JPS6175632A

JPS6175632A - エコ−除去装置

Info

Publication number: JPS6175632A
Application number: JP19802684A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-21
Filing date: 1984-09-21
Publication date: 1986-04-18

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点）ｋア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
。（アイイーイーイー・トランザクシｇＩ／ズΦオン・
アクースティクス・スピーチφアンド・シグナル・プロ
セッシング（ｉＥｇＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ
　ＡＣＯＵＳＴＩＣ８，５ＰＩＣＨ，ＡＮＤＳＩＧＮＡ
Ｌ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ　）　２７巻６号、１９７９
年。

７６８〜７８１ページ）。エコーキャンセラは、エコー
のインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適応型（
アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列に対応
した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成することによ
υ、２線／４線変換回路にて送信回路から受信回路に漏
れ込むエコーを抑圧するように動作する。この時、適応
フィルタの各タップ係数は、エコーと受信信号が混在し
た混在信号からエコーレプリカを差引いた差信号と送出
データとの相関をとることにより遂次修正される。この
ような適応フィルタの係数修正即ち、エコーキャンセラ
の収束アルゴリズムについては前記参考文献に記載され
ておシ、その代表的なものとして、ストキャーステック
・イタレーショ／・アルゴリズム（５ｔｏｃｈａｓｔｉ
ｃ　１ｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｔｍ　）とサ
イン・アルゴリズムが知られている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげている。ディジ
タル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この
時、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを
用いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（人
／Ｄ）コンバータ及びディジタル／アナログ（ρ／Ａ）
コンバータが必要となる。このうちＤ／人コンバータの
所要ビット数はシステムの要求条件から定″ＩＦ）、例
えば公衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程
度必要とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット
数は、システム条件のみならず前述のエコーキャンセラ
の収束アルゴリズムにも依存する。例えば、公衆通信網
の加入者線に応用する場合、ストキャーステック・イタ
レーション・アルゴリズムを採用すると８ビット程度必
要であるのだ対し、サイン・アルゴリズムでは１ビツト
ですむという特徴がある。ところが、サイン・アルゴリ
ズムでは、前述の差信号の極性により、適応フィルタの
タップ係数の修正を行なうため、差信号中に含まれてい
る残留エコーの極性と差信号の極性とが一致しなくなる
と、適応動作が不可能になるという問題が生じる。例え
ば、伝送路符号としてバイフェーズ符号のような２値打
号を使用した場合、受信信号の存在により、残留エコー
（エコーとエコーレプリカとの差）レベルが受信信号レ
ベルと同等程度になると前述の問題が発生する。

そこで、この問題を解決するための従来技術について次
に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される。ここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部３にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信部
２にて発生された送信信号の一部はエコー成分としてノ
・イブリッド・トランス３の出力に現われローパス・フ
ィルタ（ＬＰＰ）５に供給される。また、第５図の回路
に対向した相手側（今の説明では局側となる）から送出
された受信信号は、２線伝送路４及びノ・イブリッド・
トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給される
。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信号と
エコーが混在した混在信号となる。なお゛ロー、５ス・
フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成分
を抑圧することテアル。ローパス・フィルタ５の出力は
減算器１０に供給される。ここで、アダプティブ・ディ
ジタルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）　９、
減算器１０、加算器１１、極性判定回路１２及び乗算器
１３から成る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５の
出力である混在信号中のエコーを除去するように動作す
る。これは、アダプティブ・ディジタルフィルタ８がエ
コーレプリカを生成することにより実現される。そこで
アダプティブ・ディジタルフィルタ８について詳細に説
明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第６図における出力信号１０７は、第５
図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に
対応している。

２値データ系列１０５は、遅延素子１００１．乗算器１
０１ｏ、　１０１１　、　・、　ｌ０ＩＲ−１及び係数
発生６八〇１人１．・・・＋　ＡＲ−１に供給される。

Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００．　、１００．、・
・−，１００Ｋ／Ｒ−１は、この順に接続されておシ、
各々クリップ・フロップで実現することができる。ここ
でＮ及びＢは正整数であり、ＲはＮの約数とする。また
２値データ系列１０５のデータレートは１／Ｔビット／
秒である。遅延素子１００１（＋−１，２，・・・、　
Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器”　０１Ｊ　ｙ
　１０１　ｊ　＋　１　、　　・・・。

