JPS59134927A - エコ−キヤンセラ−の収束時間短縮化の方法 - Google Patents
エコ−キヤンセラ−の収束時間短縮化の方法Info
- Publication number
- JPS59134927A JPS59134927A JP22516782A JP22516782A JPS59134927A JP S59134927 A JPS59134927 A JP S59134927A JP 22516782 A JP22516782 A JP 22516782A JP 22516782 A JP22516782 A JP 22516782A JP S59134927 A JPS59134927 A JP S59134927A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- echo
- signal
- circuit
- probability
- tap
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は２線７４線変換回路におけるインピーダンスの
不整合により生じるエコーを消去するためのエコーキャ
ンセラーの収束時間短縮化の方法に関する。
不整合により生じるエコーを消去するためのエコーキャ
ンセラーの収束時間短縮化の方法に関する。
エコーキャンセラーは、衛星回線、長距離回線等のよう
な伝送遅延の大きい電話回線で生じる耳ざわりなエコー
を消去するため、あるいは音声帯域を利用して双方向の
データを同時伝送する（全二重モデム）ために応用され
ている。さらｋ、ペア線を用いて、２ｍ双方向ベースバ
ンド・データ伝送を実現するための手段としてエコーキ
ャンセラーを適用することも可能であり、構内網あるい
は公衆網の加入者アクセスの伝送路のディジタル化を実
現するための一手段として検討されている。
な伝送遅延の大きい電話回線で生じる耳ざわりなエコー
を消去するため、あるいは音声帯域を利用して双方向の
データを同時伝送する（全二重モデム）ために応用され
ている。さらｋ、ペア線を用いて、２ｍ双方向ベースバ
ンド・データ伝送を実現するための手段としてエコーキ
ャンセラーを適用することも可能であり、構内網あるい
は公衆網の加入者アクセスの伝送路のディジタル化を実
現するための一手段として検討されている。
ここでは、エコーキャンセラーの適用例として、２線双
方向ベースバンド・データ伝送を対象として説明するが
、後で述べるよ５に本発明は、音声用エコーキャンセラ
ーあるいはモデム用エコーキャンセラーにも適用できる
。
方向ベースバンド・データ伝送を対象として説明するが
、後で述べるよ５に本発明は、音声用エコーキャンセラ
ーあるいはモデム用エコーキャンセラーにも適用できる
。
第１図は、従来のエコーキャンセラーの一構成例を示し
たブロック図である。同図において、参照数字１及び２
はそれぞれ入力端子及び出力端子、参照数字３は送信部
、参照数字４は受信部、参照数字５は７ダプテイプ・デ
ィジタルフィルタ（ＡＤｒ）、参照数字６はＤ／Ａコン
バータ（ＤＡＣ）、参照数字７は減算器、参照数字８は
サンプルホールド（ＳＨ）、参照数字９はＡ／Ｄコンバ
ータ（ＤＡＣ） 、参照数字】０は係数を２α（αは定
数）とする乗算器、参照数字１１は低域通過フィルタ（
ＬＰＦ）、参照数字１２はハイブリッド回路（ＨＹＢ）
、参照数字１３は２線伝送路をそれぞれ示す。
たブロック図である。同図において、参照数字１及び２
はそれぞれ入力端子及び出力端子、参照数字３は送信部
、参照数字４は受信部、参照数字５は７ダプテイプ・デ
ィジタルフィルタ（ＡＤｒ）、参照数字６はＤ／Ａコン
バータ（ＤＡＣ）、参照数字７は減算器、参照数字８は
サンプルホールド（ＳＨ）、参照数字９はＡ／Ｄコンバ
ータ（ＤＡＣ） 、参照数字】０は係数を２α（αは定
数）とする乗算器、参照数字１１は低域通過フィルタ（
ＬＰＦ）、参照数字１２はハイブリッド回路（ＨＹＢ）
、参照数字１３は２線伝送路をそれぞれ示す。
今、第１図の回路は２線伝送路を介して対向で接続され
ているものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一
方が局側、他方が加入者側に設置されている。さらに１
ことでは説明を簡単にするために、ベースバンド伝送を
仮定し、加入者側装置として説明する。
ているものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一
方が局側、他方が加入者側に設置されている。さらに１
ことでは説明を簡単にするために、ベースバンド伝送を
仮定し、加入者側装置として説明する。
加入者端末からの送出信号は、入力端子１を介して送信
部３及び７ダプテイプ・ディジタルフィルタ５に入力さ
れる。ここで、受信信号との相関がないように、送出信
号は既にスクランブラ−操作を施しであるものとする。
部３及び７ダプテイプ・ディジタルフィルタ５に入力さ
れる。ここで、受信信号との相関がないように、送出信
号は既にスクランブラ−操作を施しであるものとする。
送信部３は、加入者端末と、２線伝送路１３とのインタ
フェース回路であり、必要に応じてユニポーラ／バイポ
ーラ変換回路、帯域制限フィルタ、バッファーアンプ等
から構成される。送信部３の出力は、ハイブリッド回路
１２を介して２線伝送路１３）ｊ送出されると同時に、
ハイブリッド回路１２の回路不全、インピーダンス不整
合等の原因によりエコーとなってＬＰＰ １１ ｋも入
力される。
フェース回路であり、必要に応じてユニポーラ／バイポ
ーラ変換回路、帯域制限フィルタ、バッファーアンプ等
から構成される。送信部３の出力は、ハイブリッド回路
１２を介して２線伝送路１３）ｊ送出されると同時に、
ハイブリッド回路１２の回路不全、インピーダンス不整
合等の原因によりエコーとなってＬＰＰ １１ ｋも入
力される。
一方、２線伝送路１３及びへイブリッド回路１２を介し
て、相手側（ここでは局側）から送出された受信信号も
Ｔ、ＰＦ １１に入力される。今、エコー信号をｅ（ｋ
）（但しｋは時刻を示すインデックス）、受信信号を５
（ｋ）、受信信号５（ｋ）が２線伝送路１３で受げる雛
音をｎ（ｋ）とすれば、ＬＰＦＩＩの出力信号ｕ（ｋ）
は次式のように表わされる。
て、相手側（ここでは局側）から送出された受信信号も
Ｔ、ＰＦ １１に入力される。今、エコー信号をｅ（ｋ
）（但しｋは時刻を示すインデックス）、受信信号を５
（ｋ）、受信信号５（ｋ）が２線伝送路１３で受げる雛
音をｎ（ｋ）とすれば、ＬＰＦＩＩの出力信号ｕ（ｋ）
は次式のように表わされる。
ｕ （ｋ ） ＝ ｅ（ｋ）＋５（ｋ）＋ｎ（ｋ）・−
・（１）ここでエコーキャンセラーの目的は式（ｉ）Ｖ
Ｃおけ（５） るエコー信号ｅ（ｋ）のレプリカ８（ｋ）を生成し、エ
コー信号を消去することである。第１図において、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ５、Ｄ／Ａフンパータロ
、［Ｅ器７、サンプルホールド８、Ａ／Ｄコンバータ９
及び乗算器１０から成る閉ループ回路を用いて、適応的
にエフ−・レプリカ８伽）を生成することｋより、サン
プルホールド８の出力信号として、次式に示す「（ｋ）
を得ることができる。
・（１）ここでエコーキャンセラーの目的は式（ｉ）Ｖ
Ｃおけ（５） るエコー信号ｅ（ｋ）のレプリカ８（ｋ）を生成し、エ
コー信号を消去することである。第１図において、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ５、Ｄ／Ａフンパータロ
、［Ｅ器７、サンプルホールド８、Ａ／Ｄコンバータ９
及び乗算器１０から成る閉ループ回路を用いて、適応的
にエフ−・レプリカ８伽）を生成することｋより、サン
プルホールド８の出力信号として、次式に示す「（ｋ）
を得ることができる。
ｒ（ｋ）”ｅ（ｋ） ｅ（ｋ）十５（ｋ）＋ｎ（ｋｌ
−１２）ことで？（ｋ）は、Ｄ／Ａコンバータ６の出力
信号であり、減算器７に入力される。また、式（２）ｋ
おいて（ｅ（ｋ） ｅ（ｋ） ）は残留エコーと呼ば
れる。
−１２）ことで？（ｋ）は、Ｄ／Ａコンバータ６の出力
信号であり、減算器７に入力される。また、式（２）ｋ
おいて（ｅ（ｋ） ｅ（ｋ） ）は残留エコーと呼ば
れる。
受信部４は必要に応じてバイポーラ／ユニポーラ変換回
路、ナイキストフィルタ、線路等化器、バッファアンプ
等から構成される。
路、ナイキストフィルタ、線路等化器、バッファアンプ
等から構成される。
第２図は第１図に示したアダプティブ・ディジタルフィ
ルタ５の一構成例を示したものである。
ルタ５の一構成例を示したものである。
第２図において、参照数字５０及び５１は入力端（６）
子、参照数字５２ｏ、 ５２１、・・・・、５２Ｎ−２
は遅延素子、参照数字５３ｏ、５３１、・・・・、５３
Ｎ、は係数発生回路、参照数字５４ ５４ ・・・・、
５４Ｎ、は乗Ｑ％ １ｍ 算器、参照数字５５は加算器、参照数字５６は出力端子
