JPS59139732A - ベ−スバンドデ−タ信号のエコ−キヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、伝送路のデータ信号により発生されたエコー
を受信路のベースバンド信号内で取り消すために伝送モ
デム内に用いられるエコーキャンセラに関するもので、
このエコーキャンセラは、受信路の信号とエコーコピー
信号との差信号を形成する差動回路と、周期Ｔのサンプ
リング時点で動作し、エラー信号の所定の作用を最小に
するように調整される係数をもった少なくとも］つのト
ランスバーサルフィルタとを有し、前記の差信号は・デ
ータを再生する識別回路に加えられ、エコーコピー信号
は、伝送路に接続されたデジタル処理装置によって、少
なくとも伝送路のデータの周期署に等しいサンプリング
周期Ｆｅで形成される。

エコーキャンセラは、その単方向伝送路と受信路とが、
モデムが外部に対して２端子を有するようにカップリン
グ回路によって組合わされたモデム内で使用される。そ
の２端子を介して２つのモデム間がリンクされると、モ
デムの受信路内に望ましくないエコー信号が発生するこ
とがあり、このエコー信号は、同じモデムの伝送路内の
信号によってつくられ、その結合回路の不完全さおよび
・リンク内の信号反射の両方または何れか一方しこ芦因
する。エコーキャンセラは、全２重伝送の場合に、ロー
カルモデムの受信路内で遠距離モデムよりの有用信号に
重畳される望ましくない（匍エコー信号を自動的に取り
消す′ことを目的を有する。

勿論、ベースバンドエコーキャンセラハ、ベースバンド
データ伝送モデム内に直接に使用される。

けれども、この代りに、これ等のエコーキャンセラを、
受信信号の復調によって受信器内に得られるベースバン
ド信号に作用させることによって、キャリヤ変調を用い
るデータ伝送モデムに使用することが可能である。

前述のタイプのエコーキャンセラに生じる幾つかの問題
を示すために、その動作モードを簡単に説明する。可調
整のデジタル処理装置が唯］つのトランスバーサルフィ
ルタで構成され、このフィルタはデータの周波数を有す
るサンプリング時点で動作し、したがってエコーキャン
セラ内のサンプリング周波数Ｆ。はこの周波数署に等し
い場合を考えれば十分である。したがって、このデジタ
ルトランスバーサルフィルタは伝送路のデータ信号を周
波数尋のサンプリング時点で処理し、その係数は、その
サンプリング時点において、受信路に現れるエコー信号
の見せかけの信号（通常これをエコーコピー信号と云う
）を確実に発生するように調整される。このデジタルエ
コーコピー信号はアナログ形に変換され、次いで差動回
路に加えられ、エコー信号を取り消した信号を形成する
ために、受信路内の信号より差引かれる。トランスバー
サルフィルタの係数の調整の基準は、エラー信号の所定
の作用（一般的には二乗平均値）を最小にすることであ
る。このエラー信号は、エコーキャンセラが作動された
時のエコー信号またはエコーキャンセラの収斂の間の残
留エコー信号（エコー信号とエコーコピー信号の差）表
わすものでなけわばならず、このエコー信号または残留
エコー信号は差動回路の出力信号内にある。

従来は、トランスバーサルフィルタの係数の調整のため
にデジタル形に変換されるべきエラー信号は、差動回路
の出力信号によって形成された。

したがって、このようなエラー信号では、受信された有
用なデータ信号が残留エコー信号に重畳され、その相対
レベルは、収斂の間ますます大きくなる。このことは、
エラー信号をデジタル形に変換するコンバータに関保し
、残留エコー信号が比較的高イ場合にエコーキャンセラ
の収斂をやめさせることがあるという問題を生じること
がある。

この問題は、エラー信号をデジタル形に変換するのを安
くするために余り正確でないアナログ−デジタル変換器
を使用しようとした場合に遭遇する。若し、エラー信号
の簡単な１つの符号検出器より成り、したがって１ビッ
トデジタル信号をつくる最も簡単な形の変換器を使用す
れば、エラー信号のサンプリング時点において有用な受
信信号が残留エラー信号の振巾よりも大きな振巾を有し
、このためこの時点ではエラー信号の符号が残留エコー
信号を表わさないことが起きることがある。

このような欠陥は、エラー信号のサンプリングが受信デ
ータと同期してローカルク四ツクにより行われるホモク
ロナスデータ伝送システムにおいて特に重大な影響をも
つ。このホモクロナスシステムにおいては、エラー信号
のサンプリングは、受信された有用な信号が高い値をも
つ時点において永久に行われ得る。この場合には、エコ
ーキャン七うの収斂は、サンプリング時点において、エ
コー信号が有用な受信信号の振巾よりも大きい振巾をも
つ時に始まるであろうが、この収斂は、前記のサンプリ
ング時点において、残留エコー信、号が有用な受信信号
の高いレベルに達した時に中止する。

この欠点を取り除くために、】ピッ）ｆ換器の簡単さを
残しながらの１つの解決法が米国特許第４．８８４．１
２８号に詳細に説明されている。この米国特許は、差動
回路の出力信号と、データ周波数と調和関係のない周波
数をもち、有用な信愛データ信号と略々同じレベルでこ
の信号と全く相関関係のない、周期的な補助信号とを組
合せるようにしたものである。係数の調整に用いられる
デジタル１ビツト信号を得るために、前記のようにして
形成、された組合せ信号を用いることによって、ホモク
リナスシステム内のエコーキャンセラの収斂を得ること
が可能である。

フランス特許願第８０２０２５１号（ＰＨ１８０−［１
７４）に記載された別の解決法で＆ま、受信された有用
信号のレベルを算定し、サンプ１ノング時点において、
差動回路の出力信号を、そのレベルに応じて正および負
の２つのしきい値と比較することによって、前記の出力
信号がこれ等２つの値の中間にある時にはエラーは零の
値を有すると見做し、また前記の出力信号が正のしきし
１値または負のしきい値よりも大きな絶対値を有する力
）どうかに応じて正かまたは負と見做すようにしている
。この解決法によれば、エラー信号を表わし、係数の調
整に用いられるデジタル信号は２ビツトで形成され、エ
コーキャンセラは残留エコー信号の極めて低減された値
迄収斂することができる。

本発明は、係数の調整に、補助信号の使用を全く必要と
せず、エラー信号の符号のみを用いて収斂を可能とする
全く別の方法で形成、されたエラー信号を用いることに
より、同じ問題を極めて簡単な別のやり方で解決したも
のである。

本発明は、エコーキャンセラが、調整可能な係数を有す
る少なくとも】つのトランスバーサルフィルタを有し、
各トランスバーサルフィルタの係数の修正に用いられる
エラー信号は、実際のサンプリング時点において、該サ
ンプリング時点での差動回路の出力信号の値と、実際の
サンプリング時点での再生データ信号の値とその前のサ
ンプリング時点での再生データ信号の値との比が前取て
乗じられた、前のサンプリング時点における差動回路の
出力信号との差信号を形成することによって決められ、
係数の修正は、前記の再生データ信号の２つの値が零と
異なるかまたは少なくとも２つの値の一方が零に等しい
かに応じて行われまたは行われないようにしたものであ
る。

本発明のエコーキャンセラを用いることによって、受信
データ信号が、トランスミッタ端における多レベルデー
タ信号１．．２レベルデ一タ信号または２レベルデータ
の擬似−８値打号化により得られた８レベルデータより
つくられた場合に、この受信データ信号に重畳されたエ
コー信号を取り消すことが可能である。

２レベルデータまたは擬似−８値打号化による８レベル
データが送られる場合には、識別回路は正および負のレ
ベルをもったデータ信号を再生することができ、各トラ
ンスバーサルフィルタに対するエラー信号は、実際のサ
ンプリング時点とその前のサンプリング時点における再
生データ信号の値が同じ符号を有するかまたは異なる符
号を有するかに応じて、フィルタの実際のサンプリング
時点とその前のサンプリング時点における差動回路の出
力信号の値の差かまたは和として形成される。

