JPH01151830A - エコー相殺方法および加入者ラインオーディオ処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 関連する同時係属出願に対する相互参照本出願に対し特
に重要な同時係属中の出願は、「更新する直接型符号付
ディジットフィルタ係数（Ｕｐｄａｔｉｎｇ　　Ｃａｎ
ｎｏｎｉｃ　　Ｓｉｇｎｅｄ　　Ｄｉｇｉｔ　　Ｆｉｌ
ｔｅｒ　　Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ）Ｊと題され、か
つ本件の出願と共通に譲渡された、カーナン・ビー・・
１％：？イラノぐ、ソ（Ｋａｎｎａｎ　　Ｐ、Ｖａｉｒ
ａｖａｎ）およびポール−７クラウド（Ｐａｕｌ　　Ｍ
ｃＬｅ。

ｄ）を発明者として、１９８７年５月１８日に出願され
た、米国特許出願第０５２，０９１号である。

発明の分野 この発明はディジタルフィルタに関するものであり、よ
り特定すると、エコー相殺を提供する適応型フィルタに
関するものであり、特に、直接型符号付ディジットフィ
ルタ係数を有し、かつ２重送話者検出に関連して使用さ
れるのが有利であるようなフィルタに関するものである
。

発明の背餓 ディジタルフィルタは、適応型加入者ラインオーディオ
処理回路（ＳＬＡＣ８）のような適応型回路において使
用されるが、それはフィルタ係数の周期的な更新を必要
とする。たとえば、５ＬＡＣは、５ＬＡＣｓを相互接続
している送信ラインにインピーダンス不整合が存在する
場合に生じるエコーまたは反射信号を相殺するように、
フィルタが採用され得る。

適応型フィルタは、それが実現する伝達関数を最適化す
るように、その係数を連続的に調整する。

適応特性がなければ、ユーザが、最もよく遭遇される加
入者ライン特性に対する数組のフィルタ係数を計算し、
次いでその用途において使用される特定ラインに適する
最も近接する組の係数を選択しなければならない。特に
ラインインピーダンスが時間毎に変化する場合、たとえ
ば、すべての情況下で、選択された組は最良のエコー相
殺を提供しないであろう。適応性を採用することにより
、ユーザは、係数を計算する必要が全くないし、同時に
、変化するライン特性に応答し得る、連続的に更新され
るエコー相殺機能を得る。

ディジタル的にコード化されるオーディオ信号は普通は
、５ＬＡＣｓを採用しているネットワークで送信される
。したがって、エコー相殺機能を提供する適応型ディジ
タルフィルタが必要である。

ディジタルフィルタリング処理に対する別な用途は、電
話線をわたってディジタルデータを送信するために使用
される変復調装置（モデム）にある。

５ＬＡＣｓおよびモデムの最初の接続の間使用される手
順のために、相互接続の最初の確立の間、エコー相殺器
は非活性状態にされる。さらに、その相互接続の近端に
「送話者」が存在する場合には、エコー相殺器は非活性
状態にされなければならない。これらの状況のいずれか
の間、適応型フィルタはフィルタ係数の更新をしないよ
うにされなければならない。したがって、「２重送活者
」検出は、適応型フィルタと関連して使用されることが
有利である。

発明の概要 本件の発明においては、適応型ディジタルフィルタがエ
コー相殺器として採用される。エコー相殺器は、所望の
信号と発生された信号の間の差を表わす誤差信号の振幅
とは無関係である応答を与える。したがって、エコー相
殺方法の到達点では、誤差信号の大きさによっては影響
を及ぼされず、誤差信号の符号によってのみ影響を及ぼ
される。

好ましい応用例においては、直接型符号付ディジッ；・
フィルタ係数が採用され、さらに、この発明のエコー相
殺器に対し、著しく改良された学習曲線が達成される。

この発明の別な局面においては、適応型フィルタ係数の
更新を抑制するように、２重送話者検出器が使用される
。近端通話または信号は、エネルギ平均化フィルタを用
いることにより検出される。

エネルギ平均化フィルタは、遠端送話者から受信すると
き適応型フィルタにより受信される低域フィルタにかけ
られた信号と、近端送話者から受信した低域フィルタを
かけられた信号とをサンプリングする。後者の信号が前
者の信号の予め定められた関数を超過する場合、近端通
話または信号が検出される。

好ましい実施例の詳細な説明 この発明は、適応型回路においてディジタルフィルタを
採用する。適応型回路は、フィルタ係数が固定された値
ではなく、更新される、すなわち頻繁に増分または減分
される、回路である。この発明において、フィルタはエ
コー相殺機能を提供し、したがって、フィルタは送信ラ
イン状態、動作電圧などの変化に順応しなければならな
い。