１０１１＋Ｒ−を及び係数発生器Ａｊ、人ｊ＋１．　”
”　ｒ人１＋ト１に供給される。但し、ｊ−ＩＸＩＬで
ある。乗算器１０１ｈ、１０１ｈ＋Ｒｓ　・・・、１０
１ｈ＋Ｎ−ｕ（ｋ−Ｏｒ　Ｉ　Ｆ・・・、Ｒ−１）では
それぞれ係数発生器Ａｈ、　Ａ＋ｃ＋Ｒ１・・・、Ａｋ
＋Ｎ−Ｒの出力である各係数と入力データが掛けられた
後、各乗算結果は、すべて加算器１０２ｋに入力され加
算される。８個の加算器１０２゜、１０２、・・・、１
０２Ｒ−ｓの出力はスイッチ１０３の入力接点となる。

スイッチ１０３は、Ｔ秒を周期とする多接点スイッチで
あり、８個の加算器１０２ｏ、１０２１、・−・、１０
２Ｒ−、の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し
、出力信号１０７となる。出力信号１０７はエコーレプ
リカでろ、り、Ｔ／Ｒ秒毎にエコーレプリカが発生され
る。几は補間定数（インターボレージ百）・ファクタ）
と呼ばれ、所要の信号帯域内で工；−を除去するために
通常Ｂは２以上の整数となる。一方、スイッチ１０３と
同期して動作するスイッチ１０４は、スイッチ１０３と
入出力が逆転している。即ちスイッチ１０４は、入力信
号１０６をＴ／Ｒ秒毎に３個の接点に順番に分配する機
能を果す。スイッチ１０４の各接点出力は、同期して動
作するスイッチ１０５に対応した接点に入力される信号
経路に存在する係数発生器に供給されている。次に係数
発生回路について詳細に説明する。

第７図は第６図の係数発生器ＡｌＩＣｌ−０，１゜・−
、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである。

第７図の入力信号２００は、第６図における２値データ
系列１０５又は遅延素子１００８．１００３、・・・、
１００　Ｎ／Ｒ−１の出力信号に対応している。また、
第７図の入力信号２０１は、第６図におけるスイッチ１
０４の接点出力に対応している。さらに、第７図の出力
信号２０３は、第６図における係数発生器Ａ、の出力に
対応している。第７図において入力信号２００及び２０
１は乗算器２０４に供給されその乗算結果は加算器２０
５の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅
延素子２０６を介して帰還されてお９、Ｔ秒毎に行なわ
れる係数の更新は、乗算器２０４に供給されている入力
信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の係数値
に加えることにより実現される。出力信号２０３が係数
である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカはＤ／人コンバータ９に供給され、ディジタ
ル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一方
の入力となる。減算器１０では、ローζぞスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エ
コー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー
〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器
１１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では
、クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識
別されたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路
１４は、ランダム信号発生器１５にて発生されたランダ
ム信号の最大振幅値を、減算器１０の出力である差信号
の振幅又は電力を参照して制御するという機能を果す。

振幅制御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダ
ム信号は、加算器１１の一方の入力となる。

減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４の
出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１
にて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ検
出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３
にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図
の入力信号１０６が誤差信号に対応している。ここで前
述のアダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極性
を正しく検出することが必要となる。

ところが減算器１０の出力である差信号の中には、受信
信号が含まれているから、第５図において、減算器１０
の出力を直接極性検出器１２に入力したと仮定すると、
残留エコーレベルが受信号レベルと同等程度になると、
極性検出器１２の出力では残留エコーの極性が正確に得
られなくなってしまう。従って、アダプティブ・ディジ
タルフィルタ８の適応能力が失なわれることになる。そ
こで、従来は第５図に示したように加算器１１、振幅制
御回路１４及びランダム信号発生器１５を付加して、減
算器１０の出力信号である差信号に受信信号レベルと同
等程度のランダム信号を加えることによりアダプティブ
・ディジタルフィルタ８の適応動作を保証するという方
法が用いられていた。

