JPS63274226A - エコーキヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は２ｆｍ式線路を介する全２重データ通信に関し
、さらに詳しくいえば、２ｍ式線路及び４線式線路部分
の間の接続に起因する流出データ信号のエコーをキャン
セルするエコーキャンセラに関する。

Ｂ、従来技術及びその問題点 モデムは、電話網によるデータ端末装置間接続の際に用
いられるものである。データ信号は２線式線路を介して
送信モデムから受信モデムに伝送される。長距離伝送の
場合は増幅器（中断器）が必要である。増幅器は一方向
でしか動作しないので、データの方向は２線式線路から
４線式線路に分けられる。２線式線路と４線式線路との
間の接続は、いわゆる混成回路によって行われる。同様
に、送信回路及び受信回路を有するモデムの出力端を２
線式線路に接続する際にも混成回路が必要である。

混成回路は３人力を有する２つの差動変圧器から成る終
端装置である。これらの入力は、４線式線路の各２線式
回線のためのものと、２線式線路のためのものとがある
。これらの変圧器は周波数帯域幅全体にわたるインピー
ダンスマツチングを実現するわけにはいかないので、一
部のデータ信号エネルギは他方向を越えて２線式線路を
介して送り手に戻ってくる。いわゆるエコーである。

モデムは２種類のエコーを受信する。すなわち、近距離
エコーと遠距離エコーである。近距離エコーはモデムの
混成回路を直接的に通ってそのモデムの受信回路に漏れ
る伝送データ信号に起因するものであり、一方、遠距離
エコーは４線式線路を通って遠端の混成回路で反射する
伝送データ信号に起因するものである。

したがって、このタイプのモデムには流出信号の流入信
号エコーをキャンセルするエコーキャンセラが設けられ
る。近距離エコーと遠距離はその性質が異なるので、そ
のエコーキャンセラの構成も自ずと異なる。なお、実際
のエコーについての推定値を供給するよう、これらの両
方のエコーキャンセラの出力が設けられる。この推定値
は流入信号から差し引かれて、理論的には流入信号につ
いてエコーはなくなる。この推定値とエコーの実際の値
との誤差信号は、一般に１エコーギヤンセラの係数を調
整するのに用いられる。

実際には、従来のエコーキャンセラは幾つかの欠点を有
する。

現行のモデムにおけるデータ信号処理は、そのモデムに
組込まれたプロセッサの制御の下で、ディジタル的に遂
行される。したがって、エコーキャンセリングの全ての
動作はディジタル的に実行され、その結果、推定エコー
値もディジタル形式となる。そこで、この推定エコー値
は、流入信号から減算される前に、ＤＡコンバータによ
ってアナログ形式に変換される。減算の結果は、エコー
キャンセラの調整用の制御信号として使用できるよう、
今度はＡＤコンバータによってディジタル形式に変換さ
れる。流入信号のエネルギーレベルは広範囲にわたる場
合があるので、そのＡＤコンバータの入力にプログラム
可能なゲイン増幅器（ＰＧＡ）を設けることが必要とな
る。ＰＧＡＯ値は、ＡＤコンバータの出力信号のエネル
ギを測定することによって、伝送開始の際にセットされ
る。

ところが、たとえばノイズバーストがあるために、この
エネルギー測定が不正確となって（特に高速立上げが必
要な場合はそうである）、その結果、ＰＧＡの調整不良
を招来することがある。したがって、ＡＤコ／バータに
おいて低エネルギーレベルの信号が観測された場合、こ
れがエコーキャンセルが良好に行われた結果なのか、Ｐ
ＧＡの調整が不良であったことによるものなのかの区別
がつかない。

さらに他の欠点は、推定エコー値をアナログ形式に変換
するＤＡコンバータがｓ　＋　ｎ　Ｘ／Ｘのタイプの歪
を招来してしまうことである。したがってエコーキャン
セラの係数調整のための制御信号は真の信号をフィルタ
した形のものであシ、エコーキャンセルは不完全なもの
となる。特にサンプリング周波数が低い場合はそうであ
る。