「更新する直接型符号付ディジットフィルタ係数」と題
された、関連する同時係属出願が適応型フィルタをより
詳細に説明しており、そのような説明がここに引用によ
り援用されている。

第１図は、エコー相殺器としての適応型ディジタルフィ
ルタ１０の「近端」トランシーバにおける用途を例示す
るブロック図である。フィルタ１０は離散−時間適応型
フィルタとして公知の型のＮ−タップ有限インパルス応
答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）であり、受信された入力信号Ｘｎから
出力信号Ｙｎを発生する。ここで、ｎは時間間隔の長さ
である。ｍｎ番口の反復後、次のようになる。

Ｘｔｒ［ｘｎ　ｘｎ−１−ｘｎ−（Ｎ−１）　］Ｔフィ
ルタ１０は１組のタップ係数 Ｂｎ−［ｂｎ、　ｂｎ＋−ｂｎ（Ｎ−１）］Ｔにより特
徴付けられ、それは時間間隔ごとに更新される。

第ｎ番目の時間間隔の出力信号は、行列式により先のＮ
入力と先のＮフィルタ係数に関連づけられる。

Ｙｒｒ　ＸｎＴ−Ｂｎ　　　　　　　（１）誤差信号Ｅ
ｎは Ｃｎ＝ｄｎ−Ｙｎ　　　　　　　　　　（２）により計
算され、ここで、ｄｎはフィルタ１０により発生される
所望の出力信号である。

フィルタ係数を更新する目的は、最も少ない反復数で誤
差Ｅｎを最小にすることである。関連の同時係属出願に
おいて説明されているように、係数更新の１つの方法は
、符号（ｓｉｇｎ）アルゴリズムと呼ばれ、式 ％式％（３） により記述される。ただし、Δは予め定められた増分値
である。

係数更新を実施するために式３を採用する１つの利点は
、更新を実施するには加算と減算しか必要でないことで
ある。したがって、算術演算論理ユニット（Ａ　Ｌ　Ｕ
）により、更新は容品に実施される。さらに、いわゆる
「排他的ｏｒＪ論理機能により符号機能は容品に確かめ
られ、それはまたＡＬＵにより容易に実施される。符号
アルゴリズムのより完全な説明が、ここに引用により援
用されている関連の同時係属出願に含まれている。

好ましい実施例においては、Δの値は非線形であり、直
接型符号付ディジット（ＣＳ　Ｄ）アルゴリズムに従っ
て選択される。このアルゴリズムは関連の同時係属出願
において同様に説明されており、そのような説明がここ
に引用により援用されている。

再び第１図を参照すると、フィルタ１０は、近端レシー
バに送信される信号を受信する。これらの信号Ｘｎは信
号ライン１２を伝送され、さらに当業者によって認めら
れるであろうように、これらはディジタル的にコード化
された音声またはデータ信号である。ライン１２上の信
号はフィルタ１０ばかりでなくブロック１４へも伝導さ
れる。

次に、ブロック１４により生成される信号が、加入者ラ
インインターフェイス回路（Ｓ　Ｌ　Ｉ　Ｃ）として広
く知られている４線終端セツト１６に伝導されるが、こ
の４線終端セツト１６は２線送信ライン１８に相互接続
し、さらに最後には、近端レシーバ２０に相互接続する
。ブロック１４は、フィルタ１０の入力と４線終端セツ
ト１６の間の送信側のすべての回路を表イ〕シている。

ブロック１４は、Ｈｉ（Ｚ）により表わされる伝達関数
をＨするであろう。後で参照するために、フィルタ１０
への入力は第１図にはｒＡＪで示されている。

ライン１８をわたって受信される信号は４線終端セツト
１６に伝導され、次にブロック２２へ伝導されるが、こ
のブロック２２は、４線終端セツト１６と加算ノード２
４の加算入力の間の受信側のすべての回路を表わしてい
る。ブロック２２は伝達関数Ｈｊ（Ｚ）を有している。

エコー相殺フィルタ１０により発生される信号は、加算
ノード２４の減算ノードに、付与される。それゆえ、加
算ノード２４に付与される信号間の差は、加算ノード２
４の出力で誤差信号Ｅｎとして発生される。