をそれぞれ示す。第２図において、入力端子５０１Ｃ供
給される入力信号ａ（ｋ） 、入力端子５１に供給され
る入力信号ｒ’（ｋ）及び出力端子５６に供給される出
力信号♂′（ｋ）はそれぞれ第１図の７ダプテイプ・デ
ィジタルフィルタ５０入出力信号であるａ（ｋ）、ｒ’
（ｋ ）及び２′（ｋ）に対応している。
は遅延素子、参照数字５３ｏ、５３１、・・・・、５３
Ｎ、は係数発生回路、参照数字５４ ５４ ・・・・、
５４Ｎ、は乗Ｑ％ １ｍ 算器、参照数字５５は加算器、参照数字５６は出力端子
をそれぞれ示す。第２図において、入力端子５０１Ｃ供
給される入力信号ａ（ｋ） 、入力端子５１に供給され
る入力信号ｒ’（ｋ）及び出力端子５６に供給される出
力信号♂′（ｋ）はそれぞれ第１図の７ダプテイプ・デ
ィジタルフィルタ５０入出力信号であるａ（ｋ）、ｒ’
（ｋ ）及び２′（ｋ）に対応している。
入力端子５０に供給された入力信号ａ（ｋ）は遅延素子
５２ｏ１乗算器５４ｏ及び係数発生回路５３ｏに同時に
供給される。一方遅鷺素子５２ｏ、５２１、・・・・、
５２Ｎ、は、この順に縦続接続されており、その接続点
においては第２図に示すような構成になっている。即ち
遅延素子５２ｍの出力信号ａ （ｋ−ｒｙｒ−１）は、
遅延素子５２ｇ＋＋１、乗算器” ’＋ｍ＋１及び係数
発生回路５３．＋、Ｔ／Ｃ同時に供給される。但し、ｍ
は自然数である。また、入力端子５１から供給される入
力信号ｒ’（ｋ ）は、係数発生回路５３ｏ、５３
・・・・、５３Ｎ、ＶＣ同時に入力される。さらに１’ 係数発生回路５３ｍは入力信号ｒ’（ｋ）及びａ（ｋ−
ｍ）を受け、係数Ｃｍ（ｋ）を出力し乗算器５４ｍの入
力信号となる。また、Ｎ個の乗算器５４ｏ、５４０．５
４ ・・・・、５４ Ｍ、の出力信号は、加算器５５
です２％ ぺて加算されて♂′（ｋ）となり出力端子５６に供給さ
れる。このようにして誤差信号ｒ’ （ｋ）の値を基に
して入力信号ａ（ｋ）よりエコーレプリカ♂′（ｋ）を
生成することができる。遅煩素子５２ｏ、５２８、・・
・・、５２Ｎ、の遅延量は送出データ速度と同一で１秒
であり、実際にはフリップフロップにより実現できる。
５２ｏ１乗算器５４ｏ及び係数発生回路５３ｏに同時に
供給される。一方遅鷺素子５２ｏ、５２１、・・・・、
５２Ｎ、は、この順に縦続接続されており、その接続点
においては第２図に示すような構成になっている。即ち
遅延素子５２ｍの出力信号ａ （ｋ−ｒｙｒ−１）は、
遅延素子５２ｇ＋＋１、乗算器” ’＋ｍ＋１及び係数
発生回路５３．＋、Ｔ／Ｃ同時に供給される。但し、ｍ
は自然数である。また、入力端子５１から供給される入
力信号ｒ’（ｋ ）は、係数発生回路５３ｏ、５３
・・・・、５３Ｎ、ＶＣ同時に入力される。さらに１’ 係数発生回路５３ｍは入力信号ｒ’（ｋ）及びａ（ｋ−
ｍ）を受け、係数Ｃｍ（ｋ）を出力し乗算器５４ｍの入
力信号となる。また、Ｎ個の乗算器５４ｏ、５４０．５
４ ・・・・、５４ Ｍ、の出力信号は、加算器５５
です２％ ぺて加算されて♂′（ｋ）となり出力端子５６に供給さ
れる。このようにして誤差信号ｒ’ （ｋ）の値を基に
して入力信号ａ（ｋ）よりエコーレプリカ♂′（ｋ）を
生成することができる。遅煩素子５２ｏ、５２８、・・
・・、５２Ｎ、の遅延量は送出データ速度と同一で１秒
であり、実際にはフリップフロップにより実現できる。
係数発生回路Ａｍでは最急降下法等の適応アルゴリズム
により、誤差信号ｒ’（ｋ） を最小にするように係
数の更新が行なわれる。なお第２図は、基本的にはトラ
ンスバーサル・フィルタの構成であり、係数が収束した
時点では、各係数は第１図における送信部３．１（ＹＢ
１２及びＬＰＦＩＩから成るエコー・パスのインパルス
応答を近似したものｋなっている。
により、誤差信号ｒ’（ｋ） を最小にするように係
数の更新が行なわれる。なお第２図は、基本的にはトラ
ンスバーサル・フィルタの構成であり、係数が収束した
時点では、各係数は第１図における送信部３．１（ＹＢ
１２及びＬＰＦＩＩから成るエコー・パスのインパルス
応答を近似したものｋなっている。
第２図において係数発生回路Ａｍでは次式に示すような
演算が実行される。
演算が実行される。
Ｃｍ（ｋ）＝Ｃｍ（ｋ−１）＋ｒ （ｋ １）ｓａ（ｋ
ｍ）・−（３）上式においてｒ’ （ｋ ）は次式の
ように表わされる。
ｍ）・−（３）上式においてｒ’ （ｋ ）は次式の
ように表わされる。
ｒ’（ｋ）＝２α・Ｒ［： ｒ（ｋ） ：） ・・・
・・・・・・−・・・・・ （４）但し、Ｒ〔・〕はｒ
（ｋ）をｎピッ）Ｉｃ量子化することを意味し、Ａ／
Ｄコンバークの量子化操作を表わす。式（３）及び式（
４）ｋ基づいて、トランスバーサルフィルタのタップ係
数Ｃｍ（ｋ）の値が更新され、ｋの増加即ち時間の経過
と共にエフ−パスのインパルス応答に近づくような適応
動作を行なう。
・・・・・・−・・・・・ （４）但し、Ｒ〔・〕はｒ
（ｋ）をｎピッ）Ｉｃ量子化することを意味し、Ａ／
Ｄコンバークの量子化操作を表わす。式（３）及び式（
４）ｋ基づいて、トランスバーサルフィルタのタップ係
数Ｃｍ（ｋ）の値が更新され、ｋの増加即ち時間の経過
と共にエフ−パスのインパルス応答に近づくような適応
動作を行なう。
ところで第１図に示したＡ／Ｄコンバータ９は、従来、
８ビット程度の精度が必要とされており、データ速度が
速くなるに伴いサイズが大きくなり、消費電力も増大し
てしまう。従って、Ａ／Ｄコンバータは将来、第１図に
示した全体の回路の１チツプＬＳＩ化を実現する際のネ
ックになると考えられる。そこでＡ／Ｄコンノ２−夕の
代わりに極性判定回路を用いる方法が提案されている。
８ビット程度の精度が必要とされており、データ速度が
速くなるに伴いサイズが大きくなり、消費電力も増大し
てしまう。従って、Ａ／Ｄコンバータは将来、第１図に
示した全体の回路の１チツプＬＳＩ化を実現する際のネ
ックになると考えられる。そこでＡ／Ｄコンノ２−夕の
代わりに極性判定回路を用いる方法が提案されている。
この方法（９）
は、アダプティブ・フィルタのタップ係数の修正を誤差
信号の符号を用いて実現する一種の近似アルゴリズムで
ありｓｉｇｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍと呼ばれている。こ
の時代（４）は次式のように書き換えられる。
信号の符号を用いて実現する一種の近似アルゴリズムで
ありｓｉｇｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍと呼ばれている。こ
の時代（４）は次式のように書き換えられる。
ｒ’（ｋ） −２α・ｓｉｇｎ （ｒ （ｋ） 〕−＝
（５）但し、ｓｉｇｎｃ・〕は、ｒ （ｋ）の符号
のみを暖り出すことを意味する。即ち、 が成立するものとする。今、式（３）及び式（５）を用
いた、ｓｉｇｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍを採用した時、Ａ
／Ｄ ：Ｉンパータを使用した場合と同等の８／Ｎを得
るためＫは、式（５）ｋおけるαは式（４）Ｋおけるα
と比べて十分小さく選ぶ必要がある。どの程度小さくす
べきかは受信信号レベルに依存するが、 現実には１／
１００程度の値を選択する必要がある。従って、式（３
）より明らかな様に、１回毎のタップ係数の修正量が小
さいので、収束時間は約１００倍にもな（１０） るという問題が生ずる。
（５）但し、ｓｉｇｎｃ・〕は、ｒ （ｋ）の符号
のみを暖り出すことを意味する。即ち、 が成立するものとする。今、式（３）及び式（５）を用
いた、ｓｉｇｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍを採用した時、Ａ
／Ｄ ：Ｉンパータを使用した場合と同等の８／Ｎを得
るためＫは、式（５）ｋおけるαは式（４）Ｋおけるα
と比べて十分小さく選ぶ必要がある。どの程度小さくす
べきかは受信信号レベルに依存するが、 現実には１／
１００程度の値を選択する必要がある。従って、式（３
）より明らかな様に、１回毎のタップ係数の修正量が小
さいので、収束時間は約１００倍にもな（１０） るという問題が生ずる。
そこで本発明の目的は、２線双方向データ伝送用エコー
キヤンセラーにおいて、収束時間を短縮化する方法を提
供するととＫある。
キヤンセラーにおいて、収束時間を短縮化する方法を提
供するととＫある。
本発明は、２線双方向データ伝送用エコーキヤンセラー
において、極性判定回路出力とエコーレプリカ信号の符
号を乗算し、該乗算出力を平均化した後肢平均化出力の
絶対値に応じて、アダプティブ・フィルタのタップ修正
係数の大きさを適応的に変化させることたより、収束時
間の短縮化を可能とすることを特徴とする。次に、図面
を参照して本発明について詳細に説明する。
において、極性判定回路出力とエコーレプリカ信号の符
号を乗算し、該乗算出力を平均化した後肢平均化出力の
絶対値に応じて、アダプティブ・フィルタのタップ修正