そこで、本発明は上記のような問題を解決することを目
的としている。

Ｃ２問題点を解決するための手段 この目的を達成するため、アナログ形式の流出信号の伝
送とアナログ形式の流入信号の受信を同時に行うことの
できる伝送媒体の２線式線路部分に接続されたデータ伝
送システムにおいて、上記アナログ形式の流入信号が遠
隔システムからの受信信号と上記アナログ形式の流出信
号に応答して上記伝送媒体によって発生されたエコー信
号とから成るような全２重モードで動作する場合に、推
定エコー信号を生成しこれを上記流入信号から差引くた
めの本発明のエコーキャンセラは、（ａ）　　ディジタ
ル形式の推定エコー信号を生成するエコー信号生成手段
と、（ｂ）上記ディジタル形式の推定エコー信号をアナ
ログ形式に変換するコンバータと、上記アナログ形式の
流入信号から該アナログ形式の推定エコー信号を差引い
てエコーの除去されたアナログ形式の流入信号を生成す
る減算器と、を含む第１の経路と、（Ｃ）上記アナログ
形式の流入信号をディジタル形式に変換するコンバータ
と、該ディジタル形式の流入信号から上記ディジタル形
式の推定エコー信号を差引いて上記エコー信号生成手段
のための制御信号として使用されるディジタル形式の信
号を生成する減算器と、を含む第２の経路と、を有する
ことを特徴とする。

以下、本発明の作用を実施例と共に説明する。

Ｄ、実施例 第２図は２線式線路を介する伝送で使用される従来のエ
コーキャンセリングシステムの構成を示す図である。複
素形式すなわち同相成分と直角成分であられされるデー
タ信号が、２ａ式線路１８（送信フィルタ１０を介する
）と、ＤＡコンバータ１２と、ローパスフィルタ１４と
、混成回路（Ｈ）１６に供給される。送信フィルタ１０
の出力は実際の信号であ９１本の線で示され、一方、そ
の入力への複素信号は幅の広い線で示される。この表示
方法は第２図及び他の図も同様である。

エコーは１６の如き混成回路におけるインピーダンスの
不整合に起因するので、線１８を介して受信される流入
信号は異なる３つの信号から成る。

すなわち、遠隔モデムから送信される遠距離信号と、混
成回路１６を直接通る流出信号の漏れに起因する近距離
エコーと、遠隔の混成回路における送信信号の反射に起
因する遠距離エコーである。

近距離エコーと遠距離エコーはその性質が異なるので、
エコーキャンセラを２つに分けると都合がよい。すなわ
ち、近距離エコーキャンセラ２０と遠距離エコーキャン
セラ２２である。これらのエコーキャンセラは一般に適
応型係数を有するディジタルトランスバーサルフィルタ
（往復遅延と等価なバルク遅延２４で分けられる）で実
現される。なお、近距離エコーキャンセラ及び遠距離エ
コーキャンセラは複素形式の入力信号を受は取って実際
の信号を出力する。

これらの両エコーキャンセラの出力は加算器２６で加算
される。この加算器２６の出力はＤＡコンバータ２８に
よってアナログ信号に変換される。

実際のエコー（近距離及び遠距離）についての推定値で
あるこのアナログ信号は、減算器３０において、混成回
路１６を介して線１８より受信される流入信号から差引
かれる。線３２を介する減算器３０の出力は理論的には
エコーのない、流入信号であシ、シたがって遠隔モデム
から送信されてきたデータを復元するために復調されデ
コードされる。現実的には、実際のエコーの値とその推
定値との間に常に誤差が存在する。この誤差信号は、Ａ
Ｄコンバータ３４における変換の後、近距離エコーキャ
ンセラ２２の係数を適応させるための制御信号として使
用される。

