KR100233077B1

KR100233077B1 - 반향소거장치

Info

Publication number: KR100233077B1
Application number: KR1019950705444A
Authority: KR
Inventors: 도시로 가와하라; 도시오 미키; 히로히토 스타; 도모유키 오오야; 히로후미 다카기
Original assignee: 다치카와 게이지; 엔.티.티 이토츠신모 가부시키가이샤
Priority date: 1994-05-06
Filing date: 1995-05-02
Publication date: 1999-12-01
Also published as: ATE235763T1; CN1084976C; DE69535116D1; DE69535116T2; CA2162570C; CN1232048C; DE69530040T2; EP0708537A4; EP1184998B1; EP1202469B1; EP1202469A2; CA2162570A1; EP1184998A3; CN1185800C; EP1184998A2; EP0708537B1; CN1128591A; CN1396718A; DE69533375T2; EP0708537A1

Abstract

본 발명은 통화장애를 주지 않고 반향경로추정을 연습하기 위한 반향소거 장치에 관한 것이다. 본 발명의 반향소거장치는 특정의 의사잡음을 발생시키기 위한 의사잡음발생기를 포함한다. 이러한 의사잡음은 원단 통화자의 음성을 전송하기 위한 전송회선에 강제적으로 공급된다. 여기서, 원단 통화자가 전송하는 통화레벨이 낮거나 원단 통화자가 무음 상태로 있는 경우에, 의사잡음과 근단 통화자의 음성을 송신하기 위한 송신선의 신호 사이에 일정 상관관계가 성립한다. 상술한 상관관계에 근거하여, 의사반향을 발생시키기 위한 계수가 연산된다. 그러므로, 반향경로를 추정하기 위한 연습이 의사잡음에 근거하여 원단 통화자의 음성에 관계없이 수행되어, 적합한 의사반향을 발생시킬 수 있게 된다.

Description

[발명의 명칭]

반향소거장치

[발명의 상세한 설명]

[기술분야]

본 발명은 이동통신망 및 장거리 전화회선망에 사용하기에 적합한 반향소거장치(echo canceler)에 관한 것이다.

[배경기술]

해저케이블이나 통신위성을 통한 장거리 전화회선에 있어서, 일반적으로 회선의 양단에 접속되어 있는 가입자 회선은 2선회로이며, 그 장거리전송부분은 신호 등의 증폭을 위한 4선회로이다. 마찬가지로, 이동전화(혹은 셀룰라폰)를 사용하는 이동통신망에 있어서, 고정 아날로그전화의 가입자 회선은 2선회로이며, 이동전화의 단말기로부터 교환기 등에 이르는 부분은 4선회로이다. 이 경우에, 2선과 4선 사이의 접속영역에는 4선/2선 변환을 수행하기 위한 하이브리드(hybrid)회로가 설치되어 있다.

이 하이브리드회로는 2선회로의 임피던스와 정합하도록 설계된다. 그러나, 항상 우수한 정합조건을 얻기가 어려우므로, 하이브리드회로의 4선 입력측에 도달하는 수신신호는 4선 출력측으로 누출되는 경향이 있고, 이에 의해 소위 반향(echo)이 발생하게 된다. 그러한 반향은 송화자의 음성보다는 레벨이 낮아 소정시간의 지연후 송화자에게 도달하므로, 통화장애가 발생한다. 그러한 반향에 의해 야기되는 통화장애는 신호전송시간이 길어질수록 더 현저해진다. 특히, 이동전화를 사용하는 이동통신의 경우에, 교환기 등에 이르는 무선통신구간에서 여러 가지 처리가 행해지므로 신호의 지연이 증가되어, 결국 반향에 의해 야기되는 통화장애가 특히 문제로 된다. 제2도는 임펄스응답에 대한 반향 파형의 일례를 도시하고 있다.

반향의 발생을 방지하기 위한 장치로는, 반향억제장치(echo suppressor)와 반향소거장치(echo canceller)가 있다. 제1도는 이동통신망에 사용될 수 있는 반향소거장치의 개략적인 구성을 도시한 것이다. 여기에 도시된 반향소거장치(1)는 하이브리드회로(2)의 전단에 설치된다. 이 도면에서는 통상의 아날로그 전화 가입자를 “근단 통화자(near-end talker)”로 표시하고, 이동전화 가입자를 “원단 통화자(far-end talker)”로 표시하고 있다. 또한, 반향소거장치(1)에 입력되는 원단 음성신호 입력을 Rin으로, 반향소거장치(1)에서 출력되는 원단 음성 신호 출력을 Rout으로, 반향소거장치(1)에 입력되는 근단 음성신호 입력을 Sin으로, 반향소거장치(1)에서 출력되는 근단 음성신호 출력을 Sout으로 각각 표시하고 있다.

