JPS6175633A

JPS6175633A - エコ−除去方法

Info

Publication number: JPS6175633A
Application number: JP19802784A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-21
Filing date: 1984-09-21
Publication date: 1986-04-18

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去の方法に関する。

（従来技術の問題点）ベア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
ー（アイイーイーイー・トランザクションズ・オン・ア
クースティクス・スピーチ−アンド・シグナルΦプロセ
ッシング（ｌ１ｌＴＲＡＮ８ＡＣＴＩＯＮ８　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵ８’ｌ’ＩＣ８，５ＰＥＴ！、ＣＨ，ＡＮＤＳＩ
ＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ　）　２７巻　６号、
　　１９７９年。

７６８〜７８１に−ジ）。エコーキャンセラは、エコー
のインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適応型（
アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列に対応
した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成することによ
り、２線／４線変換回路にて送信回路から受信回路に漏
れ込むエコーを抑圧するように動作する。この時、適応
フィルタの各タップ係数は、エコーと受信信号が混在し
た混在信号からエコーレプリカを差引いた差信号と送出
データとの相関をとることにより遂次修正される。この
ような適応フィルタの係数修正即ち、エコーキャンセラ
の収束アルゴリズムについては前記参考文献に記載され
ており、その代表的なものとして、ストキャーステック
・イタレーション・アルゴリズム（５ｔｏｃｈａｓｔｉ
ｃ　１ｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　）とサ
イン・アルゴリズムが知られている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（人／
Ｄ）コンバータ及びディジタル／アナログ（Ｃ）／Ａ　
）コンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータ
の所要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例え
ば公衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程度
必要とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数
は、システム条件のみならず、前述のエコーキャンセラ
の収束アルゴリズムにも依存する。例えば、公衆通信網
の加入者線に応用する場合、ストキャーステック・イタ
レーション・アルゴリズムを採用すると８ビット程度必
要であるのに対し、サイン・アルゴリズムでは１ビツト
ですむという特徴がある。ところが、サイン・アルゴリ
ズムでは、前述の差信号の極性により、適応フィルタの
タップ係数の修正を行なうため、差信号中に含まれてい
る残留エコーの極性と差信号の極性とが一致しなくなる
と、適応動作が不可能になるという問題が生じる。例え
ば、伝送路符号としてバイフェーズ符号のような２値打
号を使用した場合、受信信号の存在によシ、残留エコー
（エコーとエコーレプリカとの差）レベルが受信信号レ
ベルと同等程度になると前述の問題が発生する。

そこで、この問題を屏決するための従来技術について次
に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置されるつここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子ＩＫ：は２値データ系列が供
給され送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ
８に入力される。送信部３にて、２値データ系列は伝送
路符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹ
Ｂ）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信
部２にて発生された送信信号の一部はエコー成分として
ノ１イブリッド・トランス３の出力に現われローパス・
フィルタ（ＬＰＰ）５に供給される。また、第５図の回
路に対向した相手側（今の説明では局側となる）から送
出された受信信号は、２線伝送路４及びノ１イブリッド
・トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給され
る。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信号
とエコーが混在した混在信号トなる。なおローパス・フ
ィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成分を
抑圧することである。ローパス・フィルタ５の出力は減
算器１０に供給される。ここで、アダプティブ・ディジ
タルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９、減算
器１０．加算器１１、極性判定回路１２及び乗算器１３
から成る閉ループ回路は、ロー・ぞス・フィルタ５の出
力である混在信号中のエコーを除去するように動作する
。これは、アダプティブ・ディジタルフィルタ８がエコ
ーレプリカを生成することにより実現される。そこでア
ダプティブ・ディジタルフィルタ８について詳細に説明
する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第６図における出力信号１０７は第５図
のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に対
応している。２値データ系列１０５は、遅延素子１００
．、乗算器１０１ｏ、１０１０．　・　、ｌ０ＩＲ−、
及び係数発生器ＡＯ＋ＡＩ、・・・ｔ　ＡＲ−１に供給
される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００ｓ、　１０
０ｚ、・・・、　１００Ｎ／Ｒ−１は、この順に接続さ
れており、各々クリップ・フロップで実現することがで
きる。ここでＮ及びＲは正整数であり、几はＮの約数と
する。また２値データ系列１０５のデータレートは１／
Ｔビット／秒である。遅延素子１００１（１−１，２，
・・−、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器ｔｏ１
ｊ、１ＯＮ＋ｔ、・・・、１０１＋＋Ｒ−１及び係数発
生器Ａｊ、　ＡＩ＋１＋・・・２人１＋Ｒ−１に供給さ
れる。但し、ｊ　：　ｉ　Ｘ　Ｒである。乗算器１０１
に、　１０　ｌｂ＋ｎｔ・・・＋　１０１に＋Ｎ−Ｒ（
ｋ＝０＋１＋・・・。

