JPS5963827A - エコ−・キヤンセラ− - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の技術分野〕 本発明は、電話機等の送受信部を４＠−２線変換して回
線接続してなる２１４１９２１回路の反響路信号を除去
するエコー・キャンセラー装置の改良に関する０ 〔発明の技術的背景〕 電話機等の送受話器は４線回路で構成され、これに対し
て加入者回線は２線回路からなる為、一般にハイブリッ
ド回路を用いて上記両者を４線−２線変換して接続して
いる０このノ・イブリッド同路は、理想的には両者のイ
ンピーダンス整合を図り得るが、実際には回線の接続状
況やその他の理由によっでインピーダンスの不整合を生
じていることが多い。この為ハイブリッド回路において
信号を走込み、即ち側音が生じ、通（Ｗ障害や拡声電話
機におけるハウリングの発生を招いている。 そこで従来より、上記ハイブリッド回路の側音特性、つ
まり反響路特性をインパルス応答の形で１１に定し、こ
のインノくルス応答に従って擬似反響信号を生成して走
込み信号（反響信号）から差引くことにより側音を除去
し、以って通話障害やハウリングの発生を防ぐエコー・
キャンセラー装置が種々研究されている。 第１図は従来ゴ般的なエコー・キャンセラー装置４の一
例を示す構成図であり、図中１はハイブリッド回路を示
している。このハイブリッド回路１を介して送信信号ｘ
（ｔ）が回線に送出され、また回線からの信号ｎ（ｔ）
は上記ハイブリッド回路１を介して受信される。但し、
このとき、ハイブリッド回路１０４線側出力には、送信
信号ｘ（１）の側音（反響信号）　ｙ（ｔ）も、生じ、
従ってその受信出力Ｒ’（ｔ）はＹ（ｔ）＋ｎ（ｔ）と
しで表わされるものとなっている。 ”　さそ、送信信号ｘ（ｔ）はＡ／ｌ）変換器２を介し
てΔＴ　＝　１／２　ｆ　Ｃなる時間間隔毎に逐次ディ
ジタル変換されてｎｐのシフトレジスタ３に与えられる
と共に、後述するタップ係数修正回路４に供給されてい
る。 尚、上記ｆｃは入力テークＸ（りの最高周波数成分を示
している。しかして、時刻ｔ＝＝ｋ・Δ′Ｐでサンプル
入力した信号をＸ（ト））とすると、シフトレジスタ３
には各タップにｘ（ｋ）ｗ　Ｘ（ｋ−１）〜ｘ（ｋ−ｎ
＋１）なる入力デーｌ　Ｘ（３ｃ）　（Ｘ（ｋ）＝　（
Ｘ（ｋ）、ｘ（ｋ−ＩＪ　、　−Ｘ（ｋ−ｎ＋１＞　）
）がそれぞれ格納されることになる。一方、シフトレジ
哀り５には、前記ハイブリッド回路１の反響路推−によ
って求められたインパルス応答の形で与えられる推、定
反響路特性Ｈ、Ｈ：　（ｆ、負、・・・禽］）が格納さ
れている。これらのシフトレジスタ３，５の各タップの
出力は、來！　６６１＋　６２〜６ｎにてそれぞれ掛は
合せられたのち加算器７にてその総和が求められている
。これによって、・印を内積演算記号として ’Ｑｋ）”　Ｈ１ｉ’　＠　Ｘ（１、）、　　なる擬（
ＬＪ反曽１１号Ｖ（ｋｌが生成されている。但（２、ｆ
ｆｉ＋’　ｉｆ：Ωの転置ベクトルである。この擬似反
響信号ｙ（ｋ）を１）　／　Ａ変換器８を介して減算器
９に与え、遅延回路１０を介して時間調整された。受信
端出力用ｔ）から差引くことＶＣより走込りによる反響