後で参照するために、ブロック２２の出力は第１図にお
いてｒＢＪで示される。

振幅ＤＢＶをＨする正弦信号に対する、加算ノード２４
で発生される信号の所望の安定状態応答ｄｎは次のとお
りである。

ｄｎ−ＤＩＩＶ　　＊　　Ｍ（Ｗり　　＊　　ｓｉｎ　
　（ＷｊｎＴ＋Φ（ｖｉ））　　　　　（４）ここで、
ＤＢＶはフィルタ１０に付与される入力信号レベルであ
り、ｗｉは付与された信号の周波数であり、ＤＢＶ＊Ｍ
（ｗｉ）は付Ｌ５された信号に対する２点Ａ、Ｂ間の所
望のエコー相殺振幅応答であり、Φ（ｗｉ）は所望のエ
コー相殺位相応答である。

フィルタ１０は Ｙｎ＝ＤＢＶｔｂｎｉ＊ｘｎｉ　　　　　　　　　　　
　　　　（５）により与えられる信号を発生し、さらに
、加算ノード２４により実際に発生される誤差信号は次
のとおりである。

Ｅｎ− ｄｎ−Ｙｒｒ−ＤＢＶｔ（Ｍ（ｖｌ）＊５ｉｎ（ｖｌｎ
Ｔ＋Φ（ｖｉ））−ｂｎＨＸｎｉ）式６に従えば、大き
さＤＢＶは誤差信号の符号に影響を及ぼさないし、それ
はまた更新アルゴリズムの収束を制御したりそれに影響
を及ぼしたりもしないであろう。したがって更新アルゴ
リズムは誤差信号の？〕号に依存するのであって、誤差
信号のレベルに依存するのではない。すなわち、入力レ
ベルＤＢＶは誤差（Ｅｎ）信号振幅を変更する。

したがって、ＣＳＤ更新アルゴリズムの利用は特に適応
型フ、イルタ１０に適しているが、その理由は、それが
排他的ＯＲ関数により決定されるような、ＸｎおよびＥ
ｎの積の符号にしか依存しないからである。

最初は、誤差（Ｅｎ）は入力信号ｄｎに等しい。

Ｅｎは、フィルタ１０が特定のライン状態に適応するに
つれて減少し、最後には、残留極限に近づく。フィルタ
が適応すれば、残留誤差は小さな値の付近で変動するで
あろう。

入力Ｘｎとして白色雑音を利用し、かつフィルタ１０の
係数に対しＣＳＤ更新アルゴリズムを利用するシミュレ
ートされた適応において、残留極限への収束がおよそ５
０００反復内で得られる。

収束後の非線形ＣＳＤフィルタ係数の変動を回避するた
めに、フィルタ１０はユーザ選択可能誤差しきい電圧（
Ｋｖ）を含むことが好ましい。フィルタ係数を更新する
際のすべての反復後に、２″。

差ＥｎはＫｖに対して比較され、すなわち、ＥｎがＫ　
ｖより小さければ、係数更新は実施されないであろう。

誤差しきい電圧Ｋｖの使用に代わる方法においては、相
対誤差しきい電圧値ａが使用され、その場合、ａはユー
ザ選択可能３ニブルＣ３Ｄ係数である。ＫｖとＸｎの間
の関係は、Ｋｖ−ａ＊１ＸＩＥｎｌ＜ａ＊１Ｘｎｌであ
ればフィルタ１０の適応はなされない。

により、あるＩｆｌＹに対し与えられる。

が与えられる。

したがって、ユーザがＥＲＬに対し−Ｙｄｂを欲すれば
、ａは式９により与えられる。シミュレートされた適応
においては、Ｋｖに対する値−２０ｄＢが採用された。

ここで第２図を参照しながら、近端送話者の影響が説明
される。この発明の先の説明は、遠端送話者の存在と、
そこからのエコーの相殺にしか向けられていなかった。

近端に別な送話者がいれば、誤差Ｅｎは近端信号と遠端
信号両方の関数となり、適応型フィルタ１０における係
数の更新にとっては無意味になる。したがって、適応型
フィルタは、近端信号が存在するときはいつでも、更新
しないようにされなければならない。

近端通話または信号が、第２図に示されるエネルギ平均
化フィルタ２６により検出され得る（第１図と共通する
第２図の要素は、同じ参照番号で示されている）。適応
型フィルタ１０に付与される（Ａ点で）ライン１２上の
信号は、サンプリングスイッチ２８の一方の極にも伝導
される。加算ノード２４の加算入力に付与される（点Ｂ
で）信号は、スイッチ２８の第２の極にも伝導される。