本発明の特に簡単な実施形態は次のようにすると得られ
る、即ち、各トランスバーサルフィルタの係数の調整に
、例えば前述したように２レベルデータまたは擬似−８
値データの場合に対して形成されたエラー信号ｅ（ｎ）
の符号を表わす信号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））を用いる。

本発明により形成されたエラー信号ｅ（ｎ）の使、用は
、エコー信号が、受信された有用信号より略々低いレベ
ルをもつ時に適切である。例えば長距離線の場合がそう
であるように、エコー信号が、受信された有用信号より
も高いレベルを有する危険がある場合には、各トランス
バーサルフィルタの係数の調整に対し、Ｓｇｎ（ｅ（ｎ
））によって表わされるエラー信号の符号と差動回路の
出力信号の符号とが異なる場合には零値をもち、前記の
２つの符号が同時に正または負のときには＋１または−
１に等しい値をもつ信号Ｅｆｎ）を用いるのが有利であ
る。このようにして、エフ−キャンセラの収斂の最初の
段階では、エコー信号は、差動回路の出力信号の符号に
よって形成された信号によって、受信された有用信号の
レベル迄著しく低減され、一方最終段階では、残留エコ
ー信号は、本発明により形成された信号Ｓｇｎ　（ｅ　
（ｎ　））により殆んど零の値に低減される。

以下本発明を図面の実施例を参照して説明するＯ第１図
はベースバンドデータ伝送モデ怖覧１１鵞＋　〜１＋− ムに組込んだエコーキャンセラーの構造を示す。

このモデムは、単方向伝送路上と単方向伝送路上を有し
、これ等の路は、ハイブリッド結合回路今により双方向
伝送線８に結合されている。

伝送路１は、咎の周波数でデータを発生するデータ源６
に接続さねている。このデータは２レベルでも多レベル
（Ｍｌち２以上のレベルを有する）タイプでもよい。図
の実施例では、データ源６よりのデータは線形エンコー
ダ７に加えられ、このエンコーダは、最初のデータ信号
よりも伝送に適したスペクトルを有する符号化された信
号を発生する。最初のデータ信号が２レベルの場合には
、例えば、２つのレベルを保つ符号化された信号を有す
るバイフェーズ符号化を行うことができる。

この代りに、零レベルを含む８つのレベルをもった符号
化信号を有する所謂擬似−８値打号化を行うこともでき
る。符号化されたデータ信号は、結合回路会の伝送入口
に加えられる前に、伝送増巾器８で増巾される。このよ
うに伝送路】内で処理されたデータ信号は、伝送線８を
経て図示しない遠隔のモデムに送られる。

同じようにして遠隔のモデムで送信されたデータ信号は
、第１図に示すローカルモデムで受信され、結合回路４
によってこのモデムの受信路２の入力に運ばれる。この
受信路では、受信信号は先づ受信増巾器９で増巾され、
しかる後簾別回路ＪＯに送られる。この識別回路は、受
信（ｐ号音サンプルし、図示しない受信機の他の部分で
更に処理するためのデータを発生する。若し遠隔送信機
のデータ源でつくられたデータが２レベルタイプまたは
多レベルタイプで、これ等が符号化されなければ、エコ
ーキャンセラが収斂すると、識別回路］０は同じデータ
信号を再生する。若し遠隔送信機のデータ源で発生され
た２レベルデータがバイ噂フェーズ符号化を受けると、
識別回路１０はこの２レベルを有するバイフェーズ符号
化データを再生する。若し遠隔送信機のデータ源よりの
２レベルデータが擬似−３値打号化を受けると、識別回
路１０は、最初の２レベルデータを再生する。

このように、ｐ別回路１０は常に２レベルデータ・信号
か多レベル信号を再生する。

受信信号をサンプルするため受信機特に識別回路】０内
で用いられるサンブリ〉グバルスは、クロック発生器】
】でつくられる。この発生器は、公知の装置で咎の周波
数の信号と同期され１つデータ伝送用の遠隔モデム内で
使用される咎の周波数のクロック信号Ｈを発生する。第
１図に示すホモク四ナス伝送システムでは、発生器１１
でこのように同期されてつくられたクロック信号Ｈは、
ローカルモデムのデータ源６よりデータを伝送するのに
も使われる。

ローカルモデムの伝送路上より生じるデータ信号が結合
回路４の伝送入口に加えられると、伝送路の増巾器９の
出力にエコー信号ε（１）が現れるが、このエコー信号
は、結合回路のバランスの不可ｍ的な不備と伝送線８の
インピーダンス不連続との両方または何れか一方により
信号反射を生じることによるものである。増巾器９の出
力では、この寄生エコー信号ε（１）が、遠隔モデムよ
りの有用なデータ信号５（ｔ）に重畳さね、受信器内で
のデータの正しい再生を邪魔することがある。

エコーキャンセラーは前記のエコー信号ε（１）を取り
消丁ことを目的とするもので、差動回路１２を有し、こ
の回路の（＋）入力には受信路で生じた信号εｆｔ）　
＋　５（ｔ）が加えられ、その（−）入力にはエコーコ
ピー信号’ｊｅｔ＞が加えられ、次のような差信号が形
成される。

ｒ（ｔ）　−５（ｔ）　＋　（ｇ（ｔ）−’（ｔ）、）
　　　（１１この差信号の〔ε（ｔ）　−？（ｔ）Ｊ　
（Ｄ部分ハ、エコーキャンセラーの収斂が行われると、
略々零になる。

このような結果を得るために、エコーキャンセラーは可
調整のデジタル処理装置］８を有する。

この装置は、データ源６でつくられた信号を受け、差信
号ｒ（ｔ）内のエコー信号を取り消すエコーコピー信号
をサンプリング時点に発生するように調整されねばなら
ない。第１図は、データ源６により供給されたデータの
周波数咎をもつサンプリング時点に働く単一のデジタル
トランスバーサルフィルタ】３で形陽された、′処理装
置を示す。整数ユで表わ亭れるこれ等の時点ｎＴにおい
て、このフィルタ１８はデジタルエコーコピー信号ｅ（
ｔ）を発生する。ここで、データの周波数イで動作スル
このようなトランスバーサルフィルタは、データの周波
数４の倍数であるサンプリング周波数Ｆｅで動作する処
理装置に使用される基本回路であるということに留意す
べきである。

旦の時点にトランスバーサルフィルタ１８の入力に加え
られるデータのサンプルをｄ（ｎ）で表わす。このフイ
′ルタは、各時点ユに、その入力に加えられたＮＶンプ
ルｄ（ｎ−ｉ）　（ｉは０からＮ−］迄の整数）を蓄え
、エフ−コピー信号ｅ（ｔ）のサンプルを次の式に従っ
て計算するように構成されている。

ここで０１はフィルタの係数を表わす。

このようにして計算されたデジタルエコーコピー信号は
デジタル−アナ四グ変換器】４に加えられ、この変換器
は、差動回路】２の（−）人力に加えられるアナログ信
号？（ｔ）を発生する。

トランスバーサルフィルタの係数Ｃ１は調整可能で、計
算回路】６で旦の時点にデジタル形にされ且つエコー信
号または差信号ｒ（ｔ）内に存する残留エコー信号を表
わ丁べきエラー信号ｅ（ｎ）の所定の作用を最小限にす
るように、制御回路１５で調整される。前記のエラー信
号ｅ（ｎ）の計算のやり方を以下に詳しく説明する。一
般的に、フィルタ】３の係数Ｏ１は、エラー信号ｅ（ｎ
）の二乗平均値即ちＥ　（１ｅ（ｎｌ　）　”を最小に
するように調整される。この場合、傾斜算法（ｇｒａａ
ｉｅｎｔ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　）を用いて、係数Ｃ１
は次の漸化式に従って反復して調整される。