제1도에 도시된 반향소거장치(1)는 반향경로추정/의사(擬似)반향발생회로(3), 콘트롤유닛(4), 가산기(5), 및 비선형 프로세서(6)를 포함한다. 여기서, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)는 원단 음성입력 Rin과 근단 음성입력 Sin의 양자에 근거하여 하이브리드회로(2)의 응답특성을 검출하고 반향경로(즉, 반향전송 회선)를 추정한다. 그 후, 그 추정결과와 원단 음성입력 Rin에 근거한 컨벌루션(convolution)연산에 의해 하이브리드회로(2)로부터 예측 반향(즉, 의사반향)을 생성한다. 이러한 의사반향은 예컨대 512개 정도의 탭(tap)으로 구성되는 FIR필터에 의해 발생된다. 의사반향에서의 컨벌류션 연산이란 이것을 의미한다. 가산기(5)에서는 이 의사반향을 근단 음성입력 Sin으로부터 감산하여 반향을 소거하게 된다. 상술한 반향경로추정 알고리즘으로서는, 학습식별알고리즘(learning identification algorithm)이 사용되고 있다. 이 학습식별 알고리즘은 많은 적응 알고리즘중에서도 계산적 복잡성이 비교적 적고 수렴특성이 양호하다는 특징을 갖고 있다.

구체적으로는, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)는 FIR필터를 가지고 있다. FIR필터로부터 출력된 의사반향신호 Y(z)는 다음의 식(1)로부터 구해진다.

이 식(1)에서, N은 FIR필터의 탭 수이고, b_i(여기서 i=0, 1, 2, …… N-1)는 각 탭의 탭계수이다. 반향경로 추정에 의해 탭수 N과 탭계수 b_i의 적합한 값을 구할 수 있다면, 의사반향신호 Y(z)는 실제 반향에 근사한 값으로 되고, 이에 따라 가산기(5)에서 반향을 소거할 수 있다. 상술한 반향경로추정 알고리즘으로서는, 적응 필터 기술, 예컨대 많은 다른 적응 알고리즘중에서 계산 복잡성이 비교적 적고 수렴특성이 양호한 학습식별알고리즘이 사용된다. 학습식별알고리즘의 상세한 내용에 대해서는, 예컨대 일본전자통신기술협회(IECE) 논문지 ′77/11 Vol. J60-A NO.11의 “학습식별알고리즘을 이용한 반향소거장치의 반향소거특성에 관하여”라는 제목의 논문에 기재되어 있다.

상기 학습을 가능하게 하는 조건으로서는 다음의 조건들이 만족되어야 한다.

① 반향이 근단 음성입력 Sin으로 돌아오기에 충분한 레벨의 원단 음성출력 Rout이 존재할 것. 환언하면, 원단 통화자가 현재 통화상태에 있을 것.

② 근단 음성입력 Sin이 반향(혹은 반향과 백색잡음)만으로 구성되어 있을 것. 환언하며, 근단 통화자는 무통화(無通話)상태에 있을 것.

한편, 원단 통화자가 무통화상태에 있을 때와, 원단 통화자와 근단 통화자가 동시에 통화상태에 있을 때(이 상태를, 이후 “이중통화”라 함)는, 반향경로 추정의 오학습 상태(mis-learning state)를 야기시킬 우려가 있으므로 학습기능을 오프(off)시킬 필요가 있다.

전송회선에서는 디지털 신호가 전송되며, 이러한 디지털 신호를 처리하기에 적합한 반향소거장치(1)와 아날로그 회선으로의 변환을 수행하기에 적합한 하이브리드회로(2)사이에서는 D/A변환(일반적 표현으로 μ -LAW 변환)이 수행된다. 이런 이유로, 원단 음성출력 Rout과 근단 음성입력 Sin 사이에서는 비선형 특성관계가 성립된다. 그러므로, 반향경로추정/의사반향발생회로(3) 등에 의한 선형연산만으로는 반향을 완전히 소거할 수 없다. 그 결과, 완전히 소거되지 않은 반향성분이 발생하게 된다.