係数の大きさを適応的に変化させることたより、収束時
間の短縮化を可能とすることを特徴とする。次に、図面
を参照して本発明について詳細に説明する。
第３図は、本発明の一実施例を示したブロック図である
。同図において、参照数字１．２．３、・・・・、１３
は、それぞれ第１図の同一の参照数字のものと同一の機
能を示している。但し、第３図において参照数字９′は
極性判定回路（第１図においてん勺コンバータ９０ビッ
ト数を１にした場合に相当）、参照数字１０′は適応的
に変化する修正係数を乗算するための乗算器（第１図に
おいて、固定の修正係数を乗算するための乗算器１０に
対応）をそれぞれ示す。また、第３図において、参照数
字１４は乗算器、参照数字１５は符号検出回路、参照数
字１６は平均化回路、参照数字１７は絶対値回路、参照
数字１８は乗算器をそれぞれ示す。
。同図において、参照数字１．２．３、・・・・、１３
は、それぞれ第１図の同一の参照数字のものと同一の機
能を示している。但し、第３図において参照数字９′は
極性判定回路（第１図においてん勺コンバータ９０ビッ
ト数を１にした場合に相当）、参照数字１０′は適応的
に変化する修正係数を乗算するための乗算器（第１図に
おいて、固定の修正係数を乗算するための乗算器１０に
対応）をそれぞれ示す。また、第３図において、参照数
字１４は乗算器、参照数字１５は符号検出回路、参照数
字１６は平均化回路、参照数字１７は絶対値回路、参照
数字１８は乗算器をそれぞれ示す。
第３図において、極性判定回路９′の出力は乗算器１０
′に入力されると共に乗算器１４にも入力されている。
′に入力されると共に乗算器１４にも入力されている。
７ダプテイプ・ディジタルフィルタ５の出力信号である
エコーレプリカｅ’（ｋ）の符号を符号検出回路１５に
て取り出して極性判定回路９′の出力と乗算し、該乗算
結果を平均化回路１６１Ｃ入力する。平均化回路１６の
出力は、絶対値回路１７に入力され絶対値を得る。乗算
器１８にて定数２αと絶対値回路１７の出力を乗算し、
２αに重み付けを行なう。さらｋ、乗算器１０′にて、
フンパレータ９′の出力と乗算器１８の出力を乗算して
誤差信号ｒ’（ｋ ）を得、ｒ’（ｋ）を７ダプテイブ
・ディジタルフィルタ５に入力する。
エコーレプリカｅ’（ｋ）の符号を符号検出回路１５に
て取り出して極性判定回路９′の出力と乗算し、該乗算
結果を平均化回路１６１Ｃ入力する。平均化回路１６の
出力は、絶対値回路１７に入力され絶対値を得る。乗算
器１８にて定数２αと絶対値回路１７の出力を乗算し、
２αに重み付けを行なう。さらｋ、乗算器１０′にて、
フンパレータ９′の出力と乗算器１８の出力を乗算して
誤差信号ｒ’（ｋ ）を得、ｒ’（ｋ）を７ダプテイブ
・ディジタルフィルタ５に入力する。
本発明の原理は、タップ修正係数を常に一定にするとい
う従来の方法と異なり、誤差信号とエフ−信号の符号が
相関を持っており、この相関出力の大きさが残留エコー
レベルに依存して変化することを利用している。従って
、残留エコーレベルに応じてタップ修正係数を適応的に
変化させることが可能となり、収束時間を大＠に短縮で
きるととｋなる。この原理を実現する条件のうちエコー
信号の符号を抽出することは実際のシステムでは不可能
である。そこである穆度収束が進行した時点以降におい
て、エコー信号の符号とエコーレプリカ信号の符号とが
一致することが、エコーキャンセラーの適応動作から考
えて期待できるととに注目した点が本発明のポイントで
ある。
う従来の方法と異なり、誤差信号とエフ−信号の符号が
相関を持っており、この相関出力の大きさが残留エコー
レベルに依存して変化することを利用している。従って
、残留エコーレベルに応じてタップ修正係数を適応的に
変化させることが可能となり、収束時間を大＠に短縮で
きるととｋなる。この原理を実現する条件のうちエコー
信号の符号を抽出することは実際のシステムでは不可能
である。そこである穆度収束が進行した時点以降におい
て、エコー信号の符号とエコーレプリカ信号の符号とが
一致することが、エコーキャンセラーの適応動作から考
えて期待できるととに注目した点が本発明のポイントで
ある。
本発明の一実施例を示した第３図の動作の説明を簡単に
するために１アダプテイブ壽デイジタルフイルタ５を１
タツプにした場合について述べる。
するために１アダプテイブ壽デイジタルフイルタ５を１
タツプにした場合について述べる。
さらに伝送路符号としてＡＭＩ （Ａ、ｌ ｔｅｒｎｌ
ｔｅ ＭａｒｋＩｎｖｅｒｓｉｏｎ ）符号を例に挙げ
て述べるが、これ以外の符号について、さらにアダプテ
ィブ・ディジタル・フィルタを複数タップにした場合に
ついては、後で詳細に述べる。また、本発明の一実施例
（１３） を示した第３図では、識別回路としてＩ＼−ドウエフ規
模の小さい極性判定回路を採用した例を示している。以
下に述べる動作原理及びその効果は識別回路として、Ａ
／Ｄコンバータあるいは多値識別回路を採用した場合に
も適用できることは言うまでもない。゛ 今、伝送路符号としてＡＭＩ符号、またエフ−として１
タツプを仮定しているから、エコーｅ （ｋ）としては
次式に示すよ５に３値から成る。
ｔｅ ＭａｒｋＩｎｖｅｒｓｉｏｎ ）符号を例に挙げ
て述べるが、これ以外の符号について、さらにアダプテ
ィブ・ディジタル・フィルタを複数タップにした場合に
ついては、後で詳細に述べる。また、本発明の一実施例
（１３） を示した第３図では、識別回路としてＩ＼−ドウエフ規
模の小さい極性判定回路を採用した例を示している。以
下に述べる動作原理及びその効果は識別回路として、Ａ
／Ｄコンバータあるいは多値識別回路を採用した場合に
も適用できることは言うまでもない。゛ 今、伝送路符号としてＡＭＩ符号、またエフ−として１
タツプを仮定しているから、エコーｅ （ｋ）としては
次式に示すよ５に３値から成る。
ｅ（ｋ）＝（＋ｅ、 ｏ、−ｅ ） −−＝ （
７）但し、ｅは正数、また＋ｅ及び−Ｃの発生確率はそ
れぞれ１／４．０の発生確率は１／２である。また符号
量干渉に起因するゆらぎを無視すれば受信信号ａ（ｋ）
も同様に次式で表わされる。
７）但し、ｅは正数、また＋ｅ及び−Ｃの発生確率はそ
れぞれ１／４．０の発生確率は１／２である。また符号
量干渉に起因するゆらぎを無視すれば受信信号ａ（ｋ）
も同様に次式で表わされる。
ａ（ｋ） ＝ （＋ｓ、０、−ｓ ） ・−−（８）
但し、Ｓは正数、また＋Ｓ及び−８の発生確率はそれぞ
れ１／４．００発生確率は１／２である。さらに％維音
ｎ （ｋ）のレベルは、受信信号＠（ｋ）の（１４） レベルと比較して十分小さく、その符号は、正負等確率
であると考えられる。そこで以下の動作説明では、ｎ
（ｋ）を無視して述べることにするが、ｎ （ｋ）を含
めた場合においても基本動作はそのまま適用できること
は明らかである。以上の条件から第３図における平均化
回路１６の入力の正負の発生確率は、次の３つの場合に
分げて考えればよい。
但し、Ｓは正数、また＋Ｓ及び−８の発生確率はそれぞ
れ１／４．００発生確率は１／２である。さらに％維音
ｎ （ｋ）のレベルは、受信信号＠（ｋ）の（１４） レベルと比較して十分小さく、その符号は、正負等確率
であると考えられる。そこで以下の動作説明では、ｎ
（ｋ）を無視して述べることにするが、ｎ （ｋ）を含
めた場合においても基本動作はそのまま適用できること
は明らかである。以上の条件から第３図における平均化
回路１６の入力の正負の発生確率は、次の３つの場合に
分げて考えればよい。
（１１残留エコーレベルが受信信号レベルより大きい場
合（Ｉ ５（ｋ） ｌ＜Ｉｅ（ｋ） −’；（ｋ） ｌ
）この場合には、ｅ（ｋ）＝２（ｋ）＝Ｏの時以外は
、ｅ（ｋ）−ｅ（ｋ）の符号により極性判定回路９′の
出力が定まり、しかも乗算器１４にてエコーレプリカ信
号８′（ｋ）の符号と、極性判定回路９′の出力と乗算
するから平均化回路１６の入力としては、常に正となる
。その確率は、１／２である。
合（Ｉ ５（ｋ） ｌ＜Ｉｅ（ｋ） −’；（ｋ） ｌ
）この場合には、ｅ（ｋ）＝２（ｋ）＝Ｏの時以外は
、ｅ（ｋ）−ｅ（ｋ）の符号により極性判定回路９′の
出力が定まり、しかも乗算器１４にてエコーレプリカ信
号８′（ｋ）の符号と、極性判定回路９′の出力と乗算
するから平均化回路１６の入力としては、常に正となる
。その確率は、１／２である。
次Ｋ ｅ（ｋ）＝ｅ（ｋ）＝Ｏが成立する時について考
える。この時、符号検出回路１５の出力は零となるから
、平均化回路１６の入力としては零が入力される。その
確率は１／２である。
える。この時、符号検出回路１５の出力は零となるから
、平均化回路１６の入力としては零が入力される。その
確率は１／２である。
以上を総合すると平均化回路１６の入力としては正が発
生する確率が１／２、零が発生する確率が１／２となる
。
生する確率が１／２、零が発生する確率が１／２となる
。
（２）残留エコーレベルが受信信号レベルよりも小さく
かつタップ修正量よりも大きい場合（Ｉｒ（ｋ）！＜１