Ｃｊ（ｎ＋１）−Ｃ１（ｎ）＋α−Ｅ　（ｄ（ｎ−ｉ）
−ｅ（ｎ））　　（８）ここでαは】より小さい係数で
ある。

実際は、平均値を計算する必要を避けるために（この演
算は演算子Ｅで示されている）、次の漸化式の方が好ま
しい。

０ｉ（ｎ＋１１　’−０１（ｎ）＋β−ｃｌ（ｎ−ｉ）
−ｅ（ｎ）　　（４）この式で、βは、１に比して小さ
な値を有し、反復（ｎ＋１）での係数Ｑｌ（ｎ＋１）を
得るために反復ｎで係数０ｉ（ｎ）に加えられる修正の
大きさを決める一定の係数である。

漸化式（８）と（４）により量Ｅ　〔１ｅ（ｎ＋Ｉ〕”
を最小にすることは、トランスバーサルフィルタのＮ係
数Ｏ１を、時点１−Ｎ−１の基準時点ｉ−０で取られた
エコー信号通路のインパルス応答のＮサンプルｇｉに収
斂することを可能にするものでなくてはならない。ｉ″
：２Ｎのような時点に対しては、サンプＡ／ｇｌは零と
する。時点旦のエコー信号のサンプルε（ｎ）は次のよ
うに表される。

式（２）と（５）とを較べれば、トランスノく一サルフ
ィルタの係数がインパルス応答のサンプルｇ４に収斂さ
れると、サンプリング時ユにおける残留エコー信号ε（
ｎ）−ｔｔｎ）が取り消され、またこわ、等の時点に差
信号ｒ（ｎ）は最早や有用な信％５（ｎ）を含まないと
いうことがわかる。

実際的な漸化式（４）は係数Ｏｊ−に対して第２図の制
御回路１５で実施される。トランスバーサルフィルタ】
８の記憶位置にあるデータ信号ｄ（ｎ　−ｉ）は、エラ
ー計算回路】６内で処理されたエラー信号ｅ（ｎ）を乗
するために乗算回路】７に加えられる。かくしてつくら
れた積は乗算回路】８に送られ、ここで一定の係数βが
乗ぜられる。

このようにしてつくられた修正項β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ
（ｎ）は、加算回路】９とメモリ２０とで形成されたア
キュムレータに加えられる。前記の加算回路は、時点旦
に計算された修正項と時点旦にメモリ２０の出力に現れ
た係数０１（ｎ）との和をつくる。時点（ｎ−ｚ）にお
いてメモリ２０の出力で得られるこの和は、トランスバ
ーサルフィルタ】８内で時点（ｎ＋１）に用いられるべ
き係数０１（ｎ＋１）を形成する。

係数０１の調整に対して式（４）よりも実施が簡単な漸
化式を用いることも公知で、この式では１、エラー信号
ｅ（ｎ）の代りに、Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））として表したそ
の符号が用いられる。この場合漸化式（４）％式％（６
） 公知のエコーキャンセラでは、トランスバーサルフィル
タ］３の係数Ｏｉの調整に用いられるエラー信号ｅ（ｎ
）は、差動回路】２により加えられタアナログ信号ｒ（
ｔ）の、デジタル形に変換されたサンプルｒ（ｎ）によ
って計算回路】６で形成される。例えば８０キロビット
／秒で伝送するベースバンド伝送モデムに対しては、デ
ジタルエラー信号ｅ（ｎ）を形成するための変換費が高
くつくことがあり、この変換の費用を低減するために、
差信号ｒ（ｔ）のサンプルｒ（ｎ）の符号をつくる１ビ
ツトコンバータだけを用いることが試みられた。したが
って、係数の修正のために、ｅ（ｎ）の代りにｒ（ｎ）
を用いた漸化式が用いられる。

けれども、この方法は次のような欠点がある。

即ち、成る場合には、残留エコー信号の高く且つ許容で
きない程の値においてエコーキャンセラの収斂をやめる
ことがある。実際には、サンプリング時点ユにおいて差
信号は式（］）に従って次のように表すことができる。

ｒ（ｎ）−５（ｎ）＋　Ｃｇ（ｎ）　−”（ｎ））時点
ｎにおいて、差信号ｒ（ｎ）の符号は、２つの信号５（
ｎ）と〔ε（ｎ）−ε（ｎ）〕の大きい方によってきま
る。

サンプリング時点ユにおいて、残留エコー信号〔ε（ｎ
）−ε（ｎ）〕が有用な受信信号５（ｎ）よりも大きけ
れば、ｒ（ｎｌの符号は残留エコー信号を表わすことに
ならず、係数の修正は必ずしも残留エコー信号の減少を
生じない。これは、例えば、短かい伝送線ではエコーキ
ャンセラが動作入った瞬間から、また長い伝送線ではエ
コーキャンセラの収斂の開始後に夫々生じることがある
。この欠点は、送信と受信クロックが同期しているホモ
クルナス伝送システムにおいて特に問題である。このよ
うなシステムでは、サンプリング時点旦は、有用な受信
信号５（ｎ）の振巾が大きい時点に永続的に生じること
があり、エコーキャンセラが動作に入った時間から、ま
たは収、斂の間に極めて急速に、有用な受信信号５（ｎ
）の大きな振巾と同じ程度の大きさの振巾を有する残留
エコー〔ε（ｎ）−ε（ｎ）〕のままで工Ｊ−キャンセ
ラの収斂がとまるという事態が生じることがある。

有用な受信信号がエコーキャン七うの収斂に影響を与え
るのを防ぐために、本発明は、従来技術において考えら
れた解決とは全く別の簡単な解決を供するものである。

本発明では、実際のサンプリング時点ｎにおいてトラン
スバーサルフィルタ１８の係数の修正に用いられるエラ
ー信号ｅ（ｎ）は、差動回路１２より出る信％ｒ（ｔ）
の時点ユにおける値ｒ（ｎ　）と時点１以前のサンプリ
ンク時点における信号ｒ（ｔ）の値との差を形成するこ
とによってエラー計算回路】６内で決められ、前記の後
者の値には、時点旦に識別回路により再生されたデータ
信号の値ａ（ｎ）と前記の以前のサンプリング時点に再
生されたデータ信号の値との比が前取って乗ぜられてい
る。

ここに考えられている以前のサンプリング時点というの
は、時点ｎＴのすぐ前のサンプリング時点（ｎ−１）Ｔ
でもよく、この場合には、本発明によるエコーキャンセ
ラ内の係数ｇｌの調整に用いられるエラー信号ｅ（ｎ）
は次の式で表わすことができる。

ａ（ｎ） ｅ（ｎ）　−ｒ（ｎ）　−ｒ（ｎ−ｚ）−ｉ６４ア（７
）この式において差動回路】２の出力信号の以前の値ｒ
（ｎ−１）に比　ａ（ｎ）　を乗する目的は、デａ（ｎ
−ｘ） 一夕信号の値とは無関係に差が確実に常に同じ意味を有
するように、以前の値を現在値ｒ（ｎ）に対して基皐化
することにある。

識別回路１０によって再生されたデータ信号が零レベル
をもたない場合には、係数の修正はエラー信号ｅ（ｎ）
で行われる。これは、例えば、零レベルのない多レベル
データ、２レベルデータまたは擬似−８値打号化データ
に対して行われる。識別回路１０によって再生されたデ
ータ信号が零レベルをもつ場合には、係数の修正は、デ
ータ信号ａ（ｎ）とａ（ｎ−１）の２つの値が零でない
時にはエラー信号で行われ、これ等の２つの値の少なく
とも一方が零に等しい時には行われない。