イー号ｙ（ｔ）を打消して、いる。 またハイブリッドＮ路１の受１６端出力焦りはＡ／Ｄ変
換器１２を介し゛ｒＡ／Ｄ変換され、１８号焦ｋ）とし
て減算器１３に与えられている。この減算器１３ｒ（て
前記擬似反響信号ｙ（ｋｌとの残差ｅ（ｋｌｅ（ｋ）二
り略Ｉ　　Ｙ（１０・ が求めら゛れる。特に、この演算は４反轡路特件の推定
時Ｋ　、例えばトレーニング信号を用いて行われるＣ１
　ｆｏＬ　−Ｃ、レジスタ５にセットされた反響路特性
１１（ｋ）から求められる、擬似反響信号１−１（ｋ）
・Ｘ（ｋ）と実際の反餐′イｂ号Ｖ（ｋ）との差分 ｅ（ｋ）　−”（”；）”　Ｘ（ｋ）　°−１）／（ｋ
Ｊをタップ係数修正回路３に与、え、例えは最急降下法
（８１Ｊ法）等のアルゴリズムに従って等としてタップ
係数を逐次修正することにより、ハイブリッド回路ｌの
反響路特性が推定される。 尚、反響路特性の推定を通話信号を用いてアダプティブ
に行うことも勿論可能である。かくしてこと・に、ハイ
ブリッド回路１０反―路も性が推定され、この推定され
、た反書路特、性に従って擬似反響、信号が生成されで
、反省信号の打消しが行われる・ことにｔＬる。 〔背景＋支術の問題点〕 さて、上述の様な、利点を壱するエコー・キャンセラー
は、最近、急速に進歩したディジタル信号処理技術を用
い集用、化の段階に至っている。また、ＬＳＩ化する事
に１よシコスト低下を計り、よシ実用性の高いものど、
なシつつある。 この場合、エコー・キャンセラーに入力する信号、およ
、び、エコー・キャンセラーより出方する信号は、一般
的には、音声信号、テーク信号等による変１４　（ｇ号
等のアナログ信号であり、エコー・キャンセラー内部の
演算処理装置はティジタル演箕を行うため、第２図の様
にアナログ−ディジタル変換ｉ　（Ａ　／　Ｉ）変換器
）およびディジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）
を用いて、これらの変換を行う。 このうち、Ａ／Ｄ変換を行う場合には、振幅方向に無限
精度を持つアナログ信号を、有限精度、すなわち有限語
長を持つディジタル値に変換するため、量子化誤差が生
じ、等測的に、Ａ／Ｄ変換点で送信信号Ｘ１反響信号ｙ
に電力σｎＸ＋σＪｏ雑音として加わる事は良く知られ
ている。第３図は、第２図を等価ノイズモデルを用いて
表わしたものである。また、説明の簡単化のため、ハイ
ブリッド・コイル２０５　Ｋおける反響信号生成を、ハ
イブリッドコイルと同一の反響信号減衰量ｅの可変減衰
器に、回線雑音、受信信号ｎを加算器３０５に加わる信
号Ｉ＋（１１にモデル化

【７ている。 以下、第２図、第３図を用いて従来技術の問題点を述べ
る。 今、仮に送信信号Ｘの電圧範囲を一５ｖ〜＋５ｖとする
と、従来技術においては、Ａ／Ｄ変換器２０１の変換Ｎ
圧範１１１−５Ｖ　〜＋５Ｖ、Ａ／Ｄ変換器２０４（Ｄ
。 変換電圧範囲は−２，５ｖ〜＋２．５■に設定する必要
があった。この理由は、Ａ／Ｄ変換器２０１には送信信
号Ｘ（ｔ）がそのまま入力し、Ａ／Ｄ変換器２０４には
、ハイブリッドコイルの整合が最悪の場合、送信信号よ
り６ｄＢ減衰した信号が入力するためである。 このうち送信側のＡ／Ｄ変換器の変換電圧範囲カー５Ｖ
〜＋５■なのは轟然であるが、Ａ　／−Ｄ変換器２０４