第２図に示したエコーキャンセリングには幾つかの欠点
がある。遠隔モデムからのアナログ流入信号のエネルギ
ーレベルは一般に一６ｄＢｍ　　から４３ｄＢｍの範囲
にあり、近距離エコー信号のエネルギーレベルも同じ範
囲にあるが（ただしこれは独立性を有する）、遠距離エ
コー信号のエネルギーレベルは上記流入信号よシも少な
くとも１０ｄＢｍ低い。３４の如きＡＤコンバータはエ
ネルギーレベル全体にわたって満足する精度を有するわ
けではない。たとえばＡＤコンバータが最大−６ｄＢｍ
のレベルの信号の受信に適合するものであるとするとｓ
　　４３ｄＢｍの入力信号で有効ビットはわずか５ピツ
トしか与えられない。これは、全く十分でない。したが
って、流入信号がどんなエネルギーレベルであってもＡ
Ｄコンバー＋　夕のダィナミックレンジを十分に活用で
きるよう、このＡＤコンバータの前にＰＣＡ　（プログ
ラム可能なゲイン増幅器）を設けることが必要となる。

そのよらなＰＧＡはまたＤＡコンバータ２８の後に、選
択可能なゲインアツチネータを必要とする。

コンバータ３４の前に設けられたＰＧＡはエコーの実際
の値とその推定値との間の誤差を、モデムがトレーニン
グモードにあるときの入力として受けとることになる。

ＰＧＡＯ値は、ＡＤコンバータの出力信号のエネルギー
を測定することによって、伝送開始の際にセットされる
。しかしながら、たとえばノイズバーストのために、こ
のエネルギー測定が不正確となって（特に高速の立上り
が要求される場合）ＰＧＡの調整が不良となる場合があ
る。したがって、ＡＤコンバータにおいて低エネルギー
レベルの信号が観測された場合、これがエコーキャンセ
ルが良好に行われた結果なのか、ＰＧＡの調整が不良で
あったことによるものなのかの区別がつかない。

以上に示した欠点は第１図に示す実施例によって克服さ
れる。この例においては、エコーキャンセラの係数を適
応化するのに使用される回線経路は、モデムの受信部に
よって処理される流入信号を受信するための回線経路か
ら分離されている。

混成回路からの流入信号はＰＧＡ４０の入力として直接
使用される。ＰＧＡ４０の出力はＡＤコンバータ４２に
よってディジタル形式に変換される。したがってコンバ
ータ４２の入力におけるエネルギーレベルはエコーキャ
ンセラによって提供されるキャンセレーションレートと
は無関係である。これにより、ＰＧＡ４０のセットに必
要な情報を永°続的に提供することができる。一般に、
ＰＧＡ４０は近距離エコーレベルに応じて初期トレーニ
ングの際に一回セットされる。しかし、全２重式伝送で
飽和を回避する場合には、他のセツティングが必要にな
ることもある。

近距離エコーキャンセラ２０からの推定値と遠距離エコ
ーキャンセラ２２からの推定値とを加算することによっ
て得られる加算器２６からのディジタルの推定値は、減
算器４４においてコンバータ４２によって供給されるデ
ィジタル流入信号から差引かれる。その結果は、これら
のキャンセラ２０及び２２の係数を適応化するための制
御信号として用いられる。

第１図の実施例で従来技術の他の欠点が克服される。そ
れは、２８の如きＤＡコンバータが生成されたエコー信
号に関してＳ　ｉ　ｎ　ｘ、、’ｘのタイプの周波数歪
を招来するという欠点である。そのような歪はＡＤコン
バータ３４では補正されないので、係数調整のための制
御信号は真の信号をフィルタした形のものであシ、エコ
ーキャンセルは不完全なものとなる。特にサンプリング
周波数が低い場合はそうである。第１図で示すように、
推定されたエコー信号（加算器２６の出力）はディジタ
ルフィルタ４６でフィルタされる。このフィルタの伝達
関数はｘ／５ｉｎＸのタイプである。フィルタ４６から
供給されるフィルタされた信号ＤＡコンバータ１８へ送
られる。ＰＧＡ４０のゲイン増幅器となるゲインを有す
る選択可能なゲインアッチネータ（ＳＧＡ）５０は、Ｐ
ＧＡ４０の効果を補償するよう、コンバータ４８の出力
のところに設けられる。５ＧＡ５０で減衰された信号は
減算器５２によって、混成回路からの流入信号から差し
引かれ、その結果であるエコーのない信号が復調のため
モデムの受信部に送られる。こうして、ＤＡコンバータ
で招来される５ｔｎＸ／Ｘの形状が、エコーキャンセラ
の調整ループとは独立した回線経路において補償される
。これで、上記欠点が克服される。実際には、フィルタ
４６がこの回線経路において遅延τを招来するので、こ
れは遅延回路５４によって、エコーキャンセラの調整に
用いられる回線経路において補償しなければならない。