第８図は本発明のエコーキャンセラの一般的な場合の実
施例を示す。この第８図には、第１図と同じ機能を有す
る素子は同じ符号で示しである。

差動回路１２より供給された信号ｒ（ｔ）は、周波数り
の信号Ｈにより作動されるサンプルホールド回路５９で
サンプルされる。このサンプルされた信号は遅延回路６
０に加えられる。この遅延回路は、サンプリング周期Ｔ
に等しい時間遅れを生じるので、サンプリング時点ユに
は、差動回路１２よりの信号ｒ（ｔ）の値ｒ（ｎ）とｒ
（ｎ−１）とが夫々遅延回路６０の入力とめ力に得られ
る。識別回路】０で再生されたデータ信号は遅延回路６
１に加えられる。この遅延回路もやはり周期Ｔに等しい
時間ｉれを生じるので、時点！！には、再生されたデー
タ信号の値ａ（ｎ）とａ（ｎ−１）が夫々この回路６１
の入力と出力に得られる。−色ΩΩ−は回ａ（ｎ−ｘ） 路６２でつくられる。積算回路６８は積ｒ（ｎ−］）ａ
ｆｎ） ａ（ｎ−１＞　　をつくり、この積は差動回路６４に加
えられる。この差動回路６４の（＋）入力にはｒ＜ｎ）
が加えられ、トランスバーサルフィルタ１８の係数の制
御１路］５に式（７）に従ったエラー信号ｅ（ｎ）を供
給する。他方において、ＡＮＤゲート６５の２つの入力
は夫々遅延回路６】の入力と出力に接続されている。前
記のＡＮＤゲート６５はロジック信号Ｘを発生するがこ
の信号は、再生されたデータ信号の２つの値ａ（ｎ）と
ａ（ｎ　−］　）が零と異なる時にはエラー信号ｅ（ｎ
）によって係数の修正を可能にし、前記の２つの値ａ（
ｎ）とａ（ｎ−１）の少なくとも一方が零に等しい時に
はこの修正を許さない。、ロジック信号Ｘの働きは、例
えば、修正が許されなかった時に、加算回路１９（第２
図）に加えられる係数の修正項を取り消すことであって
もよい。

遠距離モデムによって伝送されたデータ信号が、２Ｌ／
ペルマｔ、−は２レベルデータの擬似−８値打号化によ
る８レベルをもつ場合は、識別回路】０は、サンプルさ
れた信号ｒ（ｔ）の符号の形の、正または負レベルを有
するデータを再生する。この場合式（７）のエラー信号
ｅ（ｎ）は次のように書ける０ ｅ（ｎ）　−ｒ（ｎ）　−ｒ（ｎ−１）−Ｓｇｎ　（ｒ
（ｎ））　・Ｆ３ｇｎ　（ｒ（ｎ−ｘ　））　（ｓ）こ
れより、エラー信号ｅ（ｎ）の計算を次の関係に基づく
ことが可能であるということが導き出せる。

ｅ（ｎ）−ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）　　　ＰＳ（ｎ）＞
Ｏの場合（９） ｅ（ｎ）−ｒ（ｎ）＋ｒ（ｎ−ｘ）　　　ｐｓ（ｎ）（
０の場合ここでｐｓ（ｎ）　−Ｓｇｎ　（ｒ（ｎ））　
−Ｓｇｎ　（ｒ（ｎ−１））したがって次のことが論証
できる。すなわち、トランスバーサルフィルタ］８の係
数Ｃ１が、本発明によって形成されたエコー信号ｅｆｎ
）の二乗平均値を最小にするように漸化式（８）または
（４）に従って調整される場合には、こね等の係数Ｃ４
は、後に更に詳述する条件において、エコー路のインパ
ルス応答のサンプルｇｉに収斂し、このことはエコー信
号が取り消されたことを示す。・ことを簡単にするため
に、この論証に対し、識別回路】０で再生されたデータ
は、サンプルされた信号ｒ（ｔ）の符号によって供給さ
れる２つのレベル＋１または−】を有し、エラー信号は
式（８）％式％ 時点旦および（ｎ−１）における残留エコー信号をｒｅ
（ｎ　）およびｒ６（ｎ　−１）で表すと、式（］）か
ら次の関係が導き出せる。

この場合 サンプリング時点に、信愛された有用な信号５（ｔ）は
残留エコー信号の振巾よりも大きい振巾を有するものと
する、即ち これは、例えば、エコーキャンセラが短かい伝送線に対
して動作された時点から実現される。

この条件（］】）が実現されると、次のように書くこと
ができる。

（］０）と（Ｊ２）の関係を考慮すれば、エラー信号ｅ
（ｎ）の表現（９）は次のように表すことができる。

ｅ（ｎ）　−（１ｓ（ｎｌ　−ｆｓ（ｎ−１１）　−ｓ
ｇｎ　Ｃ５（ｎ））　＋ｒ、（ｎ）−ｒ６　（ｎ−１）
　・Ｓｇｎ　（Ｓ　（ｎ））　−ｓｇｎ　（ｓ　（ｎ−
１））　　　　（１８）受信された有用な信号５（ｔ）
はサンプリング時点旦および（ｎ−１）には同じ振巾を
もつものとする、すなわち ｌ５（ｎ）　ｌ　−１ｓ（ｎ　−１）Ｉ　　　　（１４
）とする。

実際にこねは、例えば、短かい伝送線または平衡伝送線
に対して実現される。

最筏に、条件（１４）が実現されれば、式（］３）のエ
ラー信号は次のように導き出すことができる。

ｅ（ｎ）−ｒ６（ｎ）−ｒ６ｆｎ−１）−８ｇｎ（ｓ（
ｎＪ）　−８ｇｎ（ｓ（ｎ−ｘ））　（１１この式（］
５）は、条件（１］）と（１４）で表わした前述の仮定
と共に次のことを示す。すなわち、エフ−信号ｅ（ｎ）
は残留エコー信号に依存し、受信された有用な信号の振
巾には最早や依存しないで、サンプリング時点ｎと（ｎ
−１）におけるこの信号の符号にだけ依存する。

トランスバーサルフィルタの係数Ｏｉの調整のために式
（Ｊ５）のエラー信号を用いる本発明のエコーキャンセ
ラの収斂を説明する。

式（２）および（５）により、時点ｎおよび（ｎ−１）
における残留エコー信号ｒ８（ｎ）およびｒｅ（ｎ−１
）の式を導き出すのは容易である。

） 表記法を簡単にするために、ベクトル！・’ｉ＆ｔｎ）
・→ ］］ｎ）およびｆｌ（ｎ−１）の各装置が次の通りであ
るとして、ベクトル表記を用いることができる。

ｇ’−Ｃｇｏ、ｇニー−−−−ｇｎ−□〕→ ０（ｎ）−（Ｏｏ（ｎ）、０１（ｎ）、−−−−−％−
１（ｎｌ）→ Ｄ（ｎ）　−（ｄ（ｎ）、ｄ（ｎ−ｉ）、　−−−−−
ｄ（ｎ−Ｎ＋ｘ））→ Ｄ（ｎ−ｘ）−（ｄ（ｎ−ｔ）、ｄ（ｎ−ｇ）、　　−
−−−−ｄ（ｎ−Ｎ）、）→ 式（］Ｃ６を考慮すると、式（］５）のエラー信号は次
のようにベクトル表記で表わすことができる。

ｅ（ｎ）−Ｄ（ｎ）　ｆｆ−Ｔ（ｎ））　−Ｄ（ｎ−ｔ
）　ｆｆ−ｆｆ（ｎ）〕−→　　　　　　　　　　　　
　　→ Ｓｇｎ　（ｓｉｎ））　−８ｇｎ　（ｓ（ｎ−ｘ　））
　　　　　　（１７）他方において、係数の調整に用い
られる漸化式（８）は次のようにベタトル表記で表わさ
れる。

’ｌ　（１１＋　１　）　−ｍ（ｎ　）十αＥ　（Ｗ（
ｎ）−ｅ（ｎ））　　　　（Ｉｓ）ｅ（ｎ）の弐自７）
を使えば、式（１８ンの平均値ｇ（＃ｎ）・８（ｎ））
に対して次の式が得られる。