この方法は、受信信号と同等レベルのランダム信号を差
信号に加えることにより、受信信号をキャンセルする確
率を発生させる。この確率は極性検出器１２にて残留エ
コーの極性が正しく得られる確率となるから、アダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証されるこ
とになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためＫは、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としハードウェア規模が犬きくなるという欠点があっ
た。また、誤差信号の極性を用いてタップ係数の更新を
行っているため、サイン・アルゴリズムを採用した従来
の方法では、収束時間が長いという欠点があった。

（発明の目的）そこで本発明の目的は制御が簡単でかつハードウェア規
模の小さいエコー除去の方法を提供することにある。ま
た、本発明の別の目的は、収束時間の短いエコー除去の
方法を提供することにある。

（発明の構成）本発明によれば、２線／４線変換回路の４線側にて送信
回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送
信データ及び誤差信号を受けエコーレプリカを生成する
ためのアダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信号
が混在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得るた
めの減算器と、該減算器の出力を標本化し保持するため
の複数個のサンプル・ホールド回路と、該複数個のサン
プル・ホールド回路の出力を周期的に順次切換えて選択
出力するための第１のスイッチと、該減算器の出力と該
第１のスイッチの出力との差又は和を得るだめの演算器
と、該減算器の出力と該演算器の出力とのいずれか一方
を選択出力するための第２のスイッチと、該第２のスイ
ッチの出力の極性を判定するための第１の極性検出器と
、該減算器の出力の極性を判定するための第２の極性検
出器と、該エコーレプリカの極性を判定するための第°
３の極性検出器と、該第１の極性検出器の出力と該第２
の極性検出器の出力との相関を得るための相関器と、該
相関器の出力を定数倍するための重みづけ回路とを少な
くとも具備し、該重みづけ回路の出力に該第１の極性検
出器の出力を極性として付与して得た誤差信号を該アダ
プティブ・フィルタに帰還させるように構成したことを
特徴とするエコー除去装置が得られる。

（発明の原理）本発明の第１のポイントは、アダプティブ・フィルタの
適応能力に妨害を与える受信信号に関し、受信信号がキ
ャンセルされる確率が零にならないようＫした点である
。２値打号系を含む伝送路符号の受信アイパターンの特
性によれば、現在の値とｌ−Ｔ秒（ｌは正整数）前の値
がほぼ同一の値又は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同一
の値となる確率の最小値は零でないある正の値をとる。

従って差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）につ
いて、現在の値とｌ−Ｔ秒前の値の差又は和をとること
により、受信信号成分は零でないある正の値の確率でキ
ャンセルされることになる。それ故、その差又は和の極
性を検出すれば、残留エコーの符号が零でないある正の
値の確率で検出できるから、アダプティブ・フィルタの
適応動作が保証される。この時、受信信号が零交差する
サンプリング位相に注目すれば、受信信号は零であるか
ら前述の操作により受信信号をキャンセルするというこ
とは不要となる。そこでサンプリング位相に依存して、
前述の操作を実行するか否かを選択して出力し、その出
力の極性をアダプティブ・フィルタに帰還することによ
り適応動作が保証される。

本発明の第２のポイントは、アダプティブ・フィルタの
タップ係数の更新の際ステップ・サイズを適応的に変化
させるという点にある。本発明では、残留エコーが大き
い場合には、擬似エコーの極性と残留エコーの極性とが
強い相関をもつのに対し、残留エコーが小さい場合には
、両者は相関をもたないという点に注目し、前記相関値
に依存して、ステップ・サイズを適応的に変化させる。