ａ−１）では、それぞれ係数発生器Ａｋ、　Ａｋ＋Ｒ，
・・・。

Ａｋ＋Ｎ−Ｒの出力である各係数と入力データが掛けら
れた後、各乗算結果は、すべて加算器１０２ｋに入力さ
れ加算される。８個の加算器１０２゜、　１０２．。

・・・、　１０２Ｒ−、の出力はスイッチ１０３の入力
接点となる。スイッチ１０３はＴ秒を周期とする多接点
スイッチであり、８個の加算器１０２゜、１０２１゜・
・・、　１０２Ｒ−、の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選
択して出力し、出力信号１０７となる。出力信号１０７
はエコーレプリカであり、Ｔ／几秒毎にエコーレプリカ
が発生される。几は補間定数（インターボレージ目ン・
ファクタ）と呼ばれ、所要の信号帯域内でエコーを除去
するために通常Ｒは２以上の整数となる。一方、スイッ
チ１０３と同期して動作するスイッチ１０４は、スイッ
チ１０３と入出力が逆転している。即ちスイッチ１０４
は、入力信号１０６ｔ−Ｔ／几秒毎に８個の接点に順番
に分配する機能を果す。スイッチ１０４の各接点出力は
、同期して動作するスイッチ１０５に対応した接点に入
力される信号経路に存在する係数発生器に供給されてい
る。次に係数発生回路について詳細に説明する。

第７図は第６図の係数発生回路ｌ！（’−０ｔ１ｓ・・
・。

Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである。第７図
の入力信号２００は、第６図における２値データ系列１
０５又は遅延素子１００．．１００□、・・・。

１００Ｖトｔの出力信号に対応している。また、第７図
の入力信号２０１は、第６図におけるスイッチ１０４の
接点出力に対応している。さらに、第７図の出力信号２
０３は、第６図における係数発生器Ａｌの出力に対応し
ている。第７図において入力信号２００及び２０１は乗
算器２０４に供給されその乗算結果は加算器２０５の一
方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延素子
２０６を介して帰還されており、Ｔ秒毎に行なわれる係
数の更新は、乗算器２０４に供給されている入力信号２
００及び２０１の相関値を１サンプル前の係数値に加え
ることにより実現される。出力信号２０３が係数である
。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／人コンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エ
コー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー
〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器
１１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では
、クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識
別されたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路
１４は、ランダム信号発生器１５にて発生されたランダ
ム信号の最大振幅値を、減算器１０の出力である差信号
の振幅又は電力を参照して制御するという機能を果す。

振幅制御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダ
ム信号は、加算器１１の一方の入力となる。

減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４の
出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１
にて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ検
出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３
にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図
の入力信号１０６が誤差信号に対応している。ここで前
述のアダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためには極性検出器１２にて、残留エコ−の極性
を正しく検出することが必要となる。ところが減算器１
０の出力である差信号の中には、受信信号が含まれてい
るから第５図において、減算器１０の出力を直接極性検
出器１２に入力したと仮定すると、残留エコーレベルが
受信号レズルと同等程度になると、極性検出器１２の出
力では残留エコーの極性が正確に得られなくなってしま
う。従って、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適
応能力が失なわれることになる。そこで、従来は、第５
図に示したように加算器１１、振幅制御回路１４及びラ
ンダム信号発生器１５を付加して、減算器１０の出力信
号である差信号に受信信号レベルと同等程度のランダム
信号を加えることによりアダプティブ・ディジタルフィ
ルタ８の適応動作を保証するという方法が用いられてい
た。

この方法は、受信信号と同等レベルのランダム信号を差
信号に刃口えることにより、受信信号をキャンセルする
確率を発生させる。この確率は極性検出器１２にて、残
留エコーの極性が正しく得られる確率となるから、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証され
ることになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としノ・−ドウエア規模が大きくなるという欠点があ
った。また、誤差信号の極性を用いてタップ係数の更新
を行っているため、サイン・アルゴリズムを採用した従
来の方法では、収束時間が長いという欠点があった。