−ｒ−７’７！＜ｎ））　−Ｅび（ｎ）−４（ｎ−１）
−８ｇｎ　Ｃ８（ｎｌ、］　−８ｇｎ　（ｓ　（ｎ−ｔ
　１３このＥ（ｆ（ｎ）・ｅ（ｎ））の表記において、
第２項は零に等しい０実際に、行列ｆｌ（ｎ）・Ｄ（ｎ
−ｚ）の要素を→ 形成する局地伝送データは、統計上受信データ５（ｎ）
オヨヒ５（ｎ−］　）ト無関係ナノテ、ｓｇｎ　（ｓ（
ｎ））　・Ｓｇｎ　（ｓ　（ｎ−ｘ　）〕が掛らられて
いるこれ等すべての成分は平均値零を有する。局地的に
伝送されるデータは統計上それ自身で独立賃なので、■
を恒等行列、Ｃ８をデータの電力を表わす係数とすると
、行列Ｅ（’ｆｆ（ｎ）・Ｄ（ｎ））は■σ８で表わす
ことができる。

→ したがって、漸化式（］８）は次のように表すことがで
きる。

槙ｎ＋１ンー槙ｎ）十α（！−ビ（ｎ）〕σ２この漸化
式は正統的な形なので、旦が炸限の時には次のように表
すことができる。

宕（ｎｌ　−（］−ασ２）Ｈ＋７ ασ２〈】のように十分に小さい係数を選ぶ鴬と十分に
高い反復数旦に対しては実際上ｆｆ（ｎ＋−７が得られ
るが、これはエコーキャンセラが収斂されたことを証す
る。

条件（］】）と（］４）が満足されると、トランスバー
サルフィルタの係数の調整に対し、一般的な場合には式
（７）で形成されたエラー信号ｅ（ｎ）の代りに、また
は２レベル信号で再生されたデータの場合には式（８）
または（９）で形成。

されたエラー信号ｅ（ｎ）の代りにこのエラー信号の符
号即ちＳｇｎ（ｅ（ｎｌ）を用いることができる。

第４図は、識別回路により再生されたデータ信号が、信
号ｒ（ｔ）の符号で構成１された正または角レベルを有
する場合に対して、信号Ｓｇｎ、（ｅ（ｎ））を発生す
る計算回路１６の特別な実施例を示す。

この回路】６内では、式（９）より直接導き出される次
の関係に基づいてＳｇｎ（ｅ（ｎ））がっくらゎこコテ
ｐｓ（ｎ）　−Ｓｇｎ　（ｒ（ｎ））　−Ｓｇｎ　（ｒ
（ｎ−１））第４図には、第１図と同一機能を有する素
子には同一符号をつけである。第４図において、差動回
路】２はその（＋）入力に受信路よりの信号ε（ｔ）　
十５（ｔ）を受け、その（−）入力はアナログ形に変換
されたエコーフビー信号′ｊ（ｔ）を受ける。

回路１２より供給される差信号ｒｆｔ）は計算回路１６
で処理され、この回路内で、前記の差信号は、縦続接続
された２つのサンプルホールド回路２８と２４に更に加
えられる。第］の回路２８は周波数怖のクロック信号Ｈ
で作動され、第２の回路２４は補足的な信号「により作
動される。この縦続装置２８．２４の動作モードを第６
図を参照して詳細に説明する。５互は時点（ｎ−２）　
。

（ｎ−１）および旦においてつくられた立ち上り縁を有
するクロック信号Ｈを示す。５互は信号Ｈを示す。５０
は′回路２８の入力に加えられるアナログ差信号を示し
、時点（ｎ−２）　、　（ｎ−１）。

ｎにおいて値ｒ（ｎ−２）　ｌ　ｒ（ｎ−１）　ｌ　ｒ
（ｎ）をもつ。いま、サンプリング回［２８！＝２４は
、その制御信号Ｈおよび百が低い状態の時は導通し、こ
の信号が高い状態の時は非導通であるとする。

回路２３の出力Ｓ］における（即ち回路２４の入力ｅ２
における）信号の形は、５すに示すように、これより導
き出せる。最後に、５ｅ３に示す回路２４の出力８２の
信号は、回路２４が導通になった時に成る稈度の整定時
間を考慮して５埜より導き出せる。第５図より明らかな
ように、クロック信号Ｈの立ち上り縁、例えば時点ユに
つくられた縁の直前では、回路２８の入力ｅ１の信号の
値はｒ（ｎ）であり、回路２４の出力ｓ２の信号の値は
ｒ（ｎ−１）である。

回路】６内で、差信号ｒ（ｔ）は２つの比較器回路２５
と２６に加えられる。回路２４で得られた信号は、直接
に比較器回路２５の（−）入力に加えられ、また反転増
巾器２７を経て比較器回路２６の（−）入力に加えられ
る。

このようにして、時点且におけるクロック信号Ｈの立ち
上り縁の直前に比較器回路２５の出力には次の値を有す
るロジック信号が得られる。

Δ（ｎ）−１ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−１）＞０の場合および Δ（ｎ）−０、ｒ（ｎ）−ｒ（ｎ−］）（ｏの場合法の
値を有するロジック信号 Σ（ｎ）−］　　　ｒ（ｎ）＋ｒ（ｎ＋１）＞Ｏの場合
Σ（ｎ）　−Ｏｒ（ｎ）＋ｒ（ｎ＋　１）＜０の場合は
、同じ時点に比較器回路２６の出力に得られる。

論理値】と０が夫々符号十と−を表わす場合は、信号Δ
（ｎ）およびΣ（ｎ）は、式（］９）によってＳｇｎ（
ｅ（ｎ））の大きさを得るのに必要な大きさＳｇｎ（ｒ
（ｎ）−ｒ（ｎ−ｘｌ）およびｓｇｎ　（ｒ（ｎ）　＋
　ｒ（ｎ　−ｔ　））を表わす。

このようにして得られた信号Δ（ｎ）とΣ（ｎ）は、ク
ロック信号Ｈの立ち上り縁でサンプルされるように、フ
リップフロップ２８と２９のＤ入力に加えられる。サン
プルされた信号Δ（ｎ）とΣ（ｎ）は開閉器３０に加え
られる。この開閉器は、式（］９）によって％　ｐｓ（
ｎ）が正か負かに応じて信号Δ（ｎ）か信号Σｆｎ）の
何れかを計算回路】６の出力２】に送るように構成され
ている。前記の開閉器は、普通の通り、第４図に示すよ
うに反転入力をもつＡＮＤゲート８２、ＡＮＤゲート３
８およびＯＲゲート３４とで形成される。この開閉器は
、制御端子８９に現れてｐｓ（ｎ）を表わすロジック制
御信号によって制御される。この制御信号は次のように
して形成される。差信号ｒＨ）が比較器回路２２の（＋
）入力に加えられ、この比較器回路の（−）入力は零電
圧大地電位である。かくしてｓｇｎ　（ｒｆｔ））の大
きさを表わす比較器回路２２の出力信号は、ＥＯＲゲー
ト８６の第１入力とフリップフロップのＤ入力りとに同
時に加えられ、クロック信号Ｈの立ち上り縁でサンプル
される。フリップフロップ８７の出力はＦＯＲゲート８
６の第２人力に接続される。クロック信号Ｈの立上り縁
の時点旦において、ＦＯＲゲート８６の第１入力はＳｇ
ｎ　（ｒ（ｎ）、を受け、一方その第２人力は、前の時
点（ｎ−］で７リツプフロツブ８７に蓄えられていたＳ
ｇｎ　［ｒ（ｎ−］））を受ける。ここで、比較器回路
２２と関係フリップフロップ３７は、第１図および第３
図に符号１０で示した識別回路の役を行うことに留意ず
べきである。７リツプフロツプ８７の出力は、データ信
号ａ（ｎ）　−Ｓｇｎ（ｒ（ｎ））を再生するのに用い
ることもできる。このようにして、ｐｓ（ｎ　）　−Ｓ
ｇｎ　（ｒ（ｎ））　−Ｓｇｎ　（ｒ（ｎ−］　））が
負の時には値１をもちまたＰＳ（ｎ）が正の時には値０
をもつ信号ｃ（ｎ）が、ＦＯＲゲート３６の出力に得ら
れる。