ｅ（ｋ） ｅ（ｋ）ｌ＜ｌ５（ｋ）Ｉ）この場合には
、５（ｋ）’ｉｏの時は、５（ｋ）の符号により、極性
判定回路９′の出力が定まる。この時極性判定回路９′
の出力とエコーレプリカ信号♂′（ｋ）の符号とは相関
を持たないので、平均化回路１６の入力としては、正が
発生する確率は１７８、負が発生する確率は１７８、零
が発生する確率（ｅ （ｋ）＝ Ｑ （ｋ ） ＝ Ｏ
が発生する確率）は１／４となる。
かつタップ修正量よりも大きい場合（Ｉｒ（ｋ）！＜１
ｅ（ｋ） ｅ（ｋ）ｌ＜ｌ５（ｋ）Ｉ）この場合には
、５（ｋ）’ｉｏの時は、５（ｋ）の符号により、極性
判定回路９′の出力が定まる。この時極性判定回路９′
の出力とエコーレプリカ信号♂′（ｋ）の符号とは相関
を持たないので、平均化回路１６の入力としては、正が
発生する確率は１７８、負が発生する確率は１７８、零
が発生する確率（ｅ （ｋ）＝ Ｑ （ｋ ） ＝ Ｏ
が発生する確率）は１／４となる。
一方、ａ（ｋ）＝０の時には、ｅ （ｋ） ’２（ｋ
）の符号により極性判定回路９′の出力が定まる。この
時極性判定回路９′の出力とエコーレプリカ信号ｅ’（
ｋ）の符号とは相関を持っているので、平均化回路１６
の入力としては、正が発生する確率は１／４、零が発生
する確率（ｅ （ｋ）＝ｅ（ｓｃ）＝ｏが発生する確率
）は１／４となる。
）の符号により極性判定回路９′の出力が定まる。この
時極性判定回路９′の出力とエコーレプリカ信号ｅ’（
ｋ）の符号とは相関を持っているので、平均化回路１６
の入力としては、正が発生する確率は１／４、零が発生
する確率（ｅ （ｋ）＝ｅ（ｓｃ）＝ｏが発生する確率
）は１／４となる。
以上を総合すると、平均化回路１６の入力としては、正
が発生する確率は３７８、負が発生する確率は１７８、
零が発生する確率は１／２となる。
が発生する確率は３７８、負が発生する確率は１７８、
零が発生する確率は１／２となる。
（３） 残留エコーレベルが受信信号レベルよりも小
さくかつタップ修正量とほぼ等しい場合（ｌｒ（ｋ）ｌ
：１ｅ（ｋ）−ｅ（ｋ）Ｉ＜１ｍ（ｋ）Ｉ）ｓ（ｋ）’
ｉｏの時は、（２）の場合と全く同様に考えることがで
きる。従って、平均化回路１６の入力としては、正が発
生する確率は１／８、負が発生する確率は１／８、零が
発生する確率は１／４となる。
さくかつタップ修正量とほぼ等しい場合（ｌｒ（ｋ）ｌ
：１ｅ（ｋ）−ｅ（ｋ）Ｉ＜１ｍ（ｋ）Ｉ）ｓ（ｋ）’
ｉｏの時は、（２）の場合と全く同様に考えることがで
きる。従って、平均化回路１６の入力としては、正が発
生する確率は１／８、負が発生する確率は１／８、零が
発生する確率は１／４となる。
一方、５（ｋ）＝Ｏの時には、ｅ（ｋ）−Ｑ（ｋ）の符
号により極性判定回路９′の出力が定まる。ここでタッ
プ修正量ｒ （ｋ）とｅ（ｋ）−宮（ｋ）のレベルはほ
ぼ等しいので、フンパレータ９′の出力と、ｅ’（ｋ）
の符号とは相関を持たなくなる。従って平均化回路１６
の入力としては、正が発生する確率は１／８、負が発生
する確率は１７８、零が発生する確率は１／４となる。
号により極性判定回路９′の出力が定まる。ここでタッ
プ修正量ｒ （ｋ）とｅ（ｋ）−宮（ｋ）のレベルはほ
ぼ等しいので、フンパレータ９′の出力と、ｅ’（ｋ）
の符号とは相関を持たなくなる。従って平均化回路１６
の入力としては、正が発生する確率は１／８、負が発生
する確率は１７８、零が発生する確率は１／４となる。
以上を総合すると、平均化回路１６の入力としては、正
が発生する確率は１／４、負が発生する（１７） 確率は１／４、零が発生する確率は１／２となる。
が発生する確率は１／４、負が発生する（１７） 確率は１／４、零が発生する確率は１／２となる。
これまで述べた結果をまとめると表１のよう１（なる。
今、エコーレベルに比べて受信信号レベルの方が小さい
場合について考える。タップ係数の初期値をＣｏ（ｏ）
−＝ｏとして、エコーキャンセラーが動作を開始すると
第３図忙おける平均化回路１６の入力における正、負、
零の発生確率は表１の（１）に対応する。従って、平均
化回路１６の出力では、この発生確率に対応した正の値
が得られる。それ故、絶対値回路１７、乗算器１８及び
ｊ ９ Ｋより表１の（ＩＩＩＣ対応したタップ修正量
ｒ’（ｒ）（ｋ ）が定まる。
場合について考える。タップ係数の初期値をＣｏ（ｏ）
−＝ｏとして、エコーキャンセラーが動作を開始すると
第３図忙おける平均化回路１６の入力における正、負、
零の発生確率は表１の（１）に対応する。従って、平均
化回路１６の出力では、この発生確率に対応した正の値
が得られる。それ故、絶対値回路１７、乗算器１８及び
ｊ ９ Ｋより表１の（ＩＩＩＣ対応したタップ修正量
ｒ’（ｒ）（ｋ ）が定まる。
（１８）
次にエコーキャンセラーの適応動作により、残留エコー
レベルがしだいに小さくなり、平均化回路１６の出力に
おける正、負、零の発生確率は表１の（２）Ｋ移行する
。従って、平均化回路１６の出力では、表１の（２）ｋ
対応した値が得られるから、タップ修正量ｒ′、ヵ（ｋ
）が定まる。さらにエフ−キャンセラーの適応動作が進
行すると、平均化回路１６の出力における正、負、零の
発生確率は表１の（３）Ｋ移行する。従って、平均化回
路１６の出力では、表１の（３）に対応した値が得られ
るから、タップ修正量ｒ １８１ （ｋ ）が定まる。
レベルがしだいに小さくなり、平均化回路１６の出力に
おける正、負、零の発生確率は表１の（２）Ｋ移行する
。従って、平均化回路１６の出力では、表１の（２）ｋ
対応した値が得られるから、タップ修正量ｒ′、ヵ（ｋ
）が定まる。さらにエフ−キャンセラーの適応動作が進
行すると、平均化回路１６の出力における正、負、零の
発生確率は表１の（３）Ｋ移行する。従って、平均化回
路１６の出力では、表１の（３）に対応した値が得られ
るから、タップ修正量ｒ １８１ （ｋ ）が定まる。
平均化のやり方にも依存するが、短時間の平均を見れば
一般に下式が成立する。
一般に下式が成立する。
ｏ二ｒ （ｋ）＜ｒ （ｋ）＜ｒ、、）（ｋ）−−
・（９）体） （田 従って、残留エコーレベルに応じてタップ修正量が変化
しているととｋなるから収束時間を短縮することが可能
となる。しかも、ｒ、。（ｋ）：ｏが成立するから収束
も保証されることは明らかである。
・（９）体） （田 従って、残留エコーレベルに応じてタップ修正量が変化
しているととｋなるから収束時間を短縮することが可能
となる。しかも、ｒ、。（ｋ）：ｏが成立するから収束
も保証されることは明らかである。
但し、収束時において平均化回路出力のふらつきをある
程度見込んでおく必要があるから、定数αを予め小さく
しておけばよい。
程度見込んでおく必要があるから、定数αを予め小さく
しておけばよい。
次Ｋ、エコーレベルに比べて受信信号レベルが大きい場
合について考える。この場合には、表１の（２）からス
タートし、（３）へ移行する。その動作は前に述べたこ
とがそのまま適用できる。
合について考える。この場合には、表１の（２）からス
タートし、（３）へ移行する。その動作は前に述べたこ
とがそのまま適用できる。
これまでの説明では、７ダプテイプ・ディジタル・フィ
ルタの初期値としてタップ係数なＣｏ（ｏ）二〇と仮定
していたが、Ｃｏ（ｏ）！ｑｏの場合にも正常な動作を
することを以下に述べる。まず、送出符号が′０−１″
及び−ＩＫ対応して、エコーｅ（ｋ）が０、十ｅ及び−
〇が発生し、さらにそれぞれの発生確率はそれぞれ１／
２．１／４及び１／４になっているものと仮定する。今
、Ｃｏ（ｏ）＞ｏの時は、表ＩＫ従って、Ｃｏ（ｏ）＝
ｏの場合と同様な動作を行なう。但し、Ｃｏ（ｏ）＝ｏ
の場合に比べて収束時間が短かくなることは明らかであ
る。
ルタの初期値としてタップ係数なＣｏ（ｏ）二〇と仮定
していたが、Ｃｏ（ｏ）！ｑｏの場合にも正常な動作を
することを以下に述べる。まず、送出符号が′０−１″
及び−ＩＫ対応して、エコーｅ（ｋ）が０、十ｅ及び−
〇が発生し、さらにそれぞれの発生確率はそれぞれ１／
２．１／４及び１／４になっているものと仮定する。今
、Ｃｏ（ｏ）＞ｏの時は、表ＩＫ従って、Ｃｏ（ｏ）＝
ｏの場合と同様な動作を行なう。但し、Ｃｏ（ｏ）＝ｏ
の場合に比べて収束時間が短かくなることは明らかであ
る。
一方、Ｃｏ（ｏ）＜ｏの時は、Ｃｏ（ｏ）＝ｏ Ｋなる
までの動作は表１の＋１１及び（２）において、正と負
の発生確率を逆転したものＫなる。これを表２ＶＣ示す
。
までの動作は表１の＋１１及び（２）において、正と負
の発生確率を逆転したものＫなる。これを表２ＶＣ示す
。
エコーレベル、タップ係数初期値の大きさ及び受信信号
レベルに依存して（１）又は（２）の状態からエコーキ
ャンセラーは適応動作を開始する。この時第３図におい
て平均化回路１６の出力は負となるが絶対値回路１７１
Ｃよりその大きさのみが抽出される。従って前述のよう
に表２の（１）及び（２）ｋ対応したタップ修正量はそ
れぞれ表１の（り及び（２）と同じ値になりｒ’、、、
（ｋ）及びｒ′１カ（ｋ）と表わされるから収束時の