それ故、収束時間を従来に比べて大幅に短縮することが
可能となる。

（実施例）次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、第１の発明の一実施例を示すブロック図であ
る。同図において、第５図と同一の参照番号を付与され
た機能ブロックは、第５図と同一の機能を有するものと
する。第１図と第５図の相異点は、減算器１６、サンプ
ル・ホールド回路ＳＨ，、ＳＨ，、−・・、　ＳＨＲ及
びスイッチ１７から成る回路と、補間フィルタ２２の有
／無と、極性検出器１９及′び２３、相関器２０及び乗
算器２１から成る回路と、スイッチ２４の有／無の４点
であり、その他の構成は第５図と全く同一である。これ
らの相異点について説明する前に全体の構成について簡
単に述べる。入力端子１に供給された２値データ系列は
、送信部２及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８に
供給される。送信部２にて２値データ系列は伝送路符号
に変換された後、ハイブリッド・トランス３を介して２
線伝送路４へ送出される。ここに、ハイブリッド・トラ
ンス３のインピーダンス不整合に起因して、送信部２の
出力が受信回路へエコーとして漏れ込みローパス・フィ
ルタ５に供給される。一方、受信信号も伝送路４及びハ
イブリッド・トランス３を介してローパス・フィルタ５
に供給される。ローパス・フィルタ５にて不要な高周波
成分を抑圧された混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）は減算器１０に供給される。そこで、アダプティブ
・ディジタルフィルタ８にて生成された擬似エコー（エ
コーレプリカ）は、Ｄ／Ａコンバータ９によりアナログ
信号に変換された後、補間フィルタ２２を介して減算器
１０に入力される。従って、減算器１０の出力である差
信号（＝〔混在信号〕−〔エコーレプリカ〕＝〔エコー
〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）の成分のうち
、残留エコー（＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）が
受信信号に比べて十分小さくなれば、受信信号は受信部
６にて正確に復調され、出力端子７には受信された２値
データ系列が現われる。なお、補間フィルタ２２は、Ｄ
／人コンバータ９の出力に含まれている高調波成分を抑
圧する機能を果すものである。ここで、アダプティブ・
ディジタルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ９、補間フィ
ルタ２２、減算器１０及び１６、スイッチ２４、極性検
出器１２及び乗算器１３から成る閉ループ回路は、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を実現する
ものである。アダプティブ・ディジタルフィルタ８の構
成については、第５図の従来例で説明したものと同様に
、第６図及び第７図の構成と同一で良い。

極性検出器１２の出力は乗算器１３にて、乗算器２１の
出力と掛けられ誤差信号としてアダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８に供給される。次に、減算器１０の出力で
ある差信号の極性と差信号中の残留エコー成分の極性と
の関係について詳細に説明するが、その前に伝送路符号
について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａ）は、バイフェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＫ（ミニマ
ム・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ
示す。第２図（ａ）に示したように、バイフェーズ符号
では“０″′及び“１″のデータに対し極性の反転した
パルス波形を割当てる。両者のパルスは共に、１ビット
幅Ｔ秒の中心で極性が反転しておシ、１ビツト内で正負
がバランスしているという特徴をもっている。これに対
し、第２図（ｂ）に示したようにＭＳＫ符号では４種類
のパルス波形を用意する。即ち“０″及び“１″のデー
タに対しそれぞれ極性の反転した■モードとｅモードの
２種類のパルス波形を用意する。これら２種類のモード
遷移は、第２図価）の太い矢印で示されており、現時点
のモードは１ビツト前のモードにより決定される。この
ＭＳＫ符号は、ビットの境界にて必ず極性が反転すると
いう特徴をもっている。

なお、Ｍ８に符号では“１′　に対しては、１ビツト内
で正負のバランスが取れているが、Ｏ″′　に対しては
正負がバランスしていない。しかしながら、第２図（ｂ
）のモード遷移を示す太い矢印の方向から明らかなよう
に、連続するビット系列内で“０″′が偶数個存在すれ
ば正負のバランスは取れており、ＤＣ成分はほとんど無
視できると言える。第２図に示した伝送路符号は、第１
図の送信部２にて出力されることになる。

は、第２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭ
８に符号の受信アイパターンである。同図に示すように
、受信アイパターンは、高域成分がカットされ丸みを帯
びたものとなる。今、第３図（、）に注目する。Ｔ秒離
れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔ、　ｌ　
ｉｏ’）、（＠１　ｔ　ｔｌ’）、（ｔ２゜ｔ、・）及
び（！！＋１３・）と仮定する。この時、ｔ＝ｉ、、’
（ｍ：０，１，２．３　）のサンプル値から１＝１ｆｆ
ｉのサンプル値を差引いた値をＡｆｆｉとすれば、Ａｆ
ｆｉは表１のように与えられることがわかる。

表１　パイ７工−ズ符号の場合のＡ１の値“０“と“１
″の出現確率は等しく１／２であると仮定するとＡ０＝
０、Ａ１＝０、Ａ２＝０及びＡ、＝０となる確率は、表
１よりそれぞれ１／４．１／４．１／２及び１となる。