の電圧範囲は、場合によっては非常な無駄となっている
事がある。すなわち、−２，５Ｖ〜＋２．５ｖの電圧範
囲は、ハイブリッド・コイルの最悪の整合状態を想定し
て設定しており、一般の状態では２０ｄＢ〜３０ｄＢｇ
度の減衰量を得る事ができる。この時、受信信号および
回線雑音ｎ（ｔ）のレベルが充分小さくて、反響ｉ号ｙ
を越えないと仮定すると、反響信号減衰ｍ１ｎｉ　２０
ｄＢ　ノ時は、−ｏ、ｇｖ　〜＋０．５Ｖ　、　３０ｄ
Ｂの時は７０．１６Ｖ　〜＋〇、１６　Ｋ　Ａ／　ｌ）
変換器２０４　ノ変換電圧範囲を設定できる。今、Ａ／
Ｄ変換器の語長８ビットと仮定すると、反響信号減衰量
３０ｄＢの時の量子化ステップは０．３２／　２８＃　
１．２５ｍＶとな凱１１ｉ子化ノイスσｏｖの火幼値ｔ
ま、０．３６ｍｒ　ｒｍｓとなる、−力、畏俟′電圧範
囲を一５ｖ〜５■とすると、−子化スプツシはＨ１／２
８＝　３９ｍＶとなり、この時の量子化ノイズのｆノｎ
ｙの実効イ１μは、１１．２７ｍｒｒｍｓとなる。 以上より明らかな様に、反響信号減衰量および、受イ８
信号レベルか既知でおれは、この情報をもとに、Ａ／１
）変換器２０４の変１！Ｉ！！電圧範囲を必要最小限に
設定でき、状況に応じて、可能なｌ１１−（り量子化ノ
イズを減少させる事ができる。 しかし、反物信号減衰量や受信信号レベルは、その時々
の・回線接続状況により異なる。このため、従来技術に
おいては、最悪の状態をもカバーする必要があり、Ａ／
Ｄ変換器２０４の変換電圧範囲Ｖま、かなり広くなって
いた。（この例では、−２，５Ｖ〜＋２．５■）一方、
Ａ／Ｄ変換器は語長が増すとコスト高になるために、８
ｂＩｔ程度の少ない語長が望ましいが、−２，５Ｖ〜２
．５Ｖ程度の広い電圧範囲を８ｂＩｔで量子化すると、
すでに説明した様に量子化ノイズのレベルが、かなり大
きくなシ、エコー・キャンセラーの効率低下の原因とな
るといつた問題があつ　ノこ　０ 〔発明の目的〕 本発明を、シ、このような事情を考慮してなされたもの
で、その目的とするところは、反響信号をディジタル値
と変換してエコ、−・キャンセラーに入力、するＡ／ｌ
）変換器において、その変換電圧範囲を必要最小限に設
定する事を可能とし、Ａ／Ｄ飴艮を増す舟なく、とのＡ
／Ｄ変換器で発生する量子化ノイイ、を、低下させる事
により、性能の良いエコー・キャンセラーを提供する事
・にある。 〔発明の概９１ 本発明は、反響信号用のＡ／Ｄ変換器（−短語長）を、
まず１回線の短絡、開放等の最悪条件にを推定してＥ−
Ｃ内に擬似反響路を作成する。次に。 得られた擬似反響路の二乗和を計算する事により、現在
の反響路の反響゛信弯減衰量を推定し、Ａ／Ｄ変換回路
内の利得を調節してＡ／Ｄ変換器の入力電圧範囲を最適
な値に設定し、゛再び反響路特性の推定を行い、Ｅ−Ｃ
内に正確な擬似反響路を作成するとともに、反響路特性
推定後は、Ａ／Ｄ変換器内で利得を加えた分、擬似反響
信号のＤ　／　Ａ変換器の出力に減衰を与えレベル補正
を行い、ハイブリッド回踏の受信端出力信号から差引く
ようにしたものである。 以下、第４図をもとに本発明の原理を述べる。 同図において、　３Ｆ）７，３０８はＡ／Ｄ変換器、Ｄ
／Ａ変換器の変換電圧を変えるための利得で・あ、る〇