タップ修正量ｒ’ｍ （ｋ ） Ｋ比べて大きく、収
束を速めることが可能となる。表２においてタップ係数
の初期値Ｃｏ（ｏ）（＜ｏ）が（１）を満足する時、Ｃ
ｏ（ｋ）＝ｏｋなるまで（１）の状態に止まるか又は（
２）の状態に移行する。またＣｏ（ｏ）が（２）を満足
する（２１） 時、Ｃｏ（ｋ）＝ｏｉＣなるまで（２）の状態に止まる
。このようＫしてＣｏ（ｏ）＜ｏの場合にも、表２に従
い、タップ修正量を大きくすることｋより、急速ＫＣ。
レベルに依存して（１）又は（２）の状態からエコーキ
ャンセラーは適応動作を開始する。この時第３図におい
て平均化回路１６の出力は負となるが絶対値回路１７１
Ｃよりその大きさのみが抽出される。従って前述のよう
に表２の（１）及び（２）ｋ対応したタップ修正量はそ
れぞれ表１の（り及び（２）と同じ値になりｒ’、、、
（ｋ）及びｒ′１カ（ｋ）と表わされるから収束時の
タップ修正量ｒ’ｍ （ｋ ） Ｋ比べて大きく、収
束を速めることが可能となる。表２においてタップ係数
の初期値Ｃｏ（ｏ）（＜ｏ）が（１）を満足する時、Ｃ
ｏ（ｋ）＝ｏｋなるまで（１）の状態に止まるか又は（
２）の状態に移行する。またＣｏ（ｏ）が（２）を満足
する（２１） 時、Ｃｏ（ｋ）＝ｏｉＣなるまで（２）の状態に止まる
。このようＫしてＣｏ（ｏ）＜ｏの場合にも、表２に従
い、タップ修正量を大きくすることｋより、急速ＫＣ。
（ｋ）＝ｏとし、その後の動作はＣｏ（ｏ）＞ｏ ＶＣ
対する動作と全く同様である。但し、Ｃｏ（ｏ）＜ｏの
場合には、Ｃｏ（ｏ）＝ｏの場合と比べて収束時間が長
くなることに注意する必要がある。以上述べたようｋ、
タップ係数の初期値に依存せず必ず収束が保証され、し
かも、タップ係数の修正量を残留エコーレベルに応じて
変化させることが可能となるから大幅な収束時間の短縮
を図ることができる。
対する動作と全く同様である。但し、Ｃｏ（ｏ）＜ｏの
場合には、Ｃｏ（ｏ）＝ｏの場合と比べて収束時間が長
くなることに注意する必要がある。以上述べたようｋ、
タップ係数の初期値に依存せず必ず収束が保証され、し
かも、タップ係数の修正量を残留エコーレベルに応じて
変化させることが可能となるから大幅な収束時間の短縮
を図ることができる。
以上述べた例では第３図における７ダプテイプ・ディジ
タル・フィルタ５のタップ数として１タツプを仮定して
いた。そこでタップ数を複数タップにした場合について
次に述べる。複数タップの時には、平均化回路１６０入
力における正、負及び零の発生確率一対する場合分けの
数が、１タツプの時に比べて指数関数的に大きくなる。
タル・フィルタ５のタップ数として１タツプを仮定して
いた。そこでタップ数を複数タップにした場合について
次に述べる。複数タップの時には、平均化回路１６０入
力における正、負及び零の発生確率一対する場合分けの
数が、１タツプの時に比べて指数関数的に大きくなる。
従って、表ＩＫ対応する前記確率は、はぼ連続的に変化
するものとみなすことができる。タップ数ＮＰ２以（２
２） 上の整数）とする時表１に対応して次表が得られる。
するものとみなすことができる。タップ数ＮＰ２以（２
２） 上の整数）とする時表１に対応して次表が得られる。
表３より明らかなようｋ、タップ数がＮの場合にも残留
エコーレベルに応じて平均化回路の入力の正及び負の発
生確率が変化するから、タップ係数修正量の大きさを変
化することができ、従って収束時間を短縮することが可
能となる。なお、エコーレベルと受信信号レベルとの相
対関係たより表３に示した両端の値の中間の値からスタ
ートすることもあり得る。さらに１タツプ係数の初期値
の符号が実際のエコーインパルスレスポンスの符号と異
なっている場合には、表３の正、負の発生確率の左端の
値から中間のある値（初期値の太きさｋより変化するの
で同表には示していない。）までの発生確率を逆転して
考えればよい。その時の動作は１タツプの場合と全く同
様に考えることができる。
エコーレベルに応じて平均化回路の入力の正及び負の発
生確率が変化するから、タップ係数修正量の大きさを変
化することができ、従って収束時間を短縮することが可
能となる。なお、エコーレベルと受信信号レベルとの相
対関係たより表３に示した両端の値の中間の値からスタ
ートすることもあり得る。さらに１タツプ係数の初期値
の符号が実際のエコーインパルスレスポンスの符号と異
なっている場合には、表３の正、負の発生確率の左端の
値から中間のある値（初期値の太きさｋより変化するの
で同表には示していない。）までの発生確率を逆転して
考えればよい。その時の動作は１タツプの場合と全く同
様に考えることができる。
次に伝送路符号について述べる。今までの説明では伝送
路符号としてＡＭＩ符号を仮定していた。
路符号としてＡＭＩ符号を仮定していた。
直流バランスの良いＡＭＩ符号は、実際のシステムで広
く用いられているが、りｐツク抽出が容易であるという
理由から、パイ・フェーズ符号のよ５な２値打号もしば
しば用いられる。この場合にも残留エコーレベルが、受
信信号レベルと同等になるまでは表３がそのまま適用で
きる。残留エコーレベルが受信信号レベルと同等圧なる
と、受信信号レベルの符号のみにより極性判定回路９の
出力が定まるからエコーキャンセラー自体が適応動作を
停止してしまう。従って、第３図において極性判定回路
９′の入力に対し、受信信号レベルと同和度のランダム
鍵音を相加することＫより（受信信号レベルされた鍵音
）をほぼ０とする確率を生じさせてエコーキャンセラー
の適応動作の停止を避ければよい。従って、残留エコー
レベルが受信信号レベルと同等になった時点以降はラン
ダム維音と受信信号との相殺確率を見込んで表３を修正
して考えればよい。但し、表３において、収束時の発生
確率は、変化しないととに注意する必要がある。従って
、２値打号を用いた場合にも、残留エコーレベルに応じ
て平均化回路の入力の正及び負の発生確率が変化するか
ら、タップ修正量の大きさを変化することができ、その
結果、収束時間を短縮することが可能となる。
く用いられているが、りｐツク抽出が容易であるという
理由から、パイ・フェーズ符号のよ５な２値打号もしば
しば用いられる。この場合にも残留エコーレベルが、受
信信号レベルと同等になるまでは表３がそのまま適用で
きる。残留エコーレベルが受信信号レベルと同等圧なる
と、受信信号レベルの符号のみにより極性判定回路９の
出力が定まるからエコーキャンセラー自体が適応動作を
停止してしまう。従って、第３図において極性判定回路
９′の入力に対し、受信信号レベルと同和度のランダム
鍵音を相加することＫより（受信信号レベルされた鍵音
）をほぼ０とする確率を生じさせてエコーキャンセラー
の適応動作の停止を避ければよい。従って、残留エコー
レベルが受信信号レベルと同等になった時点以降はラン
ダム維音と受信信号との相殺確率を見込んで表３を修正
して考えればよい。但し、表３において、収束時の発生
確率は、変化しないととに注意する必要がある。従って
、２値打号を用いた場合にも、残留エコーレベルに応じ
て平均化回路の入力の正及び負の発生確率が変化するか
ら、タップ修正量の大きさを変化することができ、その
結果、収束時間を短縮することが可能となる。
なお、これまでは説明を簡単にするためにエフ−キャン
セラーの動作速度は、データ速度と同一の速度と仮定し
て述べて来たが実際には、伝送路符号の帯域に対応して
ＡＭＩ符号ではデータ速度の２倍以上、パイフェーズ符
号では４倍以上でエコーキャンセラーは動作させる必要
がある。この時、第３図においてアダプティブ・ディジ
タル・フィルタ５、Ｄ／Ａコンバータ６、サンプルホー
ルド８、極性判定回路９′及び乗算器１０′はデータ速
度の整数倍で動作させればよい。しかしながら、乗算器
（２５） １４及び１８、符号検出回路１５、平均化回路１６及び
絶対値回路１７は必ずしもデータ速度の整数倍で動作さ
せる必要はなく、データ速度と同一の速度で動作させる
こともできる。また、第３図に示した符号検出回路１５
における符号の検出において、ＭＩ［ｌｔ多少のオフセ
ットを持っていても正常に動作することを言うまでもな
い。さらｋ、ある程度の収束速度が長くなる場合があり
得るが、符号検出回路１５を省略することも可能である
。
セラーの動作速度は、データ速度と同一の速度と仮定し
て述べて来たが実際には、伝送路符号の帯域に対応して
ＡＭＩ符号ではデータ速度の２倍以上、パイフェーズ符
号では４倍以上でエコーキャンセラーは動作させる必要
がある。この時、第３図においてアダプティブ・ディジ
タル・フィルタ５、Ｄ／Ａコンバータ６、サンプルホー
ルド８、極性判定回路９′及び乗算器１０′はデータ速
度の整数倍で動作させればよい。しかしながら、乗算器
（２５） １４及び１８、符号検出回路１５、平均化回路１６及び
絶対値回路１７は必ずしもデータ速度の整数倍で動作さ
せる必要はなく、データ速度と同一の速度で動作させる
こともできる。また、第３図に示した符号検出回路１５