信号０（ｎ）はアリツブフロップ３ＢのＤ入力に加えら
れ、クロック信号Ｈの立ち上り縁でサンプルされる。ア
リツブフロップ８８の出力は開閉器８０の制御信号を供
給する。図の開閉器の回路図から、ｃ（ｎ）　−］　（
即ちｐＳ（ｎ）　＜　Ｏ）かＣ（ｎ）　−０（即ちｐｓ
（ｎ）　＞　０　）かに応じて、信号Σ（ｎ）か信号Δ
（ｎ）の何れかがクロック信号Ｈの立ち１り縁の時点旦
後に出力２１に現れるということがわか１　　るであろ
う。出力２１に現れるこの信号は、トラ）　　ンスバー
サルフィルタ１３の係数の制御回路に用いられる。

以上述べたところかられかる様に、本発明により式（７
）で形成されたエラー信号ｅ（ｎ）またはこのエラー信
号の符号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））の使用は、条件（］】）と
（］４）が確認された時に、エコーキャンセラの収斂を
させるが、これは、例えば、エコーキャンセラが作動さ
れた両開からの、適当に平衡された短かい伝送線の場合
がそうである。

これに反して、前記の信号ｅ（ｎ）またはその符号Ｓｇ
ｎ（ｅ（ｎ））　ｃ７）使用は、条件（］】）と（Ｉ４
）が確認されなければ、エコーの取り消しを生じる収斂
をさせないが、これは、例えば、長距離または殆んど平
衡されてない伝送線の場合がそうである。

長距離伝送線に対しては、エコー信号ε（ｔｌは、エコ
ーキャンセラが作動されると、有用な受信信号のレベル
に比して高いレベルをもつ。前に説明したように、エラ
ー信号として差信号ｒ（ｔ）の符号即ちサンプリング時
点旦におけるＳｇｎ（ｒ（ｎ））を用いた従来のエコー
キャンセラは、長距離伝送線に対し、最初の高レベルエ
コー信号を、Ｆ用な受信信号の大きさの程度進軍げさせ
る。一方において、若し長距離伝送線が殆んど平衡され
ていなければ、受信信号５（ｔ）の大きさは、たとえホ
モクロナス伝送線であっても、サンプリング時点で変化
し、従来のエコーキャンセラでは残留エコー信号のレベ
ルの成る程度の低減にしか寄与しないｄ差信号ｒ（ｔ）
の使用によって、高レベルエコー信号を有用な受信信号
に進軍げることが可能となり、また本発明によって決め
られたエラー信号の符号の使用によって、有用な受信信
号と同レベルの残留エコー信号を略々零進軍げることが
可能となるので、本発明の】つの変形では、差信号ｒ（
ｔ）とエラー信号ｅ（ｎ）とを−緒に用い、係数の調整
のためのエラー信号として用いられる信号Ｅ（ｎ）を形
成する。

この実施例によれば、この２ビット信号Ｅ（ｎ）は８つ
の値を取ることができる。すなわち、Ｓｇｎ（ｒ（ｎ）
）とＳｇｎ（ｅ（ｎ））が＋１または−１に等しい同じ
値をもつかどうかによる値＋１または−１と、３ｇｎ（
ｒ（ｎ））とｓｇｎ　（ｅ（ｎ））　カ異ｆｘ　ル（ｆ
ｉ　ヲもった時の値０である。この信号Ｅ（ｎ）は、式
（］４）と同様な漸化式に従ってトランスバーサルフィ
ルタの係数の値を修正するのに用いられる、即ち ０１（ｎ−Ｈ）　−０１（ｎ）＋β−ｄ（ｎ−ｉ＞−Ｅ
（ｎ）Ｓｇｎ　（ｒ（ｎ））とＳｇｎＣｅｔｎ））が同
じ値ならば係数はこの共通の値に従って修正されること
がわかるであろう。これ等の量が異なる値をもつ時は係
数は修正されない。

実際に、このような信号Ｅ（ｎ）を使用するこの実施例
では、平衡または非平衡ですべての長さの伝送線に対す
るホモクロナス伝送システムの雛かしい場合にも、エコ
ーキャンセラの収斂を可能にする。事実どのような場合
でも、信号Ｅ（ｎ）を形成するのに用いられるＳｇｎ（
ｒ（ｎ））かＳｇｎ（ｅ（ｎ））の一方が連続的に、係
数を収斂方向に修正する正しい値を取り、他方は、少な
くとも時々、同じ正しい値を取る。

第６図は、信号Ｅ（ｎ）を計算する回路】６の実施例を
示す。第６図の回路Ｊ６は第４図の回路１６のすべての
素子を含み、これ等の素子の符号と配置は第４図と同じ
である。第６図の回路】６はその外に、フリップフロッ
プ８７の出力に形成された信号ｓｇｎ　（ｒ（ｎ））と
開閉器３０の出力に形成された信号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））
とを使用する論理回路４０を有する。この論理回路は、
ロジック信号ｓｇｎ（ｅ（ｎ））とＳｇｎ　（ｒ（ｎ）
）から、係数の調整のために加算および減算を行うのに
最も実際的な２の補数コード（ｔＷＯＳ　ｃｏｍｐｌｉ
ｍｅｎｔ　ｃｏｄｅ　）で表わされた信号Ｅ（ｎ）を形
成するように配されている。

次の表１に示した真理値表は、論理回路４０の機能を示
す。

表　　　　工 １１　】　０ 】　０００ ０　】　００ ０　　　　　　　　　　　０　　　　　　　　　】　　
　　　　　　　　　　】この表Ｉの初めの２つの行をま
、２つの信号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））とＳｇｎ　（ｒ（ｎ）
）の組合せに対する４つの可能な形態を示す。ロジック
信号ＩＩ　］　１１はこの２つの信号の夫々に対して（
＋）符号に相当し、ロジック信号”θ″は（−）符号に
相当する。８番目と４番目の行は、これ等の４つの形態
に関し、信号Ｅ（ｎ）の定義に従った２の補数コードの
信号Ｅ（ｎ）を形成するために得られるビットの値を示
す。

ＬＳＢの見出しをもつ８番目の行は、信号Ｅ（ｎ）の最
後の桁のビットを与え、ＭＳＢＳの見出しを勇つ４番目
の行は信％１ｒｒＨ）のその他のビットを与える。

表１の真理値表は第６図に示したような構成の回路４０
で実現されることは容易にわかるであろう。信号Ｓｇｎ
（ｒ（ｎ））とＳｇｎＬｅｆｎ））とはＦＯＲゲート４
】の２つの入力に加えられる。このゲート４】の出力は
インバータ４２に加えられ、このインバータは信号Ｅ（
ｎ）の最後の桁のビットに相当する信号ＬＳＢを発生す
る。信号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））はインバータ４８に加えら
れる。前記のインバータ４２．４８の出力信号はＡＮＤ
ゲート４４に加えられ、このＡＮＤゲートは、信号Ｅ（
ｎ）の他のビットに相当する信号ＭＳＢＳを発生する。

２つの信号ＬＳＢとＭＳＢＳは２つの７リツプフロツプ
４５と４６のＤ入力に加えられ、クロック信号Ｈの立ち
上り縁でサンプルされる。前記の７リツプフロツプ４５
と４６は夫々回路】６の出力端子４７と４８に接続され
る。２の補数コードで表さね、トランスバーサルフィル
タ１８の係数の制御回路に使用される目的の信号Ｅ（ｎ
）は、前記の２つの出力端子の組合せに現れる。

前述したところは、特に第１図の基本回路においては、
エコーキャンセラのサンプリング周波数即ちエコーコピ
ー信号が計算される割合は、伝送路のデータ信号の周波
数咎に等しいという前提に立っている。この前提では、
エコーコピー信号を計算するデジタル処理装置は、第１
図に示すように、データの周波数咎で動作するトランス
バーサルフィルタによって形成される。けれども一般的
には、伝送すべきデータ信号は符号化され（例えばバイ
フェーズコード）、最大周波数がデータの周波数咎より
も高い周波数帯域で伝送される。したがって、伝送信号
によってつくられたエコーを可能な限りの最も広い帯域
で取り消すために、エコーキャンセラは、データの周波
数辱をかなり越えたサンプリング周波数でエコーコピー
信号を加えることが必要である。