これら利得も含め、以下、Ａ／Ｄ変換回路、Ｄ／Ａ変換
回路と称する。説明の簡単のため、Ｘ（ｔ）のＡ／Ｄ変
換器３０１で加わる量子化ノイズの電力σｎｘ、および
受信信号と回線雑音の和であるｎ（ｔ）の電力σｎは無
視できる程小さいとし、信号は全て（アナログ信号Ｘ（
ｔ）　Ｙ＜り等）サンプル値で扱う。また、σ□Ｘ−０
．σｘ１−０ 考える、すなわち、 １１　Ｈｌ　１ｌ＝７？ 以上の各条件のもとで、まず第１回目の反響路推定が行
われる。これは、反響路の減衰量を推定するためのもの
で、３０３で加わる値子化雑音は大きくても良いのでＬ
−１（この時、３０３で加わる量子化ノイズは最大にな
る）で行う。反響路推定後、以下の各式が成立する。 Ｙ（ｋ）−油）＝Ｋ（４ｃ）”・Ｈｌ （但し、）”（ｋ）はＡ／Ｄ変換回路の出力）ηｋ）−
餉一”（ｋ）”・貧１ （但し、式ｋ）はＤ／Ａ変換回路の入力）今、例えば反
替路推定アルゴリズムＶＣ学習同定法を用いると、以下
の関係が成立する（・電気通信学会研究報告ＣＢ′７５
−２６著者板倉他による）。 Ｅ（ｅ’（ｋ）２）　＝　ＥＣ（（Ｈｌ　−Ｑ　）”％
（ｋ））２）　＝　Ｂ（ｎ（ｋ）２）　＝　σｎｙ（但
しＥ〔つけ信号・の期待値） この時、エコー・キャンセラーを“用いた時の反響信号
打消ｉｉ　ＥＲＬを次式の様に定めると、上式は、 以上の式よシ、量子化ノイズσｎＨが大きい時には、ｔ
］消ｉ：Ｅｌｌ、Ｌが少なくなる。一方、この反響路推
定で得たｌ′１１より、 ＩＩ　）１１　ＩＩ″−、ｌ二ＩＩ　Ｅ　１１なる関係
が成立し、反響路の減衰量を推定しＬなる値を得る。 Ｌ＝ＩＩＥ　ＩＩ　　（Ｌ〈１　） 次に、第２回目、反響路推定を、上式で得たＬで、Ａ／
Ｄ変換器の前に利得Ｌ＋を加えＡ／【）変換回路の変換
電圧範囲を最適化して行う。この反響路推定後、以下の
各式が成立する。 ４ｋ）”　Ｌ−’　０Ｗ（ｋ）’Ｉ’　＃　Ｈｌ　：Ｌ
−’　＠ｙ（ｋ）へ ｙ’ｏｃｔ＝　Ｘ（ｋ）Ｔ、　Ｑ ｙ’（ｋ）　＝　Ｌ　　ｙ（ｋ）・　）’（ｋ）＝Ｌ嘩
）１回目と同様に 〕りだ　、　　Ｅ（ｅＣｋ）２”Ｊ　　＝　Ｅ（（ｙ（
ｋ＋　−−Ｙ（ｋｌ　ン２〕・己Ｅ（（σ（ｌ−ＬＨＩ
）ＴＸ）２）＝　’ｌｉ”　Ｅ（ｔ　（ＩＩ−’　Ｈｌ
　−Ｑ　＞ＴＸ　）２＝Ｌ２σｎＨ従って、２回目の反
響路推定による打消量ＥＩＥＬＬは 以上より明らかな様に本発明を用いれば、従来のエコー
・キャンセラーよシ、　−１０１ｏｇＬｄＢ打消ｔを増
す事ができる。 〔発明の効果〕 従って本発明によれば、どの様な状態に回線されようと
、反響信号のＡ／Ｄ変換回路の変換電圧範囲は最適と設
定する事ができ石ので、この人／Ｄ変換回路ｆＣ起因す
る量子化ノイズを低減する事ができ、回線ノイズが、こ
の量子化ノイズに比べ充分に小さい時は、Ｅ−Ｃの反響
信号打消量を増す事ができる。 この事は、換菖すれば、ＥＣの必要打消量が一蝋であれ
ば、従来方式のエコー・キャンセラーよりも少ない反響
信号用Ａ／Ｄの語長で、同一性能Ｑエコー・キャンセラ
ーが得うレる。 また、反響信号減衰量の推定も、従来方式のＡＯＣの様
に（反響信号ｙ（ｔ）の入力にＡＧＣ（自動利得調整を
内れる）レベル検出回路等のアナログ回路を用いずに、
Ｈ−Ｃ内のディジタル演算を用いて従来方式のＥｃ　ｖ