における符号の検出において、ＭＩ［ｌｔ多少のオフセ
ットを持っていても正常に動作することを言うまでもな
い。さらｋ、ある程度の収束速度が長くなる場合があり
得るが、符号検出回路１５を省略することも可能である
。
また第３図において極性判定回路９′の代わりＫ、多値
識別回路あるいはＡ／Ｄフンバータを用いることも可能
である。
識別回路あるいはＡ／Ｄフンバータを用いることも可能
である。
第３図の変形としてＤ／Ａコンバータ６、サンプルホー
ルド８を省略し、７ダプテイプ・ディジタル・フィルタ
を７ダプテイプ自アナｐグ・フィルタに置換えれば全ア
ナログ処理の構成にすることができる。この時、極性判
定回路９′は、省略することも可能である。また第３図
において、Ｄ／Ａフンバータロ、サンプルホールド８を
省略する代わりに１送信部３の入力ｋＤ／Ａコンバータ
、ＬＰＦＩＩ（２６） の出力！’［Ａ／Ｄコンバータを付加すれば全ディジタ
ル処理の構成にすることができる。この時、極性判定回
路９′は、省略することもできる。
ルド８を省略し、７ダプテイプ・ディジタル・フィルタ
を７ダプテイプ自アナｐグ・フィルタに置換えれば全ア
ナログ処理の構成にすることができる。この時、極性判
定回路９′は、省略することも可能である。また第３図
において、Ｄ／Ａフンバータロ、サンプルホールド８を
省略する代わりに１送信部３の入力ｋＤ／Ａコンバータ
、ＬＰＦＩＩ（２６） の出力！’［Ａ／Ｄコンバータを付加すれば全ディジタ
ル処理の構成にすることができる。この時、極性判定回
路９′は、省略することもできる。
第３図に示した本発明の一実施例では、２線双方向ベー
スノ２ンド・データ伝送を対象として説明してきた。本
発明を音声用エコーキャンセラーに適用する場合、ダブ
ル・トーク時においてエコーキャンセラーの適応動作を
停止するという従来の条件の下で、本発明がそのまま適
用できる。さらに１モデム用エコーキヤンセラーの場合
には、変復調回路を付加すれば本発明を適用することが
可能となる。
スノ２ンド・データ伝送を対象として説明してきた。本
発明を音声用エコーキャンセラーに適用する場合、ダブ
ル・トーク時においてエコーキャンセラーの適応動作を
停止するという従来の条件の下で、本発明がそのまま適
用できる。さらに１モデム用エコーキヤンセラーの場合
には、変復調回路を付加すれば本発明を適用することが
可能となる。
以上詳細に述ぺたよ５ＩＣ，本発明によればエコーキャ
ンセラーのスタート時には残留エコーレベルが大きいの
でこれに対応してタップ修正量を太き（し、収束が進行
するｋつれて残留エコーレベルが小さくなるのに伴いタ
ップ修正量を小さくするよ５に適応動作するから、エコ
ーキャンセラーの収束時間を短縮化することが可能とな
る。しかも本発明によれば、誤差信号をディジタル信号
に変換する手段としてＡ／Ｄフンバータの代わりに極性
判定回路ですますことができるから、エフ−キャンセラ
ーのＬＳＩ化が容易となり、その小型化、経済化が期待
できる。
ンセラーのスタート時には残留エコーレベルが大きいの
でこれに対応してタップ修正量を太き（し、収束が進行
するｋつれて残留エコーレベルが小さくなるのに伴いタ
ップ修正量を小さくするよ５に適応動作するから、エコ
ーキャンセラーの収束時間を短縮化することが可能とな
る。しかも本発明によれば、誤差信号をディジタル信号
に変換する手段としてＡ／Ｄフンバータの代わりに極性
判定回路ですますことができるから、エフ−キャンセラ
ーのＬＳＩ化が容易となり、その小型化、経済化が期待
できる。
第１図は、従来のエコーキャンセラー装置の一構成例を
示したプｐツク図、第２図は第１図のアダプティブ・デ
ィジタル・フィルタの詳細ブロック図である。第１図に
おいて、参照数字１は入力端子、参照数字２は出力端子
、参照数字３は送信部、参照数字４は受信部、参照数字
５は７ダプテイプ°デイジタルフイルタ、参照数字６は
Ｄ／Ａコンバータ、参照数字７は減算器、参照数字８は
サンプルホールド、参照数字９はＡ／Ｄコンバータ、参
照数字１０は係数を２αとする乗算器、参照数字１１は
低減通過フィルタ、参照数字１２はハイブリッド回路、
参照数字１３は２線伝送路である。 また第２図において、参照数字５０及び５１は入力端子
、参照数字５２５２ ・・・・、５２ Ｍ、は丁秒Ｏ％
１％ の遅延素子、参照数字５３５３ ・・・・、５３．−１
は０１ １１ 係数発生回路、参照数字５４ｏ、５４０、・・・・、５
４Ｗ−１は乗算器、参照数字５５は加算器である。 第３図は、本発明の一実施例を示したブロック図である
。同図において、第１図と同一の参照数字は同一の機能
を示す。但し、参照数字９′は極性判定回路、参照数字
１０′は乗算器をそれぞれ示す。 また第３図において、参照数字１４及び１８は乗算器、
参照数字１５は符号検出回路、参照数字１６は平均化回
路、参照数字１７は絶対値回路をそれぞれ示す。 （２９） 手続補正書（自発） ５！ｌ’１．３．−２ 特許庁長官 殿 １ 事件の表示 昭和５７年 特許 願第 ２２５
１６７号２ 発明の名称 エコーキャンセラーの収
束時間短縮化の方法３ 補正をする者 事件との関係 出 願 人 東京押港区芝五丁目３３番１号 （４２３）日本電気株式会社 代表者関本忠弘 ４ 代 理 人 東京都港区芝五丁目１番８号
住友三田ビル５、補正の対象 （１）明細書の特許請求の範囲の欄 （２）明細書の発明の詳細な説明の欄 （３）図面の簡単な説明の欄 ４、図面の簡単な説明 ６、補正の内容 （１）明細書の特許請求の範囲の欄を別紙のように補正
する。 （２）明細書第４頁第７行目に「ＤＡＣＪとあるのを「
ＡＤＣ」と補正する。 （３）明細書第１７頁第５行目ＩＣｒｒ（ｋＮとあるの
をｒｒ’（ｋ）Ｊと補正する。 （４）明細書第１８頁の表１を以下の通り補正する。 表１．平均化回路の入力の発生確率 （１） （５）明細書第１９頁第１１行目［ｒ ｒ （ｓ）（ｋ
） Ｊと旭るのを［ｒ ’（３）（ｋ） Ｊと補正する
。 （６）明細書第１９頁第１４行目Ｋ 「０ ＝ ｒ （３）（ｋＫ ｒ （２）仮Ｋｒ、１．
（ｋ）Ｊとあるのを「０＝Ｉ ｒ ’（３，Ｑｃ）Ｉ＜
ｌ ｒ ’（２）Ｑ＜）ｌ＜ｌ ｒ ’（１）ｋ）Ｉ、
と補正する。 （７）明細書第１９頁第１８行目Ｋ ｒ ｒ（３）（ｋ
）：＝ＯＪとあるのを、ｒ”（３）［有］）二〇」と補
正する。 （８）明細書第２１頁の表２を以下の如く補正する。 表２．Ｃ０（ＯＫＯＫ対する平均化回路の入力の発生確
率（９）明細書第２３頁第３行目Ｋｒｒ（ｋｌＪとある
のを「ｒ ’（ｋｌ Ｊと補正する。 ＱＯ） 明細書第２４頁第１７行目から第１８行目Ｋ
「同程度の」とあるのを「同程度のレベルの」と補正す
る。 ０１）明細書第２６頁第８行目Ｋ「収束速度」とあるの
を「収束時間」と補正する。 ０２）明細書第２７頁第３行目Ｋ「省略することもでき
る。」とあるのを「極性ビット抽出回路に置換えればよ
い。」と補正する。 α３）明細書第２８頁第１９行目ｋ「Ｔ秒」とあるのを
「Ｔ秒」と補正する。 ０４）本願添付図面第１図、第２図及び第３図を別紙の
通り補正する。 別 紙 特許請求の範囲 （１）２線／４線変換回路の４＃側にて、送信回路から
受信回路へ漏れ込むエコーを除去するため、アダブチイ
ア′・フィルタにより送信信号に基づきエコーレプリカ
を生成するととＫより、該受信回路にて得られる受信信
号と単エコーとが混在した混在信号から該エコーレプリ
カを差引いた差信号を小さくするように動作するエコー
キャンセラーにおいて、該差信号と該エコーレプリカの
符号とを乗算した後平均化し、該平均化された出力の絶
対値の大きさに対応して該アダブチイノ・フィルタのタ
ップ修正量の大きさを適応的に変化させることを特徴と
するエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 （２）前０己アダプテイブ・フィルりをディジタル・フ
ィルタで構成し、前記エコーレプリカをアナログ信号に
変換すると共に、 Ａ／Ｄコンバータを用いて前記差
信号をディジタル信号に変換してなる特許請求の範囲第
（１）項記載のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の
方法。 （３）前記アダプティブ・フィルタをディジタルフィル
タで構成し、前記エフ−レプリカをアナログ信号に変換
すると共に、多値識別回路を用いて前記差信号をディジ
タル信号に変換してなる特許請求の範囲第（１）項記載
のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 （４）前記アダブチイノ・フィルタをディジタルフィル
タで構成し、前記エコーレプリカをアナログ信号に変換
すると共に、極性識別回路を用いて前記差信号をディジ
タル信号に変換してなる特許請求の範囲第（１）項記載
のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 〆２− 門人弁理士 内原 と晋− 一ゝ（
示したプｐツク図、第２図は第１図のアダプティブ・デ