点ＡおよびＢの信号は、ＡｔおよびＢｉと示される。

スイッチ２６に付与される信号ＡｉおよびＢｉをサンプ
リングすることにより、近端通話または信号が検出され
る。エネルギ平均化フィルタ２６は、スイッチ２８の可
動接点に接続される入力端をＨし、したがって、ある時
間毎に信号Ａｉおよ・びＢｉをサンプリングし得る。

エネルギ平均化フィルタ２６は低域フィルタを含み、こ
のフィルタは第３図と関連して後で説明されるが、それ
は信号Ａｉまたは信号Ｂｉを受信して、スイッチ２８の
位置に依存して、信号ＡｉまたはＢｉの絶対値の、低域
フィルタにかけられたバージョン１１およｃｌ′Ｂｉを
それぞれ発生する。

ｆ言号′Ａｉ　＋１および’Ｉｌ　ｉ＋１はへＡ　（ｉ
＋１）＝β′Ａ　（ｉ）　十ａ　ＩＡ　（ｉ）　　ｌ〜
Ｂ（ｉ＋１）−β〜Ｂ　（ｉ）＋αｌ　Ｂ　（ｉ）　　
ｌ　　（１０）に従っ−ｃ−ｈ　ｉ　％″″Ｂｉ、Ａｔ
およびＢｉに関連する。

ここで、αおよびβは、第３図と関連して説明される、
低域フィルタ係数である。

未知のライン遅延のために、 −Ｂ１＞　− γ　・ｌ１ａｘ［〜Ａ（１）、　　”Ａ（＋−１）、　
　・　、　　〜Ａ（ｉ−Ｎ−１）コであれば、近端通話
または信号が検出され、ここでは、γは４線終端ブロツ
ク１６を介するエコー通路損失である。

当業者により認められるであろうように、ＡＬＵがエネ
ルギ平均化フィルタ２６により発生される信号ＹＡＶ　
（口ｔ）を受信し、かつ式１１を実現するであろう。シ
ミュレーションにおいては、γは１，０ＯＯＨｚの周波
数で決定される。ＡＬＵは適応型フィルタ１０に接続さ
れ、かつ、式１１が近端通話または信号の検出を示すと
きはいつでも係数更新をさせないであろう。

ここで第３図を参照すると、エネルギ平均化フィルタ２
６は２タップｌ１ｔ−極低域ディジタルフィルタとして
実現されることが好ましい。スイッチ２８によりサンプ
リングされる信号Ｘ　（Ｚ）は乗算ノード３０に伝導さ
れ、この乗算ノード３０はまた、フィルタ係数αを受け
る。乗算ノード３０により発生される信号は加算ノード
３２の入力に伝導される。加算ノード３２は、遅延３４
に伝導される信号を発生する。遅延された信号は、また
フィルタ係数αを受ける乗算ノード３６に伝導される。

乗算ノード３６により発生される信号は、加算ノード３
２の第２の入力に伝導される。低域信号Ｙａｖ　（ｎＴ
）は、加算ノード３２により発生される信号としてフィ
ルタ２６の出力で発生される。

第３図の低域フィルタ２６は、サンプリングスイッチ２
８が点Ａに接続されるか、それとも点Ｂに接続されるか
に依存して、このように式１０の一方を実現する。

低域フィルタ２６は次の周波数鎖酸伝達関数を好ましい
実施例においては、α−０，００９７５であり、β−０
，９９０２３４である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、エコー相殺器として採用される適応型ディジ
タルフィルタを例示している。 第２図は、この発明のエコー相殺フィルタに関連するエ
ネルギ平均化フィルタの採用を例示している。 第３図は、エネルギ平均化フィルタにより実現される伝
達関数を例示する信号の流れの図である。 図において、１０はフィルタ、１６は加入者ラインイン
ターフェイス回路（Ｓ　Ｌ　Ｉ　（：）または４線終端
セツト、２０は近端レシーバ、２４は加算ノード、２６
はエネルギ平均化低域フィルタ、２８はサンプリングス
イッチ、３０は乗算ノード、３２は加算ノード、３６は
乗算ノードである。 特許出願人　アドバンスト・マイクロ・ディバイシズ・
インコーポレーテッド