ｃ大幅な変更、追加なく実現できるので、１ノＳＩ化に
適する。 〔発明の実施例〕 第５図は１本発明−実施例の概略構成図であり、第１図
に示す従来装置の構成と同一部分には゛同一符号を付し
て示した。 この装置が、ｍ１図に示す従来装置と異なるところは、
レジスタ３から乗算器６１．６ｇ〜６ｎに与えられるデ
ータに代えて、スイッチ４０ｈ、　４０１２〜４０１Ｈ
の切替えによってレジスタ５のデータが与えられるよう
になっている点である。従って、乗算器６１゜６２、〜
６ｎはレジスタ５に格納された反響路特性な示すインパ
ルス応答信号Ｍｌをそれぞれに人力し、結局自乗処理を
行う事になる。そして、その自乗値は加算器７にて加算
される。従って、この場合、加算器７の出力として自乗
和信号りを Ｉ、２＝　ＩＩＨＩ　１１２＝Ｈ１ｊ）ＩＩ　　（Ｌ＜
１　＞として得る事となる。そして、′この自乗和出力
Ｌ２は例えは平方根ＩＬＯＭテーブルで構成する平方根
変換回路４０６でＬになりスイッチ４０２を介して、前
記グロ算器１３に代えて、制御回路４０３に与えられる
。 制御回路４０３は自乗和信号りの逆数１．−１もしくは
、この近似値を算出してＡ／Ｄ変換器４０４に供給する
。とのＡ　／　１）変換器４０４は、Ｌ−１の値をもと
に変換電圧範囲を決定し、ハイブリッド回路１の出力で
ある投書信号ｙ（ｋ）をデジタル値ｙ（ｋ）に変換して
加算器１３に供給する。加算器１３はスイッチ４０２を
介して供給される擬似反響信号Ｙ（ｋ）を、反Ｉｗ信号
ｙ（ｋ）から差し引い、て残差信号ｅ（ｋ）を生成して
、タップ係数修正゛回蕗４に供給する。タップ係数修正
回路４は、例えは、残差信号’ｅ（ｋ）、送信信号ｘ（
ｋ＋ｎ−１）−Ｘ（ｋ）を入力して、擬似反響路のタッ
プ係数ｋ】〜ｋｎを推定する。 一方、加算７の出力である擬似反響信号ｙ（ｋ）は。 制御回路４０３よりの信号りを受け、利得調整を行ない
アナログ信号ｙ（ｔ）として、減算回路９に供給する。 Ａ／ｒ）変換回路４０４は例えば、第６図の様に構成さ
れる。 同図において、５０３はｙ（ｔ）の帯域制限を行ローパ
スｅフィルタ、５０２はサンプルホールド回路、５０１
は、ハイブリッド回路の整合が最悪となりＹ（＠ｆ）値
が非常に大きくても、変換可能な様に設定されたＡ／Ｄ
変換器、以上の各回路は、従来の一般のＡ／Ｄ変換器と
同様であるが、本発明においては、５０４のプログラマ
ブルアンプが加わる。このアンプ°は、」制御信号Ｃ５
りり値１／Ｌを入力し、この値をもとに１／Ｌの利得を
有する。 また、、Ｄ／Ａ変換回路４０５は、例えば第７図の様に
構成される。 同図において、６０２はｙ（ｇの帯域制限を行うローパ
ス・フィルタ、６０１．は、Ａ／Ｄ変換器５０１と同様
な語長、変換電圧範囲、量子化ステップ電圧のＩ）　／
　Ａ変換器、以上の各回路は従来の一般のＤ／Ａ変換器
と同様であるが、本発明においては、６０３のプログラ
ブルアンプが加わる。このアンは、制御信号Ｃ４より値
りを入力し、この値をもとＫＬの利得を有する。 一方、制御回路４０３は、例えば第８図の様に構成する
。また、各信１号のタイムチャートは第９ν１の様にな
る。 同図において、Ｃ１は反響路推定を行なうが否かを決定
するｂｉｔの信号で、反響路推定を行なう間「ｌ」とな