例えば伝送データの周波数の４倍のサンプリング周波数
で動作するエコーキャンセラは、それ自体は公知の構造
を有するものであるが、第７図に示すように表わされる
。このエコーキャンセラに・おいて、データ源６により
発生したデータ信号ｄ（ｒｌ’）　ハ、デジタル処理装
ｆｔ１ｓｏ内でトランスバーサルフィルタ５］−０，５
］−１，５１−２゜’５．１−８に加えられる。これ等
のフィルタ内で、信号ｄ（ｎ）は、同じ周波数署をもつ
がエコーキャンセラのサンプリング期間Ｔ６に亘って互
にシフトされた、クロック信号発生器５２でつくられた
クロック信号ＨＯＩＨｌ　、ＨＢ　、　ＨＢによってサ
ンプルされる。クロック信号Ｈ６がらＨ８によりつくら
れるサンプリング時点を次の表Ｈに示す。

表　　　… クロック　　　　サンプリング時点 Ｈｅ　　　　　　　　　４ｎＴ。

Ｈｌ（４ｎ−１）Ｔｅ Ｈ２（４ｎ−２）Ｔｅ Ｈａ　　　　　　　　（４ｎ−８）Ｔｅ各トランスバー
サルフィルタ５１−０から５１−８において、エコーコ
ピー信号？。（ｎ）から２８（ｎ）のサンプルが、制御
回路５３−ｏがら５８−３内で調整された係数を用いて
４の割合で計算される。周期Ｔｅに亘って互にシフトさ
れた信号９０ｔｎ　＞〜ｔ８ｒｎ＞のサンプルは多重化
され、デジタル−アナログ変換Ｎ５４の入力に加えられ
る。この変換器は、クロック信号発生器５２で供給され
るサンプリング周波数Ｆｅで１作する。アナログエコー
信号ε（１）は、第１図のエコーキャンセラにおけるよ
うに、差動回路１２に加えられる。この差動回に５は差
信号ｒ（ｔ）を発生するが、この信号の中では、エコー
キャンセラの収＃後はエコー信号ε（１）は取り消され
ている。トランスバーサルフィルタ５１−０がら５】−
３の係数を調整する目的で、差信号ｒ（ｔ）は計算回路
５５に加えられる。

この回路は、係数制御回路５８−ｏ〜５８−８で用いら
れるエラー信号ｅ。（ｎ）〜ｅ、（ｎ）をつくる目的の
ものである。

本発明は、エラー信号ｅ。（旧〜ｅ８（ｎ）を計算する
ために、このエフ−キャンセラの公知の構造に適用され
る。これ等のエコー信号は、実ｍ　（Ｄ　’＃　ンプリ
ング時点として表■に示した時点を用いまた前のサンプ
リング時点としてデータの周期Ｔだけ第１のサンプリン
グ時点から離された時点を用いることによって、式（７
）、（８）および（９）に従って計算されることができ
る。例えば２レベルデ一タ信号の場合には、式（８）を
用いるとエラー信号８０　（ｎ　）〜ｅ、　（ｎ　）に
対して次の表記が成立つＯ 前記の式（２０）に従って形成されたエラー信号ｅｏ（
ｎ　）〜ｅ８（ｎ）を用いる一方、式（４）の形の漸化
式に従って係数が調整される４つのトランスバーサルフ
ィルタ５１−０〜５】−３で形成された第７図のエコー
キャンセラは、あたかも各々が第１図示の機能と同じ機
能を有しまた他のエコーサブキャンセラの動作モードと
は無関係な４エコーサブキヤンセラから形成されたがの
ように作用する。これ等の４エコーサブキヤン七うの収
斂は、第】図に示したエコーキャンセラと同じ条件の下
で得られる。これ等のエコーサブキャンセラ内では、り
υツク信号ＨＱ　、　Ｈｌ　、　Ｈ２，Ｈ，により決め
られた時点に夫々形成された信号ｓｇｎ（ｅｏ（ｎ）Ｊ
　ＩＳｇｎ（ｅｌ（ｎ））　Ｉ　Ｓｇｎ（ｅｇ（ｎ））
およびＳｇｎ　（８８（ｎ）Ｊは、フィルタ５１−０．
５１−１．５１−２゜５１−８の係数の調整に用いられ
る。ず−れ等の信号は夫々第４図に示した回路に従って
形成できる。

この代りに、フィルタ５１−θ〜５】−３の係数を調整
するのに、信号ＳｇｎＣｅｏ（ｎ）〕〜Ｓｇｎ〔ｅ８（
ｎ）〕と、〕クロック信号Ｈ６−Ｈで決められた時点に
信号Ｓｇｎｒ（ｔ）により得られた信号Ｓｇｎ（ｒｏ（
ｎ））　〜３ｇｎ　（ｒｓ　（ｎ））とから形成された
信号Ｅ。（ｎ）　〜Ｅ８　（ｎ）を使用する本発明の別
の実施例を用いることも可能である。前記の信号Ｅ。ｉ
ｎ）〜Ｅ８（１１）は夫々第６図の回路に従って形成す
ることができる。

ここで次のことに留意すべきである、すなわち、第７図
の４エコーサブキヤンセラの全く独立した動作は、フィ
ルタ係数の調整に用いられ且つ式（２０）に従って形成
された各エラー信号８ｏ（ｎ）〜ｅ、（ｎ）内に、デー
タの周期Ｔだけ離された時点に取り出され且つデータが
独立であるのと同様に独立である差信号の２つの値が用
いられる、ということの結果である。若し差信号の２つ
の値が周期Ｔの分成分だけ離されるならば、これ等は必
ずしも独立すなわち無関係とはならず、４エコーサブキ
ヤンセラは最早や独立ではなくなる。けれども、バイフ
ェーズコードのような成る種のコードに対しては、４エ
コーサブキヤンセラにより形成されたアセンプリは、例
えば）だけ離された時点で取られた差信号ｒ（ｔ）の２
つの値を使用することにより実際上収斂できるというこ
七がわかった。

手続補正書（方式） 昭和５９年３　月　８日 １、事件の表示 昭和５８年　特許　願第１８９８０５　号２発明の名称 ベースバンドデータ信号のエコーキャンセラ３、補正を
する者 事件との関係　特許出願人 名　称　　テレコミユニカシオン・ラジオエレクトリッ
ク・工・テレホニク・テ・アール・テ ５、補正命令の日付 昭和６９年２月２８日 ａ　補正ｆ）対象　　明細書の「図面の簡単な説明」の
欄７、補正の内容　（別紙の通り） １、明細書第５５頁第１５行以下に下記を挿入する。

［４、図面の簡単な説明“ 第１図はデータ伝送モデム内に含まれたトランスバーサ
ルフィルタを有するエコーキャンセラを示すブロック図
、 第２図はエコーキャンセラのトランスバーサルフィルタ
の係数を調整する制御回路のブロック図、 第３図は本発明のエコーキャンセラの基本回路図、 第４図は信号Ｓｇｎ（ｅ　　（ｎ　）　）の計算回路の
一実施例を示す回路図、 第５ａ図より第５ｅ図は第４図の回路を説明するための
信号波形図、 第６図は信号Ｅ　（ｎ　）の計棹回路の一実施例を示す
回路図、 第７図は複数のトランスバーサルフィルタで形成された
エコーキャンセラの構成を示すブロック図である。

４・・・ハイブリッド結合回路 ６・・・データ源　　　　７・・・線形エンコーダ９・
・・受信増幅器　　　１０・・・識別回路１２・・・差
動回路 １３・・・トランスバーサルフィルタ １４・・・デジタル−アナログ変換器 １５・・・制御回路　　　　１６・・・エラー計算回路
２２、２５．２６・・・比較器回路 ２３、２４．５９・・・サンプルホールド回路３０・・
・スイッチ　　　　４０・・・論理回路５０・・・デジ
タル処理装置 ５２・・・クロック信号発生器 ５４・・・デジタル−アナログ変換器 ５５・・・計算回路　　　　１３０．６１・・・遅延回
路６３・・・積算回路。」