（発明の目的）そこで本発明の目的は、制御が簡単でかつノ・−ドウェ
ア規模の小さいエコー除去の方法を提供することにある
。

また、本発明の別の目的は、収束時間の短いエコー除去
の方法を提供することにある。

（発明の構成）本発明によれば、２線／４線変換回路の４線側にてアダ
プティブ・フィルタによシ発生されるエコーレプリカを
用いて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去す
るだめのエコー除去方法であって、該エコーと受信信号
が混在した混在信号から該エコーレプリカを差引いて差
信号を得た後、該差信号と該差信号を遅延させた遅延信
号との差又は和の信号を求め、該エコーレプリカの極性
と該差信号の極性との相関をと９、該相関信号を定数倍
して得た信号に該差信号と該差又は和の信号のいずれか
一方を選択して得た信号の極性を付与して誤差信号を生
成し、該誤差信号を該アダプティブ・フィルタに帰還さ
せるようにしたことを特徴とするエコー除去方法が得ら
れる。

（発明の原理）本発明の第１のポイントは、アダプティブ・フィルタの
適応能力に妨害を与える受信信号に関し、受信信号がキ
ャンセルされる確率が零にならないようにした点である
。２値打号系を含む伝送路符号の受信アイパターンの特
性によれば、現在の値と、ｌ−Ｔ秒（ｌは正整数）前の
値がほぼ同一の値又は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同
一の値となる確率の最小値は零でないある正の値をとる
。従って差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）に
ついて、現在の値とＺ・′ｒ秒前の値の差又は和をとる
ことＫより、受信信号成分は零でないある正の値の確率
でキャンセルされることになる。それ故、その差又は和
の極性を検出すれば、残留エコーの符号が零でないある
正の値の確率で検出できるから、アダプティブ・フィル
タの適応動作が保証される。この時、受信信号が零交差
するサンプリング位相に注目すれば、受信信号は零であ
るから前述の操作によシ受信信号をキャンセルするとい
うことは不要となる。そこでサンプリング位相に依存し
て、前述の操作を実行するか否かを選択して出力し、そ
の出力の極性をアダプティブ・フィルタに帰還すること
によシ適応動作が保証される。

本発明の第２のポイントは、アダプティブ・フィルタの
タップ係数の更新の際ステップ・サイズを適応的に変化
させるという点にある。本発明では、残留エコーが大き
い場合には、擬似エコーの極性と残留エコーの極性とが
強い相関をもつのに対し、残留エコーが小さい場合には
、両者は相関をもたないという点に注目し、前記相関値
に依存して、ステップ・サイズを適応的に変化させる。

それ故、収束時間を従来に比べて大幅に短縮することが
可能となる。

（実施例）次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において第５図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第５図と同一の機能をもつものとする。第１
図と第５図の相異点は、減算器１６及び１秒の遅延を与
える遅延素子１７からなる回路と、補間フィルタ２２の
有／無と、極性検出器１９及び２３、相関器２０及び乗
算器２１から成る回路と、スイッチ２４の有／無の４点
であり、その他の構成は第５図と全く同一である。