る。また、Ｃ２は反響路推定が１回目か２回目かを指示
するｂｉｔＩ７）信号で、１回目の時は［０−１，２回
目の時は「１」となる。 ＡＮＤ回路７０１　、　ＮＯＴ回路７０５で、１回目の
反響路推定の時のみ、制御信号Ｃ１の立１りに同期して
、一定期間その間「１」信号Ｃ３を出力する。 一方、ラッチ回路７０３は、ＡＮＤ回路７０１の出力信
号の力上りでＬ＝１の値をプリセットし次に制御信号Ｃ
３の立下りに同期して、制御信号Ｃ６より値様な語長、
変換電圧範囲、量子化ステップ電圧の１）／Ａ変換器、
以上の各回路は従来の一般の１〕／Ａ変換器と同様であ
るか、本発明においては、６ｏ３のプＩＪグラマプルア
ンプが加わるよαンプは、制御イト１号Ｃ４より値りを
入力し、この値をもとにＬの利得を有する。 一方、制御回路４０３は、例えは第８図の様に構成する
。また、各信号のタイムチャートは第９図の様になる。 同図において、ＣＩ　Ｉｒ、ｉ反響路推定を行なうが否
かを決定するｂｉｔの信号、で、反響路推定を行なう間
１−月となる。捷た、Ｃ２け反響路推定が１回目が２−
１目かを指示するｔ）ｔｔ倍信号、１回目の時は「０」
、２回目の時は１月となる。 ＡＮｆ）回路７０１．ＮＯ”ｌ’回路７０５　Ｔ、１回
目の反響路推定の時のみ、制御信号Ｃ１が出力に現われ
る。７０２は単変定マルチバイブレータ回路で、制御信
号Ｃ１の立下りに同期して、一定期間での間「１」の信
号Ｃ３を出力する。 一方、ラッチ回路７０３は、ＡＮＤ回路７０１の出力信
号の立上りでＬ＝ｌの値をプリセットし次に制御信号Ｃ
３の立下シに同期して、制・御信号Ｃ６よシ値りをラッ
チするとともに、値りを制御信号Ｃ４として出力するし
、除算回路７０４に供給する２、除算回路７０４は、１
／Ｌの値または、この近似値を、論理演算、ＲＯＭテー
ブル等で算出し、制御信号０５表して出力する。 以上が本発明の特徴とする主な回路の例である。 なお、４０１　、４０２の各スイッチは、全て制御信号
Ｃ３に同期して動作する。 しかして今、このように構成された装置において、以下
の一連の動作がなされ、本発明が実現される。 まず、回線接続が終了し、反響路が確定すると、制御信
号Ｃ２がｒＯＪとなシ制御信号Ｃ１が「１」の間、第４
図のエコー・キャンセラーは第１回目の反響路推定を行
う。この時、制御信号Ｃ３により、スイ、ツチ４０１は
レジスタ３側に、スイッチ４０２は減算器１３側に倒れ
ておシ、従来のエコー・キャンセラーとなっている。ま
た、Ｌ＝１になっており、Ａ　、／　Ｄ変換回路４０４
の変換電圧範囲は最大となっている。この状態で反響路
推定を行う事によシ、レジスタ５には、あらい擬似反響
路が形成される。 次に制御信号Ｃ１がＯとなシ１回目の反響路推定が終了
すると、制御回路４０３は一定時間Ｃ３を「１」にする
。この時、制御信号Ｃ３を受けてスイッチ４０１はレジ
スタ５を選択し、スイッチ４０２は制御回路４０３側を
選択しており、制御回路４０３に入力する信号Ｃ６には
、制御信号Ｃ３が１°−０」に立下る時点迄に、１回目
の反響路推定で作成したあらい擬似反響路の減衰ｔＬが
得られる。制御回路４０３はＣ３の立下シで減衰量りを
ラッチし、演算を行う事により制御信号Ｃ４にＬを、Ｃ