遅延τは２Ｔ（ただし、Ｔはボ一時間である）と測定さ
れた。

４線式搬送システムにおける周波数変動に起因する周波
数シフトによって遠距離エコーが影響を受ける場合があ
るので、位相の揺れを追跡することが必要である。位相
揺れ補正回路５６はｅｘｐ（ｊφ）の形の補正信号を供
給する。これは、乗算器５８において、推定遠距離エコ
ー信号の乗算定数として使用されるものである。

第１図に示したＡＤコンバータ及びＤＡコンバータはそ
のモデムの送信クロックと同期して作動する。このクロ
ックは、サンプリング定理の制約を満足し、かつ変調レ
ートの整数倍である周波数でパルスを供給する。仮９に
変調レートが２４００ボーとすれば、サンプリング周波
数として可能性のある値は、７２００Ｈｚ、９６ＤＯＨ
ｚ等である。以下の説明では９６００　Ｈｚが選択され
ている。

近距離エコーキャンセラ２０又は遠距離エコーキャンセ
ラ２２はボ一時間当り１つのコンステレ−ジョンポイン
トに対応する複素信号を受信して（すなわち、本実施例
では１／２４００秒ごとに１つである）、ボ一時間描り
実際の信号についての４つのサンプルを供給する（すな
わち、１／９６００秒ごとに１つである）。

広く使用されているタイプのエコーキャンセラは通過帯
域データ駆動フィルタと呼ばれている。

そのようなフィルタは、係数が適応型であるという点を
除けば、モデムの送信部フィルタと全く同じようにふる
まう。所与の時間長において、使用すべきフィルタの係
数の数は、信号周波数に対するサンプリング周波数の比
に比例する。仮りに全エコー期間が４５ミリ秒（１０８
ポ一時間）とすれば、９６００Ｈｚのサンプリング周波
数で必要な適応型係数の数は１０８ｘ４＝４３２である
。

これらの係数が各ボ一時間ごとに適応化しなければなら
ないという要件はモデムのプロセッサで管理するのは容
易ではない。

その精度を落とすことなくエコーキャンセラの係数の数
を減少させるシステムが第３図に示されている。そのよ
うなシステムは補間回路を組み合わせた適応型トラスバ
ーサルフィルタを含む。データシンボルの座標系で構成
される複素信号ばＩ／Ｔのレートで適応型フィルタ６０
に入力される。

フィルタ６０は２つの出力６２及び６４を有する。

これらの出力からのサンプルはインターリ−ピングブロ
ック６６によってインターンーグされる。

このインターンーグは、出力６２からのサンプルが時間
ｎＴで取得され、出力６４からのサンプルが時間ｎＴ＋
’ｒ／２で取得されるようにして行われる。これらのサ
ンプルは次に補間回路６８への入力として用いられる（
そのレートは２／Ｔである）。

補間回路６８は２つの補間サンプルを時間ｎＴ＋Ｔ／４
及びｎ　Ｔ　＋　３　Ｔ／４で出カフ０に出し、一方、
出カフ２は時間ｎＴ及びｎＴ＋Ｔ／２でサンプルを供給
する。

このシステムは、各ボ一時間で計算すべき係数の数が２
で除算され、補間回路の係数が一回計算される限りにお
いて、計算時間を大幅に節約する。

これについては後で説明する。

エコーキャンセラの係数の調整は一般にデータ伝送開始
の際（すなわち、ローカルモデムからトレーニングシー
ケンスが遠隔モデムニ送うれ、一方、遠隔モデムが情報
を何ら送信しないとき）に実行される。この係数は、こ
れらの２つのモデム間で行われるデータ交換の間、凍結
される。