これらの相異点について説明する前に全体の構成につい
て簡単に述べる。入力端子１に供給された２値データ系
列は、送信部２及びアダプティブ・ディジタルフィルタ
８に供給される。送信部２にて２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス３を介し
て２線伝送路４へ送出される。ここに、ハイブリッド・
トランス３のインピーダンス不整合に起因して、送信部
２の出力が受信回路へエコーとして漏れ込みローパス・
フィルタ５に供給される。一方、受信信号も伝送路４及
びハイブリッド・トランス３を介してローパス・フィル
タ５に供給される。ローパス・フィルタ５にて不要な高
周波成分を抑圧された混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信
信号〕）は減算器１０に供給される。そこで、アダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ８にて生成された擬似エコー
（エコーレプリカ）は、Ｄ／Ａコンバータ９によりアナ
ログ信号に変換された後、補間フィルタ２２を介して減
算器１０に入力される。従って、減算器１０の出力であ
る差信号（＝〔混在信号〕−〔エコーレプリカ〕＝〔エ
コー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）の成分の
うち、残留エコー（＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕
）が受信信号に比べて十分小さくなれば、受信信号は受
信部６にて正確に復調され、出力端子７には受信された
２値データ系列が現われる。なお、補間フィルタ２２は
Ｄ／Ａコンバータ９の出力に含まれている高調波成分を
抑圧する機能を果すものである。ここで、アダプティブ
・ディジタルフィルタ８．Ｄ／Ａコンバータ９、補間フ
ィルタ２２、減算器１０及び１６、スイッチ２４、極性
検出器１２及び乗算器１３から成る閉ループ回路はアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を実現する
ものである。アダプティブ嘩ディジタルフィルタ８の構
成については、第５図の従来例で説明したものと同様に
、第６図及び第７図の構成と同一で良い。極性検出器１
２の出力は乗算器１３にて、乗算器２１の出力と掛けら
れ誤差信号としてアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に供給される。次に減算器１０の出力である差信号の極
性と差信号中の残留エコー成分の極性との関係について
詳細に説明するが、その前に伝送路符号について述べる
。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａ）はパイフェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＫ（ミニマム
・シフト・キーイング）符号の・ぞルス波形をそれぞれ
示す。第２図（ａｌに示したように、パイフェーズ符号
では“０“及び“１″のデータに対し極性の反転したパ
ルス波形を割当てる。両者のパルスは共に、１ビット幅
Ｔ秒の中心で極性が反転しており、１ビツト内で正負が
バランスしているという特徴をもっている。これに対し
、第２図ｔｂ＋に示したように、ＭＳＫ符号では４種類
のパルス波形を用意する。即ち“０′″及び“１″のデ
ータに対しそれぞれ極性の反転した■モードとｅモード
の２種類のノクルス波形を用意する。これら２種類のモ
ード遷移は第２図（ｂ）の太い矢印で示されており、現
時点のモードは、１ビツト前のモードにより決定される
。このＭＳＫ符号は、ビットの境界にて必ず極性が反転
するという特徴をもっている。

なおＭＳＫ符号では“１゛に対しては、１ビツト内で正
負のバランスが取れているが、４０″に対しては、正負
がバランスしていない。しかしながら、第２図（ｂ）の
モード遷移を示す太い矢印の方向から明らかなように、
連続するビット系列内で“Ｏ“が偶数個存在すれば正負
のバランスは取れており、ＤＣ成分はほとんど無視でき
ると言える。第２図に示した伝送路符号は、第１図の送
信部２にて出力されることになる。

第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用しイた時の受信六ξターン例を示す。第３図（、）及び（ｂ
）は、第２図に対応してそれぞれパイフェーズ符号及び
ＭＳＫ符号の受信アイパターンである。同図に示すよう
に、受信アイ・ξターンは、高域成分がカットされ丸み
を帯びたものとなる。今、第３図（ａ）に注目する。Ｔ
秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（’Ｏｒ
　ｊＯ’）＋（ｊｌ＋　ｔｌ’）＋（’２＋　’２’）
及び（ｔ３＋ｔ３’）と仮定する。この時、ｔ−ｔＩＩ
、・（＋ｍ−０．１，２．３）のサンプル喧から１−１
１Ｔ、のサンプル値を差引いた値をＡ、、、とすれば、
八〇は表１０よ表１　バイフェーズ符号の場合のＡおの
値“０“と“ビの出現確率は等しく１／２であると仮定
すると、ムーＯ９人、−０，Ａｔ−０及びＡ、−０とな
る確率は表１よりそれぞれ１／４，１／４，１／２及び
１となる。この例では第３図（ａ）に示すＴ秒離れた４
組のサンプル点について考えたが、同図より明らかなよ
うに、どのような位相をとっても正／負の逆転は別にし
て表１に示す以外の・ぞターンはあり得ないことがわか
る。従って、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値
を差引いた値が零となる確率の最小値は１／４となる。

