波形が異なる
ことに対応させて、タッグ係数を２棟類用意し個別に更
新させる必要があること、また、送信部２よりモード信
号を受けタック係数を区別することが必要となる。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）について、境在の値と
Ｔ秒前の値との差又は和をとることにより受信信号成分
は零でないある正の値の確率でキャンセルされる。従っ
て、その差又は和の極性全検出することにより、アダプ
ティブ・ディジタルフィルタの適応動作が保証される。

また本発明によれば１秒の遅延を与える複数個のサンプ
ル・ホールド回路から成るブロックと、減算器又は加算
器を組合せることにより、上述の適応動作を保証できる
から、制御が簡単でかつノー−ドウエア規模の小さいエ
コー除去装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図に本発明の一実施例全示すブロック図、図、第４
図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第５図は、
従来例金示すブロック図、第６図はアダプティブ・ディ
ジタルフィルタのｓｇ’を示す図、ｗＩ７図は係数発生
器の構成例を示す図である。図において ２は送信部、３はハイブリッド・トランス、５はローパ
ス・フィルタ、６は受信部、８はアダプティブ・ディジ
タルフィルタ、９＊Ｄ／Ａ　コンバータ、１０及び１６
は減算器、１１及び１８は加算器、１２は極性検出器、
１３は乗算器、１４は振幅制御回路、１５はランダム信
号発生器、ＳＲ，、ＳＲ２、・・・−・・、ＳＨＲはサ
ンプル−ホールド回路、１００１、１００２、・・・・
・・、１００Ｎ／Ｒ−１は遅延素子、１０１０％　１Ｏ
２０、・・・・・・、ｌ０ＩＮ−０は乗算器、１０２Ｑ
。 １０２１、　・・・・・・、１０２Ｒ、は加算器、１０
３及び１０４は勿濾スイッチ、　　２０４　は乗算器、
２０５　　に加算器、２０６　は遅延素子をそれぞれ示
す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
   へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及び誤差
   信号を受け適応的にエコーレプリカを生成するためのア
   ダブティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在し
   た混在信号と該エコーレプリカとの差を得るための減算
   器と、該減算器の出力を標本化し保持するための縦続接
   続された複数個のサンプル・ホールド回路と、該減算器
   の出力と縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出力
   との差又は和を得るための演算器と、該演算器の出力の
   極性を判定するための極性検出器と、該極性検出器の出
   力を定数倍するための重み付け回路とを少なくとも具備
   し、該重み付け回路の出力を該誤差信号として該アダブ
   ティブ・フィルタに帰還するように構成したことを特徴
   とするエコー除去装置。