このエコーキャンセラに使用できる適応型トランスバー
サルフィルタを第４図に示した。複素データシンボルａ
ｎはＩ／Ｔのレートで、遅延セルＴで構成される遅延線
８０の入力に到着する。このフィルタには２つの部分が
存在する。すなわち、”偶”フィルタと１奇”フィルタ
である。”偶゛′フィルタは複素係数ｃ１、Ｃ２、・・
・、ｃｋに対応するタップを有し、“奇”フィルタは複
素係数ｄ　Ｌ　ｄ２、・・・、ｄｋに対応するタップを
有する。

”偶”タップの出力は加算器８２によって合計され、時
間ｎＴで以下の式に示す出力信号Ｓ（ｎ、０）が供給さ
れる。

０奇”タップの出力は加算器８４によって合計され出力
６４に、以下に示す出力信号Ｓ（ｎ、２）が時間ｎ　Ｔ
　＋　’ｒ／　２で供給される。

Ｓ（ｎ、２）＝Σａｎ−ｊ＊ｄｊ 次に第５図を参照して補間回路６８を説明する。

補間はまずベースバンド信号の場合において考慮される
。第４図に示した適応型フィルタの供給する信号は時間
ｎＴ及びｎＴ＋’ｒ、’２で補間回路の入力で受信され
る。

信号サンプルのシーケンス ・−Ｘ（（ｎ＋１）Ｔ／２，１、Ｘ（ｎＴ／２）、Ｘ（
（ｎ　　ｔ）’ｒ／２）−−−が与えられたとき、信号 Ｘ（ｎＴ／２　＋Ｔ／４） の推定を導出することが目的である。そのような推定は
以下の如く実際の信号サンプルの線形結合として得られ
る。

Ｘ　（ｎ　Ｔ／２＋Ｔ／４　）　＝ ΣｐｋＸ（（ｎ　ｋ　）Ｔ／２　）＋ｑｋＸ（（ｎ＋に
＋　１　）Ｔ／２　）ｋ＝０ 上記の式は、単に、Ｔ／２（本実施例では１／４８００
秒）の間隔を有する２Ｌ千２個のタップを備えた従来の
トランスバーサルフィルタの動作を表わすものである。

本フィルタは対称な形（ｐｋ＝ｑｋ）をとる。したがっ
て、問題は、以下の平均２乗誤差を最小にする係数ｐｋ
のセットをみつけることに帰着する。

ｔ　２＝Ｅ（Ｘ　（ｎ　Ｔ／２＋Ｔ／４　）−Ｌ　　　
　　　　　　　　　　　　　　　１２Σｐｋ（Ｘ（（ｎ
　　ｋ）Ｔ／２）＋Ｘ（（ｎ＋に＋１）Ｔ／２））１た
だし、Ｅは可能性ある全ての伝送データシーケンスにわ
たる数学的な期待値を表わす。

信号の自己相関関数による係数ｐｋの計算は渦業者には
周知な技術であるので、これ以上の説明は省略する。

次に、通過帯域補間回路の係数は、以下に示す如く、単
に搬送波周波数ｆｃで変調することによってベースバン
ドのものから導出される。これは、以下の係数を有する
複素フィルタである。

ｐ（ｋ）＝ｐ１（ｋ）＋ｊｐ２（ｋ） ｐ（ｋ）＝ｐ１（ｋ）−ｊｐ２（ｋ） ただし、 ｐ　１　（ｋ　）＝ｐｋｃ　ｏ　ａ　２ｙｒｆ　ｃ　（
Ｔ／４＋ｋＴ／２　）ｐ７（ｋ）＝ｐｋａ　ｔｎ２πｆ
　ｃ（Ｔ／４＋ｋＴ／２）補間フィルタの入力が複素通
過帯域信号Ｘ１（ｎＴ／２）＋ｊＸ２（ｎＴ／２）の場
合、補間されたサンプルＸ１（ｎＴ／２＋Ｔ／４）＋ｊ
Ｘ２（ｎＴ／２＋Ｔ／４）は次の式によって得られる。