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｔ　受信路の信号とエコーコピー信号との差信号を形成
   する差動回路と、周期Ｔのサンプリング時点で動作し、
   エラー信号の所定の作用を最小にするように調整される
   係数をもった少なくとも１つのトランスバーサルフィル
   タとを有し、前記の差信号は、データを再生する識別回
   路に加えられ、エコーコピー信号は。 伝送路に接続されたデジタル処理装置を用いることによ
   って、少なくとも伝送路のデータの周期辱に等しいサン
   プリング周期Ｆ８で形成されるようにした、伝送路のデ
   ータ信号により発生されたエコーを受信路のベースバン
   ド信号内で取り消すためにデータ伝送モデム内に用いら
   れるエフ−キャンセラにおいて、各トランスバーサルフ
   ィルタの係数の修正に用いられる前記のエラー信号は、
   実際のす〉プリング時点において、該サンプリング時点
   での前記差動回路の出力信号の６値と実際のサンプリン
   グ時点での再生データ信号の値とその前のサンプリング
   時点での再生データ信号の値との比が前取て乗じられた
   、前のサンプリング時点におる差動回路の出力信号との
   差信号を形成することによって決められ、係数の修正は
   、前記の再生データ信号の２つの値が零と異なるかまた
   は少なくとも２つの値の一方が零に等しいかに応じて行
   われまたは行われないようにしたことを特徴とする＾２
   −スパントデータ信号のエコーキャンセラ。 乞　各トランスバーサルフィルタの実際のサンプリング
   時点と前のサンプリング時点とは、データの周期Ｔだけ
   またはこの周期の分数分だけ互に離された特許請求の範
   囲第１項記載のエコーキャンセラ。 ＆各トランスバーサルフィルタの係数力、このフィルタ
   に対応するエラー信号の二乗平均値を最小にするように
   ｍ整される特許請求の範囲第１項または第２項記載のエ
   コーキャンセラ。 ４　０４（ｎ）および０１（ｎ＋１）を時点旦およびｎ
   ＋１における係数０１の値、βを１より小さい係数、ｄ
   （ｎ−ｉ）をトランスバーサルフィルタに蓄えられ、係
   数Ｏ１に対応するデータ、ｅ（ｎ）をエラー信号とした
   場合に、エコーキャンセラが、漸化式 ％式％（） に従ってトランスバーサルフィルタの各係数を調整する
   ように配設された各トランスバーサルフィルタの係数の
   制御回路を有する特許請求の範囲第８項記載のエコーキ
   ャンセラ。 五　トランスミッタ嬬における２レベルベ一スバンドデ
   ータ信号からかまたは２レベルデータの擬似−３値符号
   化によりつくられた８レベルベースバンドデータから生
   じた受信データ信号の補正に適し、データ信号を再生す
   る識別回路が正および負のレベルを有するものニオイて
   、エフ−キャンセラが、各トランスバーサルフィルタに
   対して、エラー信号６（ｎ）を、実際のサンプリング時
   点および前のサンプリング時点における再生データ信号
   の値が同じ符号か異なる符号かに応じてフィルタの実際
   のサンプリング時点および前のサンプ１」ング時点にお
   ける差動回路の出力信号の値の差または和として形成す
   る計算回路を有する特許請求の範囲第４項記載のエコー
   キャンセラ。 ＆Ｓｇｎ　（ｅ　（ｎ　））をエラー信号ｅ（ｎ）　ｃ
   ７）符号ヲ表わす信号とした場合に、エコーキャンセラ
   が、フィルタの各係数を漸化式 ％式％（）） に従って反復して調整するように配設された、各トラン
   スバーサルフィルタの係数の制御回路を有する特許請求
   の範囲第３項記馳、のエコーキャンセラ。 ｔ、　　Ｅ（ｎ）を、Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ））’テ表わし
   たｘ５−信号の符号と差動回路の出力信号の符号とが異
   なる時には値０をもちまた前記の２つの符号が同時に正
   また負の時には値＋１か−０をもつ信号とした場合に、
   エコーキャンセラが、漸化式 ％式％（） に従ってフィルタの各係数を調整するように配設された
   、各トランスバーサルフィルタの係数の制御回路を有す
   る特許請求の範囲第３項記載のエコーキャンセラ。 ８、トランスミッタ端における２レベルベ一スバンドデ
   ータ信号からかまたは２レベルデータの擬似−８値符号
   化によりつくられた８レベルベ一スバンドデータ信号か
   ら生じた受信データ信号の補正に適し、データ信号を再
   生する識別回路が正および倉のレベルを有するものにお
   いて、エコーキャンセラが、各トランスバーサルフィル
   タに対して、信号Ｓｇｎ（８（ｎ＞３を、実際のサンプ
   リングｔｔｓ点ト前のサンプリング時点における再生デ
   ータ信号か同じ符号をもつか異なる符号をもつかに応じ
   てフィルタの実際のサンプリング時点および前のサンプ
   リング時点における差動回路の出力信号値の差かまたは
   和として形成する計算回路を有する特許請求の範囲第６
   項または第７項記載のエコーキャンセラ。 ９、各トランスバーサルフィルタ内で使用される信号Ｓ
   ｇｎＣｅ（ｎ））を形成するために、計算回路は、フィ
   ルタのサンプリング周波数をもつ２つの相補的なり四ツ
   ク信号で作動される２つのサンプルホールド回路の縦続
   装置を有し、差動回路の出力信号は、この縦続装置の入
   力と２つの比較回路の一方の入力に加えられ、前記の縦
   続装置の出力信号は、前記の比較器回路の一方の他方の
   入力と、反転増巾器を経て他方の比較器回路の他方の入
   力とに接続され、これ等２つの比較器回路は、フィルタ
   の実際のサンプリング時点と前のサンプ−リング時点に
   おける差動回路の出力信号の値の差または和の符号を表
   わす信号Δ（ｎ）およびΣ’（ｎ）１を特徴とする特許
   請求の範囲第８項記載のエコーキャンセラ。 １０、各）ランスバーサルフィルタ内で使用される信号
   Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ））を形成するために、計算回路は、
   差動回路の出力信号の符号を形成する第８の比較器回路
   と、一方の入力がこの第８の比較器回路の出力信号を受
   けまた他方の入力は、フィルタのサンプリング周波数で
   前記の第３の比較器回路の出力信号をサンプリングする
   双安定トリガ回路の出力信号を受けるＦＯＲゲートとを
   有し、このＦＯＲゲートは、フィルタの実際のサンプリ
   ング時点と前のサンプリング時点における再生データの
   符号の釉を表わす信号ｅ（ｎ）を供給する特許請求の範
   囲第８項または第９項記載のエフ−キャンセラ。 １１　　信号Δ（ｎ）、Σ（ｎ’）　、　ｃ（ｎ）は、
   フィルタのサンプリング周波数でサンプルサレルタメニ
   双安定トリガ回路に加えられ゛、信号Δ（ｎ）とΣ（ｎ
   ）のサンプルは、この信号Δ（ｎ）またはΣ（ｎ）のサ
   ンプルによって信号ＳｇｎＣｅ（ｎ））　ｔｒ：形成す
   るために、信号ｃ（ｎ）のサンプルによって制御される
   開閉器に加えられる特許請求の範囲第９項または第１０
   項記載のエコーキャンセラ。 １１各）ランスバーザルフィルタに対し、フィルタの係
   数を特許請求の範囲７に従って調整するのに用いられる
   信号Ｅ（ｎ）を形成する計・算回路を有するものにおい
   て、この計算回路は、開閉器から供給された信号Ｓｇｎ
   （ｅ（ｎ））および第３の比較回路の出力信号より、こ
   れ等２つの信号の符号が異なる時には値０をまたこれ等
   ２つの信号の符号が同時に正または負の時には値＋１ま
   たは一］を有する信号Ｅ（ｎ）を形成するように配設さ
   れた論理回路を有する特許請求の範囲第１］項記載のエ
   コーキャンセラ。