그러한 반향성분(이후 “잔류반향”이라 함)을 제거하기 위해서 비선형 프로세서(6)가 사용된다. 이러한 비선형 프로세서(6)는 비선형 스위칭조작을 수행한다. 구체적으로는, 근단 음성출력 Sout가 반향만으로 구성되어 있는 경우, 환언하면 원단 통화자만이 현재 통화상태에 있는 경우(이 상태를, 이후 “원단 통화자의 단일통화”라 함)에는, 근단 음성출력 Sout의 전송을 금지하도록 스위칭조작을 행하거나 근단 음성출력 Sout를 의사소음(pseudo noise)으로 대체하도록 조작을 행한다.

콘트롤유닛(4)은 반향경로추정/의사반향발생회로(3)와 비선형 프로세서(6)를 제어한다. 즉, 콘트롤유닛(4)은 원단 통화자의 무통화 상태를 검출하거나 이중통화를 검출하여, 이중통화신호 DT에 따라 반향경로추정의 학습기능의 ON/OFF 상태를 제어하며, 원단 통화자의 단일통화를 검출하여 비선형 프로세서(6)의 스위칭조작을 제어한다.

그러나, 상술한 기술에서는 다음과 같은 문제들과 마주치게 된다.

① 먼저, 상술한 기술은 학습식별알고리즘과 같은 적응 필터 기술만을 채용하고 있으므로, 소거될 반향의 지연시간이 증가하며, 적응필터의 탭수가 증가하고, 또한 연산 복잡성도 증가하게 된다.

환언하면, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)는 원단 음성출력 Rout과 근단 음성입력 Sin이 시간적으로 서로 일치한다고 가정하여 반향경로를 추정하고, 추정된 반향경로에 근거하여 반향을 생성한다. 그러나, 하이브리드회로(2)로부터의 근단 음성입력 Sin은 반향소거장치(1)와 하이브리드회로(2) 사이의 전송경로에 의한 지연시간만큼 원단 음성입력 Rin에 대해 지연되기 때문에, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에는 원단 음성입력 Rin이 먼저 입력되고, 이어 원단 음성입력 Rin에 대응하는 근단 음성입력 Sin이 상술한 지연시간만큼 지연되어 입력된다. 이 시간동안에는 반향경로의 추정에 관한 학습을 만족스럽게 수행하는 것이 불가능하게 된다.

② 또한, 상술한 종래 기술에 있어서는, 반향소거장치는 동작의 초기에는 반향경로에 대한 아무런 정보도 가지고 있지 않았다. 그러나, 본 발명자들의 관찰에 따르면 반향경로의 특성은 실질적으로 하이브리드(hybrid)의 특성에 의해 제어된다는 것이 밝혀졌다. 즉, 하이브리드에 의해 결정되는 반향 파형을 전송회선의 지연량에 따라 시간축상에서 길이방향으로 시프트(shift)시켜 전송회선에서의 감쇠량에 따라 감쇠시키면, 임펄스입력에 대한 전송회선에서의 반향 파형은 상당히 정확히 구해졌다.

③ 전송회선에서는 디지털신호가 전송되고, 이러한 디지털 신호를 처리하기 위한 반향소거장치(1)와 아날로그 회선으로의 변환을 수행하는 하이브리드회로(2)사이에서는 D/A변환(일반적으로, μ -LAW변환)이 행해진다. 이런 이유로, 원단 음성출력 Rout과 근단 음성입력 Sin 사이에서는 비선형관계가 성립된다. 그러므로, 반향경로추정/의사반향발생회로(3) 등을 사용하는 선형연산만으로는 반향을 완전히 소거하는 것은 불가능하다.

상기한 ① 내지 ③의 결점들을 일괄적으로 개선하기 위해서는, 반향소거장치의 설계를 광범위하게 변경하거나 전체적으로 수정할 필요가 있다. 이러한 경우에, 기존의 장비를 효과적으로 사용하는 것은 기대할 수 없었다. 또한, 최근에는 반향소거장치에 대한 수렴의 고속성도 요구되고 있다.

[발명의 설명]

본 발명은 상술한 문제를 감안하여 이루진 것으로, 본 발명의 제1목적은 반향경로를 신속하고도 매우 정확하게 추정할 수 있는 반향소거장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 제2목적은 기존의 장치들을 광범위하게 변경하지 않으면서 제1복적을 실현하는 것이다.