ィジタル・フィルタの詳細ブロック図である。第１図に
おいて、参照数字１は入力端子、参照数字２は出力端子
、参照数字３は送信部、参照数字４は受信部、参照数字
５は７ダプテイプ°デイジタルフイルタ、参照数字６は
Ｄ／Ａコンバータ、参照数字７は減算器、参照数字８は
サンプルホールド、参照数字９はＡ／Ｄコンバータ、参
照数字１０は係数を２αとする乗算器、参照数字１１は
低減通過フィルタ、参照数字１２はハイブリッド回路、
参照数字１３は２線伝送路である。 また第２図において、参照数字５０及び５１は入力端子
、参照数字５２５２ ・・・・、５２ Ｍ、は丁秒Ｏ％
１％ の遅延素子、参照数字５３５３ ・・・・、５３．−１
は０１ １１ 係数発生回路、参照数字５４ｏ、５４０、・・・・、５
４Ｗ−１は乗算器、参照数字５５は加算器である。 第３図は、本発明の一実施例を示したブロック図である
。同図において、第１図と同一の参照数字は同一の機能
を示す。但し、参照数字９′は極性判定回路、参照数字
１０′は乗算器をそれぞれ示す。 また第３図において、参照数字１４及び１８は乗算器、
参照数字１５は符号検出回路、参照数字１６は平均化回
路、参照数字１７は絶対値回路をそれぞれ示す。 （２９） 手続補正書（自発） ５！ｌ’１．３．−２ 特許庁長官 殿 １ 事件の表示 昭和５７年 特許 願第 ２２５
１６７号２ 発明の名称 エコーキャンセラーの収
束時間短縮化の方法３ 補正をする者 事件との関係 出 願 人 東京押港区芝五丁目３３番１号 （４２３）日本電気株式会社 代表者関本忠弘 ４ 代 理 人 東京都港区芝五丁目１番８号
住友三田ビル５、補正の対象 （１）明細書の特許請求の範囲の欄 （２）明細書の発明の詳細な説明の欄 （３）図面の簡単な説明の欄 ４、図面の簡単な説明 ６、補正の内容 （１）明細書の特許請求の範囲の欄を別紙のように補正
する。 （２）明細書第４頁第７行目に「ＤＡＣＪとあるのを「
ＡＤＣ」と補正する。 （３）明細書第１７頁第５行目ＩＣｒｒ（ｋＮとあるの
をｒｒ’（ｋ）Ｊと補正する。 （４）明細書第１８頁の表１を以下の通り補正する。 表１．平均化回路の入力の発生確率 （１） （５）明細書第１９頁第１１行目［ｒ ｒ （ｓ）（ｋ
） Ｊと旭るのを［ｒ ’（３）（ｋ） Ｊと補正する
。 （６）明細書第１９頁第１４行目Ｋ 「０ ＝ ｒ （３）（ｋＫ ｒ （２）仮Ｋｒ、１．
（ｋ）Ｊとあるのを「０＝Ｉ ｒ ’（３，Ｑｃ）Ｉ＜
ｌ ｒ ’（２）Ｑ＜）ｌ＜ｌ ｒ ’（１）ｋ）Ｉ、
と補正する。 （７）明細書第１９頁第１８行目Ｋ ｒ ｒ（３）（ｋ
）：＝ＯＪとあるのを、ｒ”（３）［有］）二〇」と補
正する。 （８）明細書第２１頁の表２を以下の如く補正する。 表２．Ｃ０（ＯＫＯＫ対する平均化回路の入力の発生確
率（９）明細書第２３頁第３行目Ｋｒｒ（ｋｌＪとある
のを「ｒ ’（ｋｌ Ｊと補正する。 ＱＯ） 明細書第２４頁第１７行目から第１８行目Ｋ
「同程度の」とあるのを「同程度のレベルの」と補正す
る。 ０１）明細書第２６頁第８行目Ｋ「収束速度」とあるの
を「収束時間」と補正する。 ０２）明細書第２７頁第３行目Ｋ「省略することもでき
る。」とあるのを「極性ビット抽出回路に置換えればよ
い。」と補正する。 α３）明細書第２８頁第１９行目ｋ「Ｔ秒」とあるのを
「Ｔ秒」と補正する。 ０４）本願添付図面第１図、第２図及び第３図を別紙の
通り補正する。 別 紙 特許請求の範囲 （１）２線／４線変換回路の４＃側にて、送信回路から
受信回路へ漏れ込むエコーを除去するため、アダブチイ
ア′・フィルタにより送信信号に基づきエコーレプリカ
を生成するととＫより、該受信回路にて得られる受信信
号と単エコーとが混在した混在信号から該エコーレプリ
カを差引いた差信号を小さくするように動作するエコー
キャンセラーにおいて、該差信号と該エコーレプリカの
符号とを乗算した後平均化し、該平均化された出力の絶
対値の大きさに対応して該アダブチイノ・フィルタのタ
ップ修正量の大きさを適応的に変化させることを特徴と
するエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 （２）前０己アダプテイブ・フィルりをディジタル・フ
ィルタで構成し、前記エコーレプリカをアナログ信号に
変換すると共に、 Ａ／Ｄコンバータを用いて前記差
信号をディジタル信号に変換してなる特許請求の範囲第
（１）項記載のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の
方法。 （３）前記アダプティブ・フィルタをディジタルフィル
タで構成し、前記エフ−レプリカをアナログ信号に変換
すると共に、多値識別回路を用いて前記差信号をディジ
タル信号に変換してなる特許請求の範囲第（１）項記載
のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 （４）前記アダブチイノ・フィルタをディジタルフィル
タで構成し、前記エコーレプリカをアナログ信号に変換
すると共に、極性識別回路を用いて前記差信号をディジ
タル信号に変換してなる特許請求の範囲第（１）項記載
のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 〆２− 門人弁理士 内原 と晋− 一ゝ（
Claims (4)
- （１）２線／４線変換回路の４線側にて、送信回路から
受信回路へ漏れ込むエコーを除去するため、７ダプテイ
プ・フィルタにより送信信号に基づきエコーレプリカを
生成することＫより、該受信回路にて得られる受信信号
とエコーとが混在した混在信号から該エコーレプリカを
差引−・た差信号を小さくするように動作するエコーキ
ャンセラーにおいて、該差信号と該エコーレプリカの符
号とを乗算した後平均化し、該平均化された出力の絶対
値の大きさに対応して該アダプティブ・フィルタのタッ
プ修正量の大きさを適応的に変化させることを特徴とす
るエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 - （２）前記アダプティブ・フィルタをディジタル・フィ
ルタで構成し、前記エコーレプリカをアナログ信号に変
換すると共に％Ａ／Ｄコンバータを用いて前記差信号を
ディジタル信号に変換してなる特許請求の範囲第（１）
項記載のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 - （３）前記アダプティブ・フィルタをディジタルフィル
タで構成し、前記エコーレプリカを７すｐグ信号に変換
すると共ｋ、多値識別回路を用いて前記差信号をディジ
タル信号に変換してなる特許請求の範囲第（１１項記載
のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。 - （４）前記アダプティブ・フィルタをディジタルフィル
タで構成し、前記エコーレプリカを７すρグ信号に変換
すると共Ｋ、極性識別回路を用いて前記差信号をディジ
タル信号に変換してなる特許請求の範囲第（１１項記載
のエコーキャンセラーの収束時間短縮化の方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22516782A JPS59134927A (ja) | 1982-12-22 | 1982-12-22 | エコ−キヤンセラ−の収束時間短縮化の方法 |
| US06/562,846 US4621172A (en) | 1982-12-22 | 1983-12-19 | Fast convergence method and system for echo canceller |
| EP83112914A EP0111938B1 (en) | 1982-12-22 | 1983-12-21 | Fast convergence method and system for echo canceller |
| DE8383112914T DE3376177D1 (en) | 1982-12-22 | 1983-12-21 | Fast convergence method and system for echo canceller |
| CA000443976A CA1221430A (en) | 1982-12-22 | 1983-12-21 | Fast convergence method and system for echo canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22516782A JPS59134927A (ja) | 1982-12-22 | 1982-12-22 | エコ−キヤンセラ−の収束時間短縮化の方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59134927A true JPS59134927A (ja) | 1984-08-02 |