次に第３図（ｂｌのＭ８に符号の受信アイパターンにつ
いて考えると、第２図（ｂ）のモード遷移を参照して人
□は表２のように与えられる。

表２　　ＭＳＫ符号の場合のＡＩＩ、の値“０“と“１
“の出現確率は等しく各々１／２であると仮定するとＡ
ｏ　”　０　、　Ａ＋　−０、ｋｔ　”　０及びＡ。

−〇となる確率は、表２よりそれぞれ１　、１／２　。

１／４及び１／４となる。この例では第３図（ｂ）に示
すＴ秒離れた４組のサンプル点について考えたが、同図
より明らかなように、どのような位相をとっても正／懺
の逆転は別にして、表１に示す以外のノぞターンはあり
得ないことがわかる。従ってＭＳＫ符号の場合にも、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が
零となる確率の最小値は１／４となる。以上、パイ７工
−ズ符号及びＭＳＫ符号を例に挙げて述べたように、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が
零となる確率の最小値は共に１／４となることがわかる
。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、前記確率の最小値は零でない値をもつことは明ら・
かである。さらに、今までは、現在のサンプル値からＴ
秒（データレートは１／Ｔビット／秒とする。）前のサ
ンプル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサン
プル値からｌ−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値を差
引いた値が零となる確率の最小値も同様に１／４となる
ことがわかる。次に、この確率がエコーキャンセラの適
応動作の中でどのような意味を持つかについて第１図を
参照して説明する。

第１図に示す本発明の一実施例において、参照数字１７
はＴ秒の遅延を与える遅延素子、参照数字１６は減算器
、参照数字２４はスイッチ、参照数字１２は極は検出器
である。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８
が適応動作を行なうためには、極性検出器１２にて、減
算器１０の出力である差信号（＝〔エコー〕＋〔受信信
号〕−〔エコーレプリカ〕）中に含まれる残留エコー（
＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）成分の極性が正確
に得られる確率が零でないという条件が必要であること
は前に述べた。第１図において、減算器１６及び遅延素
子１７はこの条件を満足する目的で付加されたものであ
り、減算器１６の出力には、現在の値からＴ秒前の値を
差引いた値が現われるようになっている。表１及び表２
の説明で述べたように、減算器１０の出力である差信号
の中の受信信号成分は、減算器１６の出力では、確率１
／４以上で零になることは明らかである。一方、減算器
１６の出力に含まれている残留エコー成分について考え
ると、現在の残留エコーの値からＴ秒前の残留エコーの
値を差引いた値が残留エコー成分として減算器１６から
出力される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコ
ーの値とは無相関であるからＴ秒前の残留エコーの値は
、ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エ
コーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄがｌｄｌ
≦δ（但しＯ≦δ）となる確率は、零でなくある正の値
をとる。従って、減算器１６の出力信号の極性と現在の
残留エコーの極性が一致する確率は零でないある正の値
をとることがわかる。

次に、減算器１６の出力及び減算器１０の出力は共にス
ィッチ２４０入力接点に供給される。さらにスイッチ２
４の出力は極性検出器１２に供給されている。ここで極
性検出器１２のサンプリング周期をＴ／Ｒ秒とする。但
しＲは補間定数であ）正整数とする。今Ｒ＝４と仮定す
ると、第３図の受信アイパターン例を参照すれば明らか
なように、サンプリング位相を適当に選択することによ
り受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する場合
が７秒内に２回存在することがわかる。受信信号が零交
差するサンプリング点では、減算器１゜の出力である差
信号の中の受信信号成分は零となるから、差信号の極性
と残留エコーの極性は無条件に一致することになる。そ
こで、極性検出器１２のサンプリング位相に応じてスイ
ッチ２４を動作させる、即ち受信信号が零交差するサン
プリング点ではスイッチ２４は減算器１ｏの出力を選択
して出力し、その他のサンプリング点ではスイッチ２４
は減算器１６の出力を選択して出力するように構成する
ことによシ、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適
応動作が保証されることになる。

以上の説明ではＲ，＝４と仮定したがＲが２以上の任意
の整数でも良すことは明らかである。また、アダプティ
ブ・ディジタルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ９、スイ
ッチ２４、極性検出器１２及び乗算器１３の動作のサン
プリング位相は、受信信号の位相に合致させる必要があ
ることは言うまでもない。なお第１図では、遅延素子１
７はＴ秒の遅延を与えるものとして説明してきたが、表
１及び表２の説明の中で述べたように、遅延量とじて！
・Ｔ秒（ｌは正整数）としても同様の効果が得られる。