５に１／Ｌ・を出力する。 以上が、粗い擬似反響路を推定し、Ａ／Ｄ変換回路４０
４の入力電圧範囲を最適に設定するための情報である、
反響路の減衰量りを得るための手順である。 以上の手順が終了すると、制御信号Ｃ２が「１」になり
、２回目の反響路推定の動作に移る。この時％Ａ／Ｄ変
換回路４０４は制御信号Ｃ５により利得Ｉ、−１が加わ
り、入力電圧範囲はＬ（しくｌ）倍となっておシ、また
Ａ／Ｄ変換変換社長定であるので、量子化スラップ電圧
もＬ倍に減少し量子化雑音が減る。この状態で、制御信
号Ｃ１を一定時間「１」にする事によｆｉ１回目に較べ
Ａ／Ｄ変換器４０４で加わる量子化雑音が少なく２回目
の反響路推定ができる。従って２回目の擬似反響路は１
回目の反響路推定で得られた擬似反響路より、より正確
なものとなる。 なお、送信信号Ｘ（ｔ）は例えば反響路推定中は一定レ
ベルのランダム信号であるトレーニング信号であり、そ
の他は音声信号、データ信号等の送信信号である。 次に、反省信号打消しは、２回目の反響路推定で作成し
た擬似反響路を用いて行う。加算回路７の出力として得
られた擬似反響信号は、スイッチ４０２を経てＤ／Ａ変
換回路４０５でアナログ信号に変換される。但し、この
時に入力するディジタル信号Ｙ（ｋ）の量子化ステップ
電圧は、Ａ／Ｄ変換回路の量子化ステップ電圧がＬ倍に
なっているために、同様にＬ倍になっている。一方１）
　／　Ａ変換器６０１の量子化ステップ電圧は１回目と
同じである。従って、これをそのままＤ／Ａ変換してし
壕うと、得られる擬似反響信号は正しい値り倍になって
し゛まうため、これをもとにもどす必要がある。Ｄ／Ａ
変換回路４０５は制御信号Ｃ４よｐ　１／Ｌの値を入力
し、Ｌ−１・ｙ（ｇなるＤ／Ａ変換器の出力をＬ倍して
ｙ（Ｈにし、減算器９に供給し、反響信号ｙ（ｔ）から
差し引く事により反響信号を打消す。従って、この時の
擬似反響信号は、１回目のあらい擬似反響路によるもの
よシ、より反響信号に近くなるため、打消量は増大する
。 カくシてここに、従来のエコー・キャンセラーに大規模
な回路を追加する事なく、反響信号のＡ／Ｄ変換回路で
発生する量子化ノイズを低減する事が可能になり、エコ
ー・キャンセラーの打消量の増大が図れ、性能の良いエ
コー・キャンセラーを提供する事ができる。 なお、本発明は上記実施例に限定されるものではない。 例えば、１回目の推定反響路に従ってＬを算出する手段
は、上記実施例の如く乗算器６を用いる事なく、別の回
路で行っても良い。また、上記実施例では反響路推定中
は送信信号Ｘ（ｔ）は特殊なランダム信号としたが、別
に音声やデータであっても良い１本実施例でランダム信
号としたのは、この方がエコー・キャンセラーの打消量
が多いからであって、必要とする打消値が、それほど多
くない時は音声信号やデータ信号を用いて反響路推定を
する事もできる。 また、タップ係数修正回路も、送信信号Ｘ（ｔ）と残差
信号ｅ（ｔ）を用いているが、別に、これらの入力信号
に限定されない。例えば、ｅ（ｔ）の符号とＸ（ｔ）を
入力してタップ係数修正を行う事もできる。 要するに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