Ｘｌ（ｎＴ／２＋Ｔ／４）”Σｐｉ（ｋＫＸｌ（（ｎ−
ｋ）Ｔ／２）＋Ｘｌ　（（ｎ＋に＋１　）Ｔ／２）Σ −ｐ２（ｋ）＜Ｘ２（（ｎ−ｋ）Ｔ／２）Ｘ２（（ｎ＋
に＋１　）Ｔ／２）＞ Ｘ　２　（ｎ　Ｔ／２＋Ｔ／４　）＝Σｐ１　（ｋ）（
Ｘ２（（ｎ−ｋ）Ｔ／２）＋ｘ２（（ｎ十に＋１）Ｔ／
２）＞ ＋ｐ２（ｋ）＜Ｘｌ（（ｎ−ｋ）Ｔ／２）−Ｘｌ（（ｎ
十に＋１）Ｔ／２）＞ これは、対称（実数部）及び非対称（虚数部）な係数を
有する複素トランスノ（−サルフィルタの動作を表わす
。

Ｌ＝６の場合、係数ｐ１（ｋ）及びｐ２（ｋ）は以下の
第１表で与えられる。

第１表 ｐｌ（０）＝０．２４０２０３　　　　ｐ２（０）＝０
．５７９９０２ｐ１（１）＝０．１７２３９８　　　　
ｐ２（１）＝０．０７１４１０ｐ１（２）＝０．０８１
６６０　　　　ｐ２（２）＝−０，０３３８２５ｐＤ３
）二０．０１６５８８　　　　ｐ２（３）＝−０，０４
０２４７ｐ１（４）＝−０，００７４３７ｐ２（４）＝
−０，０１７９５５Ｐ１（５）＝−０，００６５８７１
）２（５）＝−０，００２７２８１）１（（Ｓ）＝−０
，００１５７９Ｐ２（＋５）＝０．０’００１１５５４
こうした補間回路は信号復元において遅延を招来する。

この遅延はシンボル間の整数倍に等しくなければならな
い。第５図に示すように、この目的のために１つの擬似
的な遅延が付加されている。

この例では、補間回路の遅延は４Ｔである。

補間回路６８は出力９０に補間サンプルＸ　（ｎ　Ｔ／
２＋Ｔ／４）を供給し、一方、サンプルＸ（ｎＴ／２）
が出力９２から得られる。

第６図には、近距離エコーキャンセラの補間回路への入
力信号から減算器４４の出力で得られる制御信号までの
サンプルデータの流れを示した。

同じボ一時間内で、２つのサンプルＳ（ｎ＋６，０）及
びＳ（ｎ＋６．２）が補間回路６８に入力される。

補間回路は一方の出力に、補間されかつ遅延されたサン
プルＳ（ｎ＋２．１）及びＳ　（ｎ＋２．３）を供給し
、他方の出力に、遅延のみされたサンプルＳ（ｎ＋２．
０）及びＳ（ｎ＋２．２）を供給する。２つの補間され
ないサンプルの実数部はブロック１００において取得さ
れ、一方、２つの補間されたサンプルの実数部はブロッ
ク１０２において取得される。

補間回路へのサンプルのランクｎ　＋６及びその出力に
あるサンプルのランクｎ＋２は、補間回路によって招来
される遅延が４ポ一時間であることを示している。

次に、補間されたサンプル及び補間されないサンプルが
インターリ−ピングブロック１０４でインターリーブさ
れて、ＤＡ変換に必要な、ボ一時間ごとの４つのサンプ
ルが供給される。すなわち、Ｒｅ５（ｎ＋２、ｐ）であ
る。ただし、Ｐは、０．１．２又は３である。

加算器２６において遠距離エコーキャンセラからの対応
するサンプルに加算された後、サンプルＲｅ５（ｎ＋２
、ｐ）はブロック５４で２Ｔだけ遅延される（これは、
フィルタ４６で招来される遅延に対応するものである）
。したがって、同じボ一時間内では、４つのサンプルＲ
ｅ５（ｎ％ｐ）が減算器４４に供給される。

サンプルＲｅ５（ｎ、ｐ）に付随して、ＡＤコンバータ
４２はボ一時間当シ、実際の値を有する４つのサンプル
Ｚ（ｎ％ｐ）を生成し、これより４つの誤差信号ｅ（ｎ
、ｐ）が減算器４４から得られる。