次に、第１図の相関器２０の動作について説明する。極
性検出器２３の出力と極性検出器１９の出力との相関値
は相関器２０にて計算された後、乗算器２１により２α
倍（αは定数）されて乗算器１３に供給される。ここで
、極性検出器２３の出力には、減算器１０の出力である
差信号（＝鉄質エコー〕＋〔受信信号〕）の極性が、極
性検出器１９の出力にはエコーレプリカの極性がそれぞ
れ現われる。そこで、残留エコーが大きい場合には、差
信号の極性とエコーレプリカの極性とは相関をもつのに
対し、残留エコーが小さい場合には、両者は相関をもた
ないという点に注目すれば、相関器２０は残留エコーが
太き瓢場合には大きなイ直を、小さい場合には小さな値
を出力することになる。従って相関器２０の出力に対し
乗算器２１にて２α倍のスケーリングを施してステップ
・サイズとして用い、このステップ・サイズに極性検出
器１２の出力の極性を付与してアダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８に帰遣することにより、収束時間を大幅に
短縮することが可能となる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第
４図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図
では加算器１８に責換えられていることであり、その他
の部分は全く同一である。従って、第４図では、減算器
１０の出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ
秒前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、
この和の値の極性をスイッチ２４を介して極性検出器１
２で検出することになる。そこで、伝送符号の例を示し
た第２図及びその受信アイパターン例を示した第３図を
用いて、表２及び表３に対応する表を求めてみる。まず
、４３図（、）に注目し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点
の組合せをそれぞれ（１０＋ｔｏ・）　ｒ　（Ｆ　＋　
ｔＩ’　）　Ｔ　（ｉ２　＋　ｔ２・）及び（Ｆ＋Ｆ’
）と仮定する。この時、ｔ−１，、′（ｍ−ｏ。

１．２．３）のサンプル値と、１−１ａ、のサンプル値
の和をＢｏとすれば、ＢＩＴｌは表３のように与えられ
ることがわかる。同様に第３図（ｂ）に対して、表４が
得られる。

表３　パイ７工−ズ符号の場合のＢｒｎの値表４Ｍ８に
符号の場合のＢ、、の値 “０“と“１“の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ｂｏ　”　Ｏ、Ｂ＋　＝Ｏ、Ｂ２　”　Ｏ
及びＢ、＝０となる確率は、表３に示すバイフェーズ符
号の場合には、それぞれ１／２　、１／４　、１−／２
及び１となシ、表４に示すＭＳＫ符号の場合には、それ
ぞれ１　、１／２　、１／４　、１／２　　となる。従
って現在のサンプル値とＴ秒前のサンプル値との和が零
となる確率の最小値は１／４であり、このことは、任意
のサンプリング位相で成シ立つ。また、表３及び表４に
はそれぞれバイフェーズ符号及びＭ　Ｓ　Ｋ符号の場合
を示したがこれら以外の伝送路符号についても同様に考
えれば現在のサンプル値とＴ秒前のサンプル値との和が
零となる確率の最小値は零でない値をもつことは明らか
である。さらに、現在のサンプル値とＡ−Ｔ秒（ｌは正
整数）前のサンプル値との和が零となる確率の最小値も
同様に零でない値をもつことは言うまでもない。

そこで第４図の説明に戻ると、減算器１０の出力である
差信号は、受信部６に供給されると共に、加算器１８及
びＴ秒の遅延を与える遅延素子１７にも供給される。ま
た、遅延素子１７の出力は加算器１８の一方の入力とな
っている。従って、加算器１８の出力には、現在の値と
Ｔ秒前の値との和が現われることになる。表３及び表４
より、減算器１０の出力である差信号の中の受信信号成
分は、加算器１８の出力では確率ａ／４以上で受信信号
が零になることは明らかである。一方、加算器１８の出
力に含まれている残留エコー成分について考えると、現
在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの和が残留エ
コー成分として加算器１８から出力される。現在の残留
エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無相関である
から、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム雑音とみな
すことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は
正負対称であり、振幅ｄが１ｄ１＜δ（但しＯ≦δ）と
なる確率は零ではなくある正の値をとる。従って加算器
１８の出力の極性と、残留エコーの極性が一致する確率
は零でないある正の値をとることがわかる。加算器１８
の出力及び減算器１０の出力は共にスイッチ２４の入力
接点に供給される。

スイッチ２４の動作は、第１図と全く同一であるので説
明は省略する。以上述べたような回路動作によりアダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証される
ことがわかる。

なお、相関器２０の動作については、第１図と同様であ
るが、極性検出器１２に供給されている信号が、第４図
では減算器１０の出力である差信号について現在の値と
Ｔ秒前の値との和となっている点が異なっている。差信
号の残留エコー成分について考えれば、第１図と同様に
相関器２０の出力は、残留エコーの大きさに応じて変化
するから、収束時間を大幅に短縮することが可能となる
ことは明らかである。