この例では、第３図（、）に示すＴ秒離れた４組のサン
プル点について考えたが、同図より明らかなように、ど
のような位相をとっても正／負の逆転は別にして表１に
示す以外の／リーンはあυ得ないことがわかる。従って
、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた
値が零となる確率の最小値は１／４となる。次に第３図
（ｂ）のＭ８に符号の受信アイパターンについて考える
と、第２図（ｂ）のモード遷移を参照してＡｆｆｉ　は
表２のように与えられる。

“Ｏ“と“１“の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ０＝０、人、＝０．Ａ、＝Ｏ及び人。

二〇となる確率は、表２よりそれぞれ１．１／２．１／
４及び１／４となる。この例では第３図（ｂ）に示すＴ
秒離れた４組のサンプル点について考えたが、同図より
明らかなように、どのような位相をとっても正／負の逆
転は別にして、表１に示す以外のパターンはあり得ない
ことがわかる。従って、ＭＳＫ符号の場合にも、現在の
サンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零と
なる確率の最小値は１／４となる。以上、バイフェーズ
符号及びＭＳＫ符号を例に挙げて述べたように、現在の
サンプル値からＴ秒前のす／プル値を差引いた値が零と
なる確率の最小値は共に１／４となることがわかる。こ
れらの符号以外の伝送路符号についても同様に考えると
、前記確率の最小［直は零でない値をもつことは明らか
である。さらに、今までは、現在のサンプル値からＴ秒
（データレートは１／Ｔビット／秒とする。ン前のサン
プル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサンプ
ル値からｌ−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値を差引
いた値が零となる確率の最小値も同様に１／４となるこ
とがわかる。次に、この確率がエコーキャンセラの適応
動作の中でどのような意味を持つかについて、第１図を
参照して説明する。

第１図に示す本発明の一実施例において参照数字１６は
減算器、参照英字８Ｈ，、ＳＨ□・・・、　　ＳＨＲは
サンプル・ホールド回路、参照数字１７及び２４はスイ
ッチ、参照数字１２は極性検出器である。

ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動
作を行なうためには、極性検出器１２にて、減算器１０
の出力である差信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔
エコーレプリカ〕）中に含まれる残留エコー（＝（エコ
ー）−（エコーレフリカ〕）成分の極性が正確に得られ
る確率が零でないという条件が必要であることは前に述
べた。第１図において、テンプル・ホールド回路ＳＨ，
、ＳＨ，、・・・。

８ＨＲ、スイッチ１７及び減算器１６は、この条件を満
足する目的で付加されたものであり、減算器１６の出力
には、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引
いた差のサンプル値がＴ／几秒毎に現われるように動作
する。几は前述の補間定数を示す正の整数である。減算
器１０の出力である差信号を入力とするＲ個のサンプル
・ホールド回路８Ｈ，、８Ｈ２，・−、ＳＨＲのサンプ
ル位相はこの順にＴ／Ｒ秒ずれており、各々Ｔ秒毎に入
力値号を標本化した後その値を保持する。ここでは、標
本化に要する時間は無視できると仮定している。Ｒ個の
サンプル・ホールド回路８Ｈ，、ＳＨ，、・・・、　Ｓ
ＨＲの出力はスイッチ１７の入力接点となる。スイッチ
１７は多接点スイッチであり、Ｒ個のサンプル・ホール
ド回路ＳＨ，、８Ｈ，、・・・、　ＳＨＨの出力をこの
順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し減算器１６に供給され
る。以上の動作により、減算器１６の出力には現在のサ
ンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた差のサンプ
ル値がＴ／几秒毎に現われる。

表１及び表２の説明で述べたように減算器１０の出力で
ある差信号の中の受信信号成分は、減算器１６の出力で
は確率７４以上で受信信号が零になることは明らかであ
る。一方、減算器１６の出力に含まれている残留エコー
成分について考えると現在の残留エコーの値からＴ秒前
の残留エコーの値を差引いた値が残留エコー成分として
減算器１６から出力される。現在の残留エコーの値とＴ
秒前の残留エコーの値とは無相関であるからＴ秒前の残
留エコーの値は、ランダム雑音とみなすことができる。

Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は正負対称であり、
振幅ｄがｒｄＫδ（但し０≦δ）となる確率は、零でな
くある正の値をとる。従って、減算器１６の出力信号の
極性が残留エコーの現在値に一致する確率は零でないあ
る正の値をとることがわかる。

次に、減算器１６の出力及び減算器１０の出力は共にス
イッチ２４の入力接点に供給される。さらにスイッチ２
４の出力は極性検出器１２に供給されている。ここで極
性検出器１２のサンプリング周期をＴ／Ｒ秒とする。但
しＲは補間定数であり正整数とする。今Ｒ＝４と仮定す
ると、第３図の受信アイパターン例を参照すれば明らか
なようにサンプリング位相を適当に選択することにより
受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する場合が
Ｔ秒内に２回存在することがわかる。受信信号が零交差
するサンプリング点では、減算器１０の出力である差信
号の中の受信信号成分は零となるから、差信号の極性′
と残留エコーの極性は無条件に一致することになる。そ
こで、極性検出器１２のサンプリング位相に応じてスイ
ッチ２４を動作させる。即ち受信信号が零交差するサン
プリング点ではスイッチ２４は減算器１０の出力を選択
して出力し、その他のサンプリング点ではスイッチ２４
は減算器１６の出力を選択して出力するように構成する
ことにより、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適
用動作が保証されることになる。

以上の説明ではＲ＝４と仮定したがＲが２以上の任意の
整数でも良いことは明らかである。また、アダプティブ
・ディジタルフィルタ８、Ｄ／Ａ　　コンバータ９、ス
イッチ２４、極性検出器１２及び乗算器１３の動作のサ
ンプリング位相は、受信信号の位相に合致させる必要が
あることは言うまでもない。なお第１図では、遅延素子
１７はＴ秒の遅延を与えるものとして説明してきたが、
表１及び表２の説明の中で述べたように、遅延量として
１−Ｔ秒（ｌは正整数）としても同様の効果が得られる
。なお、第１図において、サンプル・ホールド回路８Ｈ
１ｇ　８Ｈｔ　ｔ・・−，８ＨＲの標本化に要する時間
は無視できると仮定していたが、これが成立しない場合
にはサンプル・ホールド回路の個数を２Ｒ。

個用意すれば良い。この時各サンプル・ホールド回路は
２Ｔ秒毎に入力信号を標本化し保持する。

またスイッチ１７０周期は２Ｔ秒となる。

次に、第１図の相関器２０の動作について説明する。極
性検出器２３の出力と極性検出器１９の出力との相関値
は相関器２０にて計算された後、乗算器２１により２α
倍（αは定数）されて乗算器１３に供給される。ここで
、極性検出器２３の出力には、減算器１０の出力である
差信号（＝扱留エコー〕＋〔受信信号〕）の極性が、極
性検出器１９の出力にはエコーレプリカの極性がそれぞ
れ現われる。そこで、残留エコーが大きい場合には、差
信号の極性とエコーレプリカの極性とは相関をもつのに
対し、残留エコーが小さい場合には、両者は相関をもた
ないという点に注目すれば、相関器２０は残留エコーが
大きい場合には大きな値を、小さい場合には小さな値を
出力することになる。従って相関器２０の出力に対し乗
算器２１にて２α倍のスケーリングを施してステップ・
サイズトシて用い、このステップ・サイズに極性検出器
１２の出力の極性を付与してアダプティブ・ディジタル
フィルタ８に帰還することにより、収束時間を大幅に短
縮することが可能となる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第
４図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図
では加算器１８に置換えられていることであり、その他
の部分は全く同一である。従って、８４図では、減算器
１０の出力である差信号に関し現在の差信号の値とＴ秒
前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、こ
の和の値の極性を極性検出器１２で検出することになる
。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受信
アイパターン例を示した第３図を用いて、表２及び表３
に対応する表を求めてみる。まず、第３図（ａ）に注目
し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（
ｔＯｐ　ｆＯ’　）　＋（？１＋ｔ１・）＋（ｔｔ＊ｈ
・）及び（”３＋ｔ３’）と仮定する。この時、（＝１
．ｊ（、−０，１，２，３）の、サンプル値と、１＝１
．のサンプル値の和をＢ−とすれば、Ｂ、は表３のよう
に与えられることがわかる。同様に第３図（ｂ）に対し
て、表４が得られる。