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. （１）少なくとも第１および第２のトランシーバを含み
   、前記第１のトランシーバが前記第２のトランシーバに
   信号を発生する遠隔通信ネットワークにおいて、前記遠
   隔通信ネットワークにより反射され、かつ前記第１のト
   ランシーバにより受信される前記信号（「エコー」）を
   抑圧する方法であって、前記第１のトランシーバが、複
   数個のタップ係数と前記反射された信号の抑圧を採用す
   る適応型ディジタルフィルタを含み、 （ａ）非線形信号アルゴリズムに従って前記適応型ディ
   ジタルフィルタ係数を更新するステップを含む、方法。
2. （２）係数更新が、直接型符号付ディジット（ＣＳＤ）
   アルゴリズムに従っている、請求項１に記載のエコー相
   殺方法。
3. （３）前記第１のトランシーバの前記適応型ディジタル
   フィルタが、前記第２のトランシーバに送信されるべき
   信号Ｘｎを受信し、かつ、そこからＸｎと前記反射され
   た信号の間の差となっている誤差信号Ｅｎを発生し、前
   記係数更新ステップ（ａ）が、Ｅｎが予め定められた誤
   差しきい電圧Ｋｖより小さくなるまで反復される、請求
   項２に記載のエコー相殺方法。
4. （４）前記Ｋｖ値がａ＊｜Ｘｎ｜であり、ａが予め定め
   られた３ニブルＣＳＤ係数である、請求項３に記載のエ
   コー相殺方法。
5. （５）予め定められたエコー反射減衰量−Ｙｄｂがユー
   ザ特定化され、さらに、ａ＝１０↑（−Ｙ／２０）であ
   る、請求項４に記載のエコー相殺方法。
6. （６）（ｂ）予め定められた数の時間間隔 にわたって前記第１のトランシーバにより送信される信
   号における平均エネルギを決定するステップと、 （ｃ）前記第１のトランシーバにより前記第２のトラン
   シーバから受信される信号における平均エネルギを決定
   するステップと、 （ｄ）ステップ（ｃ）で測定される前記エネルギがステ
   ップ（ｂ）で測定される前記エネルギの予め定められた
   関数に等しいかまたはそれを超過するときはいつでも、
   前記係数更新を抑制するステップとをさらに含む、請求
   項１に記載のエコー相殺方法。
7. （７）ディジタル信号を発生するための送信機手段と、
   加入者ラインに連結されて、入力オーディオ信号をサン
   プリングしかつ前記サンプルの振幅を表わすディジタル
   信号を発生するためのアナログディジタル変換器（ＡＤ
   Ｃ）手段と、前記アナログディジタル変換器手段により
   発生された前記ディジタル信号に応答する受信機手段と
   、前記送信機手段により発生された前記ディジタル信号
   に応答して、前記ディジタル信号を前記加入者ラインで
   送信するのに適するアナログ形式に変換するためのディ
   ジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）手段とを有する加入者
   ラインオーディオ処理回路（ＳＬＡＣ）装置であって、 前記送信機手段により発生された前記ディ ジタル信号を受信して、そこからエコー相殺信号を発生
   する第１の適応型多数タップディジタルフィルタ手段（
   １０）、 前記エコー相殺信号と前記ＡＤＣ手段により発生された
   前記ディジタル信号を受信して、前記エコー相殺信号が
   前記ＡＤＣ手段により発生された前記信号から減算され
   る信号を発生する手段（２４）をさらに備え、 前記第１の適応型多数タップディジタルフィルタ手段が
   複数個のタップ係数を採用し、前記タップ係数が符号ア
   ルゴリズムに従って周期的に更新される、ＳＬＡＣ。
8. （８）前記符号アルゴリズムが直接型符号付ディジット
   （ＣＳＤ）符号アルゴリズムである、請求項７に記載の
   ＳＬＡＣ。
9. （９）前記送信機手段により発生された前記ディジタル
   信号と前記ＡＤＣ手段により発生された前記ディジタル
   信号に応答して、そこに付与されたいずれかの前記信号
   を選択的にサンプリングするための手段（２８）と、 前記サンプリングされた信号に応答して、そこから平均
   エネルギ値を発生させるための手段（２６）とをさらに
   含み、 それにより、前記ＡＤＣ手段により発生された前記信号
   における前記平均エネルギが、前記送信機手段により発
   生された予め定められた数の前記信号の平均エネルギの
   予め定められた関数に等しいかまたはそれを超過する場
   合、前記係数更新が抑制される、請求項７に記載のＳＬ
   ＡＣ。
10. （１０）前記エネルギ平均化手段が、第２の適応型多数
    タップディジタル低域フィルタである、請求項９に記載
    のＳＬＡＣ。
11. （１１）前記第２の適応型多数タップディジタル低域フ
    ィルタが、伝達関数 ▲数式、化学式、表等があります▼ を実現する、２タップ単一極フィルタである、請求項１
    ０に記載のＳＬＡＣ。
12. （１２）α＝０．００９７５であり、さらに、β＝０．
    ９９０２３４である、請求項１１に記載のＳＬＡＣ。