形して実施する事ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のエコー・キャンセラーの一構成例を示す
図、第２図は従来のエコー・キャンセラーにおける問題
点を説明する為の図、第３図は第２図の構成において等
価ノイズモデルを用いた図、第４図は本発明の詳細な説
明する為の図、第５図は本発明一実施例の構成図、第６
図は給５図の実施例のＡ／Ｄ変換回路例の構成図、第７
図はＤ／Ａ変換回路例の構成図、第８図は制御回路例の
構成図、第９図は第８図の制御回路のタイムチャートを
示す図である。 ３０７・プログラマブル・アンプ ３０８・・・プログラマブル・７７プ ３０９・・・減　昇　器 ４０１・・スイッチ回路 ４０２・スイッチ回路 ４０３　　・制御回路 ４０４・・・Ａ　／　１）変換回路 ４０５・・・Ｄ／Ａ変換回路　　　・ ４０６・・・平方根デープル ５０１・・Ａ／Ｄ変換器 ５０２・・サンダルアンドホールド（ロ）路５０３・・
ローパス・フィルタ ５０４・・・プログラマブル・−ｆ　ｙ　７’６０１・
・・Ｄ／Ａ変換器 ６０２・・・ローパス・フィルタ ６０３・・・プログラマブル・アンプ ７０１・・・ＡＮＩ）回路 ７０２・・・ワンショットマルチバイブレータ７０３・
・・ラッチ回路 ７０４・・・除算回路 ７０５・・・ＮＯＴ回路 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 （ほか１名） 第　　１　　図 第２図 ン 第３図 一〆 第４図 第５図 χ 第６図 す 第８図 第　　９　図 （Ｃ３） ↑ 乙

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）送受４Ｅｉ部を４線−２線変換して回線接続する
   ハイブリッド回路の反響路特性を推定する反響路推定回
   路とこの推定された反響路特性に従い擬似反響信号を生
   成する擬似反響信号生成回路と第１の制御信号により与
   えられる量子化ステップ電圧に従って反響信号をディジ
   タル値に変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記擬似反響信号
   生成回路で生成する擬似反響信号を前記Ａ／Ｄ変換回路
   の出力であるディジタル化された反譬゛信号より差し引
   き第１の残差信号を生成し前記反響路推定回路に与える
   ディジタル減算回路と、前記擬似反響信号生成回路で生
   成する擬似反響信号を第２の制御信号により与えられる
   量子化ステップ電圧に従ってアナログ値に変換するＤ／
   Ａ変換変換色路ナログ信号である反響信号から前記１）
   　／　Ａ変換回路の出力信号であるアナログ化された擬
   似反響信号を差し引き、第２ゆ残差信号を生成し、受信
   部に供給するアナログ減算回路と、前記反響路推定によ
   り得た擬似反響路の特性であるインノ（ルス応答信号を
   自乗処理した後、その自乗成分を積分し推定反響路減衰
   量りの二乗値Ｌ２を生成する二乗積分回路と、上記各回
   路のうち、少くとも前記反響路推定回路、前記Ａ／Ｄ変
   換回路、前記Ｄ／Ａ変換回路を制御する制゛御（ロ）路
   を有する事を特徴とするエコー・キャンセラー。