表３　パイフェーズ符号の場合のＢ、の値“０“と“１
１の出現確率は等しく各々Ｖ２であると仮定すると、Ｂ
、＝Ｏ，Ｂ、＝Ｏ，Ｂ、＝Ｏ及びＢ、＝Ｏとなる確率は
、表３に示すパイ７工−ズ符号の場合には、それぞれｉ
７ｚ　、　１／４　、１／２及び１となり、表４に示す
Ｍ８に符号の場合にはそれぞれ１　、　Ｌ／？２゜１／
４　、１／２となる。従って現在のサンプル値とＴ秒前
のサンプル値との和が零となる確率の最小値はし′４で
あり、このことは任意のサンプリング位相で成シ立つ。

また、表３及び表４にはそれぞれパイ７工−ズ符号及び
Ｍ８に符号の場合を示したがこれら以外の伝送路符号に
ついても同様に考えれば現在のサンプル値とＴ秒前のサ
ンプル値との和が零となる確率の最小値は零でない値を
もつことは明らかである。さらに、現在のサンプル値と
！・Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値との和が零とな
る確率の最小値も同様に零でない値をもつことは言うま
でもない。

そこで第４図の説明に戻ると、減算器１０の出力である
差信号は受信部６に供給されると共に、８個のサンプル
・ホールド回路８Ｈ，、８Ｈ，、・−２ＳＨＲにも供給
される。第１図の説明で述べたようようにスイッチ１７
の出力には、Ｔ／Ｒ秒毎に、減算器１０の出力をＴ秒遅
延させたサンプル値が現われる。従って、加算器１８の
出力には、現在の値とＴ秒前のサンプル値との和が現わ
れることになる。表３及び表４より、減算器１０の出力
である差信号の中の受信信号成分は、加算器１８の出力
では確率１／４以上で受信信号が零になることは明らか
である。一方、加算器１８の出力に含まれている残留エ
コー成分について考えると、現在の残留エコーの値とＴ
秒前の残留エコーの和が残留エコー成分として加算器１
８から出力される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残
留エコーの値とは無相関であるから、Ｔ秒前の残留エコ
ーの値は、ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前
の残留エコーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄ
が１ｄ１りδ（但しＯ≦δ）　となる確率は零ではなく
ある正の値をとる。従って加算器１８の出力信号を入力
とする極性検出器１２にて、現在の残留エコーの極性が
正確に出力される確率は零でないおる正の値をとること
がわかる。それ故、アダプティブ−ディジタルフィルタ
８の適応動作が保証されることになる。なお第４図にお
いて、サンプ７ｖ−ホールド回路ＳＨ１，８Ｈ２，−、
５）ｆＲＯ標本化に要する時間は無視できると仮定して
いたが、これが成立しない場合には、サンプル・ホール
ド回路の個数を２Ｒ個用意すれば良い。この時、各サン
プル・ホールド回路は２Ｔ秒毎に入力信号を標本化し保
持する。またスイッチ１７の周期は２Ｔ秒となる。また
、相関器２０の動作については、第１図と同様であるの
でここでは説明を省略する。

以上、実施例に基づいて詳細に説明したが、２線伝送路
の線路損失を補償するための線路等信器は、第１図及び
第４図において、受信部６の中に含めて考えても良いし
、ロー／々スフィルタ５と減算器１００間に挿入しても
良い。またＭ８に符号を採用した場合“０゛と“１１に
対するパルス波形が異なることと、各々ｅモードとｅモ
ードを有するという２つの理由によりアダプティブ・デ
ィジタルフィルタ８の構成は、バイ７工−ズ符号の場合
と若干異なる。即ち、“０″及び“１″のパルス波形が
異なることに対応させて、タップ係数を２種類用意し個
別に更新させる必要があること、また、送信部２よりモ
ード信号を受けタップ係数を区別することが必要となる
。また、補間フィルタ２２は、エコーレプリカが発生さ
れるサンプリング点のみでエコーが除去できれば良いと
いう目的の場合には不要である。