상기 목적들을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 반향소거장치는, 4선측의 음성을 전송하기 위한 제1전송회선과 2선측의 음성을 전송하기 위한 제2전송회선을 포함하는 통신회선망에 설치되는 반향소거장치에 있어서, 연습신호(training signal)를 생성하여 제1전송회선에 공급하는 연습신호발생수단; 및 제1전송회선에 공급된 연습신호와 제2전송회선의 신호 사이에 성립되는 상관관계에 근거하여 의사반향을 발생시키는 데 필요한 계수를 연산하는 계수연산수단을 포함하여 구성된다.

여기서, 연습신호의 일 예로서는, 의사잡음이나 필터링된 의사잡음을 열거할 수 있으며, 연습신호로서는 연습신호로서 고안된 것에 특히 제안되지 않으고, 호출화음(ring back tone) 등도 사용할 수 있다.

연습신호로서 의사잡음을 선택한 경우에는, 원단 통화자의 음성을 전송하기 위한 제1전송회선에 특정의 의사잡음을 공급하고, 이어 의사잡음과 제2전송회선의 신호 사이에 성립되는 상관관계에 근거하여, 의사반향을 발생하는 데 필요한 계수를 연산한다. 이 상관관계는 원단 통화자의 음성레벨이 거의 무시될 수 있는 상태하에서 성립된다. 여기서, “거의 무시될 수 있는 상태”란 “가산될 잡음과 4선측 음성 사이의 상관관계를 충분히 낮추기에 충분히 긴 상관관계를 연산하는 시간”을 의미한다. 환언하면, 반향경로추정을 위한 연습, 즉 의사반향을 생성하기 위한 연습은 원단 통화자의 음성과 무관하게 수행된다.

여기서, 의사잡음은 근단 통화자 음성의 레벨이나 주파수특성에 따라 필터링하여 그 특성을 변화시키는 것이 바람직하다. 그 이유는 의사잡음의 성분이 하이브리드회로를 통해 근단 통화자에게 전송된다해도, 아무런 통화장애가 생기지 않기 때문이다. 또한, 의사반향은 의사잡음 성분을 가산하여 발생되므로, 의사잡음 성분은 결국 소거되어 원단 통화자에게는 결코 전송되지 않는다.

또한, 반향소거장치와 하이브리드회로 사이에서 발생하는 전송지연에 의해 4선측의 음성에 대응하는 음성신호가 지연되면, 이 지연된 제1음성신호는 2선측의 음성에 대응하는 제2음성신호와 시간적으로 정합될 수 있다. 따라서, 제1음성신호만으로는 의사반향을 생성하는 경우가 거의 발생하지 않는다. 이러한 개선을 기존의 장치에 직접 적용할 수 있으므로, 반향소거장치에 대한 상술한 전체적인 수정 등은 요구되지 않는다.

또한, 제1 및 제2음성신호를 업샘플링(up-sampling)하면, 매우 정밀한 의사반향을 얻을 수가 있다. 이러한 개선을 기존의 장치에 직접 적용할 수 있으므로, 반향소거장치의 전체적인 수정 등은 필요하지 않다.

또한, 다수의 하이브리드의 응답특성이나 주파수특성을 기억유닛에 기억하도록 설계하면, 4선측으로부터 2선측으로 전송되는 전송신호와 2선측으로부터 4선측으로 전송되는 반향신호 사이의 상관관계에 근거하여, 상기 특성들중 하나를 선택하고, 이 선택된 특성에 근거하여 각종 파라미터들을 초기화함으로써 학습속도를 증대시킬 수 있다. 따라서, 이것이 보다 바람직하다.

[도면의 간단한 설명]

제1도는 종래의 반향소거장치의 구성을 도시하는 블록도이다.

제2도는 반향의 파형을 도시하는 파형도이다.

제3도는 본 발명의 실시예 1에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

제4도는 본 발명의 실시예 2에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

제5도는 필터의 주파수특성을 도시하는 도면이다.

제6도는 본 발명의 실시예 3에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

제7도는 본 발명의 실시예 4에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

제8도는 실시예 4에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

제9도는 본 발명의 실시예 5에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

제10도는 본 발명의 실시예 6에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

제11도는 실시예 3와 실시예 4를 결합하여 구성한 수정 실시예에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다.