| JPS6253971B2 JPS6253971B2 (ja) | 1987-11-12 |
Family
ID=16824988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22516782A Granted JPS59134927A (ja) | 1982-12-22 | 1982-12-22 | エコ−キヤンセラ−の収束時間短縮化の方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59134927A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6173435A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6173431A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS6173433A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS6173432A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6175629A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS6175632A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6175631A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6175633A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS61228730A (ja) * | 1985-04-02 | 1986-10-11 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS61228731A (ja) * | 1985-04-02 | 1986-10-11 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS61234131A (ja) * | 1985-04-09 | 1986-10-18 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
-
1982
- 1982-12-22 JP JP22516782A patent/JPS59134927A/ja active Granted
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6173435A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6173431A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS6173433A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS6173432A (ja) * | 1984-09-19 | 1986-04-15 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6175629A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS6175632A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6175631A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS6175633A (ja) * | 1984-09-21 | 1986-04-18 | Nec Corp | エコ−除去方法 |
| JPS61228730A (ja) * | 1985-04-02 | 1986-10-11 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS61228731A (ja) * | 1985-04-02 | 1986-10-11 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
| JPS61234131A (ja) * | 1985-04-09 | 1986-10-18 | Nec Corp | エコ−除去装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6253971B2 (ja) | 1987-11-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0111938B1 (en) | Fast convergence method and system for echo canceller | |
| US5406583A (en) | Modem with received signals and transmitted signals comprising signal sets | |
| US5313498A (en) | Method and arrangement of echo elimination in digital telecommunications system | |
| US5790658A (en) | High performance echo canceller for high speed modem | |
| US4074086A (en) | Joint adaptive echo canceller and equalizer for two-wire full-duplex data transmission | |
| US4605826A (en) | Echo canceler with cascaded filter structure | |
| US5305309A (en) | Echo canceller | |
| US5892757A (en) | Asymmetric duplex modem utilizing narrow band echo cancellation | |
| JP2794999B2 (ja) | エコーキャンセル方式 | |
| US4707824A (en) | Method and apparatus for cancelling echo | |
| GB1561485A (en) | Digital data apparatus | |
| JPS59134927A (ja) | エコ−キヤンセラ−の収束時間短縮化の方法 | |
| US5715238A (en) | Apparatus and method for detecting a loss of a telecommunications channel connection | |
| US4615025A (en) | Data transmission system | |
| JPS59225626A (ja) | デ−タ伝送装置用エコ−キヤンセラ装置 | |
| GB2164827A (en) | Method of cancelling echoes in full-duplex data transmission system | |
| van Gerwen et al. | Design considerations for a 144 kbit/s digital transmission unit for the local telephone network | |
| IE53759B1 (en) | Method of providing adaptive echo cancellation in transmission of digital information in duplex, and apparatus for performing the method | |
| JPS63232631A (ja) | 二方向アナログチャンネルでのデーター伝達用ターミナル | |
| JPH0557779B2 (ja) | ||
| JP2507652B2 (ja) | エコ―キャンセラ | |
| RU71198U1 (ru) | Модем | |
| JPS59211338A (ja) | エコ−キヤンセラ−装置 | |
| EP0388493A1 (en) | Digital echo canceller for full-duplex modem with frequency offset tracking | |
| RU2172565C2 (ru) | Устройство и способ цифроаналоговой связи |