（発明の効果）以上詳細に述べたように本発明によれば、差信号（＝〔
残留エコー〕＋〔受信信号〕）について現在の値と！・
Ｔ秒（但しｌは正整数、ではデータレートの逆数である
。）前の値との差又は和を求めることによ）、受信信号
成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされる。

従ってサンプリング時点が受信信号の零交差点に一致す
る場合には差信号の極性を、一致しない場合にはその差
又は和の極性を検出するごとにより、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタの適応動作が保証される。

また、本発明によればＴ秒の遅延を与える複数個のサン
プル・ホールド回路とスイッチから成るブロックと、演
算器（減算又は加算）と、差信号と該演算器の出力のい
ずれか一方を選択出力するスイッチとを組合せることに
より、上述の適応動作を保証できるから、制御が簡単で
かつハードウェア規模の小さいエコー除去装置を提供す
ることができる。さらに本発明によれば、残留エコーの
大きさに応じてステップ・サイズを適応的に変化させる
ことかできるから、大幅な収束時間の短縮が可能となる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）　、　（ｂ）は、伝送路符号の、ｏルス波形の例
を示す図、第３図（ａ）　、　（ｂ）は、受信アイパタ
ーンの例を示す図、第４図は本発明の他の実施例を示す
ブロック図、第５図は、従来例を示すブロック図、第６
図はアダプティブ−ディジタルフィルタの構成を示す図
、第７図は係数発生器の構成を示す図である。図において、２は送信部、３はハイブリッド・トランス
、４は２線伝送路、５はロー、Ｊス・フィルタ、６は受
信部、８はアダプティブ・ディジタルフィルタ、９はＤ
／人コ／パータ、１０及び１６は減算器、１１及び１８
は加算器、１２．１９及び２３は極性検出器、１３及び
２１は乗算器、１４は振幅制御回路、１５はランダム信
号発生器、１７及び２４はスイッチ、２０は相関器、２
２は捕間フィルタ、８Ｈ，、８Ｈ，、・８ＨＲはサンプ
ル・ホールド回路、１００．．１００．、・・・、　１
００Ｎ／Ｒ−１は遅延素子、１０１６　、１０２１ｔ−
ｅ　ｌ０ＩＮ−１は乗算器、１０２．。１０２１、・・、　１０２Ｒ−１は加算器、１０３及び
１０４は多接点スイッチ、１０５は２値データ系列、参
照数字１０６は誤差信号、参照数字１０７はエコーレプ
リカ、参照英字Ａ６１　Ａ、Ｈ・・・ｒ　ＡＮ−１は係
数発生器をそれぞれ示す。さらに第７図は第６図の係数
発生器Ａ／（ｌ”　０＋　１＋・−、Ｎ−１）　　の詳
細ブロック図を示したものであシ、参照数字２００は２
値データ系列、参照数字２０１は誤差信号、参照数字２
０３は係数、参照数字２０４は乗算器、２０５は加算器
、２０６は遅延素子をそれぞれ示す。第２図、０．．　　−　　（ａ）　　　　　・１・・（ｂ）第３図（ａ）（ｂ）

Claims

【特許請求の範囲】

２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及び誤差
信号を受けエコーレプリカを生成するためのアダプティ
ブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在した混在信
号と該エコーレプリカとの差を得るための減算器と、該
減算器の出力を標本化し保持するための複数個のサンプ
ル・ホールド回路と、該複数個のサンプル・ホールド回
路の出力を周期的に順次切換えて選択出力するための第
１のスイッチと該減算器の出力と該第１のスイッチの出
力との差又は和を得るための演算器と、該減算器の出力
と該演算器の出力とのいずれか一方を選択出力するため
の第２のスイッチと、該第２のスイッチの出力の極性を
判定するための第１の極性検出器と、該減算器の出力の
極性を判定するための第２の極性検出器と、該エコーレ
プリカの極性を判定するための第３の極性検出器と、該
第１の極性検出器の出力と該第２の極性検出器の出力と
の相関を得るための相関器と、該相関器の出力を定数倍
するための重みづけ回路とを少なくとも具備し、該重み
づけ回路の出力に該第１の極性検出器の出力を極性とし
て付与して得た誤差信号を該アダプティブ・フィルタに
帰還させるように構成したことを特徴とするエコー除去
装置。