以上、実施例に基づいて詳細に説明したが、２線伝送路
の線路損失と補償するための線路等信器は、第１図及び
第４図において、受信部６の中に含めて考えても良いし
、ローパスフィルタ５と減算器１０の間に挿入しても良
い。またＭ８に符号を採用した゛局舎“０″′と“１″
′に対するノξルス波形が異なることと、各々のモード
とｅモードを有するという、２つの理由によりアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ８の構成は、バイフェーズ符
号の場合と若干異なる。即ち、“０″及び“１“のパル
ス波形が異なることに対応させて、タップ係数を２種類
用意し個別に更新させる必要があること、また、送信部
２よりモード信号を受け、タップ係数を区別することが
必要となる。さらに、今までの説明では、遅延素子１７
の遅延量をＴ秒又はｌ−Ｔ秒（ｌは正整数）と仮定して
いたが、実用上は、Ｊ−Ｔ秒の近傍であれば十分である
ことは言うまでもない。また、補間フィルタ２２は、エ
コーレプリカが発生されるサンプリング点のみエコーが
除去できれば良いという目的の場合には不要である。

（発明の効果）以上詳細に述べたように本発明によれば、差信号（＝〔
残留エコー〕＋〔受信信号〕）について現在の値と、ｌ
−Ｔ秒（但し！は正整数、Ｔはデータレートの逆数であ
る。）前の値との差又は和を求めることにより、受信信
号成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされる
。従ってサンプリング時点が受信信号の零交差点に一致
する場合には差信号の極性を、一致しない場合にはその
差又は和の極性を検出することによシ、アダプティブ・
ディジタルフィルタの適応動作が保証される。

また、本発明によれば、ｌ−Ｔ秒の遅延を与える遅延素
子と減算器（又は加算器）とスイッチとを組合わせるこ
とにより、アダプティブ・フィルタの適応動作を保証で
きるから、複雑な制御を必要とせず簡単でかつハードウ
ェア規模の小さいエコー除去の方法を提供できる。

さらに、本発明によれば、残留エコーの大きさに応じて
ステップ・サイズを適応的に変化させることができるか
ら大幅な収束時間の短縮が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図第２図（
ａ）、（ｂ）は伝送路符号の・ξルス波形の例を示す図
、第３図（ａＭｂ）は、受信アイパターンの例を示す図
、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第５
図は従来例を示すブロック図、第６図はアダプティブ・
ディジタルフィルタの構成を示す図、第７図は係数発生
器の構成を示す図である。図において、２は送信部、３はハイブリッド・トランス
、４は２線伝送路、５はローパス・フィルタ、６は受信
部、７は出力端子、８はアダプティブ・ディジタルフィ
ルタ、９はＤ／Ａコンバータ、１０及び１６は減算器、
１１及び１８は加算器、１２．１９及び２３は極性検出
器、１３及び２１は乗算器、１４は振幅制御回路、１５
はランダム信号発生器、１７は遅延素子、２０は相関器
、２２は補間フィルタ、２４はスイッチ、１００．。１００□、・・・＋　１００Ｎ／Ｒ−１は遅延素子、参
照数字１０１ｏ、１０２．、−、ｌ０ＩＮ−１は乗算器
、１０２ｏ。１０２、、・・・、　１０２Ｒ−１は加算器、１０３及
び１０４は多接点スイッチ、２０４は乗算器、２０５は
加算器、２０６は遅延素子をそれぞれ示す。

Claims

【特許請求の範囲】

２線／４線変換回路の４線側にてアダプティブ・フィル
タにより発生されるエコーレプリカを用いて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーを除去するためのエコー除
去方法であって、該エコーと受信信号が混在した混在信
号から該エコーレプリカを差引いて差信号を得た後、該
差信号と該差信号を遅延させた遅延信号との差又は和の
信号を求め、該エコーレプリカの極性と該差信号の極性
との相関をとり、該相関信号を定数倍して得た信号に該
差信号と該差又は和の信号のいずれか一方を選択して得
た信号の極性を付与して誤差信号を生成し、該誤差信号
を該アダプティブ・フィルタに帰還させるようにしたこ
とを特徴とするエコー除去の方法。