すなわち、 ｅ（ｎ、ｐ）＝Ｚ（ｎｓｐ）ＲｅＳ（ｎ％ｐ）である。

近距離エコーキャンセラの係数ｃｋ及びｄｋ　　（第４
図参照）は、平均２乗誤差 ＜ｅ　２）＝Ｅ（ｅ　２（ｎ　、　０　）＋ｅ　２（ｎ
、２）〉を最小にするように調整されなければならない
。

ここで、Ｅは可能性のあるデータシーケンス全体にわた
っての数学的な期待値である。補間されないサンプルに
対応する誤差信号は、エコーキャンセラの係数の調整に
は必要ないことに留意されたい。

第７図は遠距離エコーキャンセラに関するサンプルデー
タの流れを示す。近距離エコーキャンセラとの違いは、
遠距離エコーキャンセラが位相の揺れの影響を受けるエ
コーを除去しなければならないという点にある。

補間回路６８からの補間サンプル及び補間され＆イ？ン
グルは、ボ一時間当シ４つの複素サンプルを供給するた
め、インターリ−ピングブロック１１０によってインタ
ーリーブされる。乗算器５Ｂにおいてｅｘｐｊφ（ｎ％
ｐ）で各複素サンプルＳ（ｎ＋２％ｐ）を乗することに
よって時間的に変動する角度φ（”５ｐ）（ただし、ｐ
は、１．２．３又は４）でこれらのサンプルは回転する
。こうして得られる信号の実数部はブロック１１２にお
いて得られ、ＤＡ変換に必要な、ボ一時間当り４つのサ
ンプルが供給される。これ以下のオペレーションは第６
図に示した近距離エコーキャンセラの場合と同じである
。

減算器４４の出力から得られる誤差サンプルｅ（ｎｂｐ
）は、遠距離エコーキャンセラの係数調整用の制御信号
として使用される前に、複素定数ｅｘｐ（−ｊφ）を乗
じなければならないことに留意されたい。これは、遠距
離エコーキャンセラの出力から得られるサンプルに乗じ
られた定数ｅｘｐｊφを補償するためである。

Ｅ０発明の詳細 な説明したように本発明によれば、モデムに使用される
プロセッサにそれほど負担をかけないで有効にエコーを
キャンセルできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の詳細な説明する図、第２図は従来のエ
コーキャンセリングシステムを示す図、第３図は補間回
路を含むエコーキャンセラを示す図、第４図は第３図の
エコーキャンセラに用いられる適応型トランスバーサル
フィルタを示す図、第５図は第３図のエコーキャンセラ
に用いられる補間回路を示す図、第６図は近距離エコー
キャンセラにおけるデータの流れを示す図、第７図は遠
距離エコーキャンセラにおけるデータの流れを示す図で
ある。 出願人　　インターナシワカル・ビジネス・マシーンズ
・コー仕し―ジョン代理人　弁理人　　頓　　　宮　　
　孝　　　−（外１名） 慎４図 トランスバ°−プルフィルり 鍾　−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 アナログ形式の流出信号の伝送とアナログ形式の流入信
   号の受信を同時に行うことのできる伝送媒体の２線式線
   路部分に接続されたデータ伝送システムにおいて、上記
   アナログ形式の流入信号が遠隔システムからの受信信号
   と上記アナログ形式の流出信号に応答して上記伝送媒体
   によって発生されたエコー信号とから成るような全２重
   モードで動作する場合に、推定エコー信号を生成しこれ
   を上記流入信号から差引くためのエコーキャンセラであ
   って、 （ａ）ディジタル形式の推定エコー信号を生成するエコ
   ー信号生成手段と、 （ｂ）上記ディジタル形式の推定エコー信号をアナログ
   形式に変換するコンバータと、上記アナログ形式の流入
   信号から該アナログ形式の推定エコー信号を差引いてエ
   コーの除去されたアナログ形式の流入信号を生成する減
   算器と、を含む第１の経路と、 （ｃ）上記アナログ形式の流入信号をディジタル形式に
   変換するコンバータと、該ディジタル形式の流入信号か
   ら上記ディジタル形式の推定エコー信号を差引いて上記
   エコー信号生成手段のための制御信号として使用される
   ディジタル形式の信号を生成する減算器と、を含む第２
   の経路と、 を有することを特徴とするエコーキャンセラ。