[본 발명을 구현하기 위한 최적 실시예]

[실시예 1]

제3도는 본 발명에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다. 여기서, 의사잡음발생기(11)는 특정의 의사잡음을 발생시켜 출력한다. 이러한 의사잡음으로서는, 특정 레벨의 잡음(예컨대, 백색잡음)이 사용된다. 이러한 의사잡음은 가산기(14)에 의해 원단 음성입력 Rin에 가산되고, 그 가산결과가 원단 음성출력 Rout으로서 출력된다. 그러므로, 의사잡음의 일부는 하이브리드회로(2)를 통해 근단 음성입력 Sin과 혼합되어 계수연산기(15)에 공급된다.

계수연산기(15)는 원단 음성출력 Rout과 근단 음성입력 Sin에 근거하여, 의사반향을 발생시키는 데 필요한 계수(예컨대, 디지털필터와 같은 탭계수)를 연산한다. 그러한 경우에, 원단 통화자의 음성이 약하거나 원단 통화자가 무통화 상태에 있는 조건하에서 다음의 식(2)로 표시되는 상관관계가 성립한다.

상기 식(2)에서, t는 시간을 표시하며 t = 0은 측정을 시작하는 시간이다. Rout에 가산될(또는 인가될) 의사잡음은 n(t)로서 표시되며 Sin에서 얻어질 신호는 S(t)로 표시된다. h(t)는 반향의 임펄스응답이다. 여기서, n(t)는 백색에 가까운 잡음이므로, 충분히 큰 값 T_L에 대하여 다음의 식(3)으로 표시된 관계가 성립한다.

여기서, δ(t)는 t = 0 일 때 1이 되고 그 이외의 경우에 0이 되는 델타 함수이다. N은 다음의 식(4)로 표시되는 바와 같이 설정되어 있다.

상기 식(3)의 관계를 이용하면, h(t)의 추정치인 ha(t)는 다음의 식(5)로 표시되는 바와 같이 전개된다.

상기 식(5)에 있어서, 다음의 식(6)으로 표시된 부분은 t = τ′인 경우에 1이 되며 그 이외의 경우에 0이 된다.

그러므로, 식(5)는 식(7)로 표시된 바와 같이 근사식으로 될 수 있으며, 결국 추정치 ha(t)는 대략 h(t)와 같아진다.

상기 h(t)는 반향의 임펄스응답이고, 따라서 의사반향을 발생시키기 위한 계수와 같다는 것에 유의해야 한다. 이것은 전술한 바와 같이 상기 식(2)로 표시된 상관관계로부터 유도될 수 있다. 계수연산기(15)는 상술한 연산절차에 따라 계수 h(t)를 연산하여 의사반향발생기(16)에 출력한다. 이 의사반향발생기(16)는 상기 계수에 근거하여 의사반향을 발생시킨다. 그 상세한 내용에 대해 이하에서 설명한다. 먼저, 의사반향발생기(16)는 공지의 적응필터와 마찬가지로 다음의 식(8)에 근거하여 의사반향 ya를 출력하도록 구성되어 있다.

본 실시예에 있어서는 계수 h₁, h₂, …, h_n은 각기 h(T), h(2T), …, h(nT)로 설정되어 있다. 따라서, 근단 음성입력 Sin에 포함된 반향성분은 가산기(17)에 의해 소거된다. 그러한 의사반향은, 전술한 바와 같이, 원단 음성출력 Rout에 혼합되는 의사잡음을 더 가미하여 생성되고 있으므로, 당해 의사잡음의 성분이 근단 음성입력 Sin에 혼입되는 경우에도 소거될 수 있다. 그 결과, 의사잡음의 성분이 원단 통화자 측으로 전송되는 것을 피할 수 있다. 그러므로, 의사잡음의 추가 혼입에 의한 원단 통화자로의 통화 장애는 발생하지 않는다. 비록 의사잡음의 혼입에 의해 다소 잡음이 근단 통화자나 원단 통화자에게 전송되더라도, 당해 의사잡음의 레벨 등을 적절히 조정함으로써, 그와 같은 통화 장애를 회피할 수 있다.

[실시예 2]

제4도는 본 발명의 실시예 2에 따른 반향소거장치의 요부를 도시하는 블록도이다. 본 실시예에서, 의사잡음발생기(11)는 실시예 1의 경우와 같이 특정의 의사잡음을 발생시켜 출력한다. 여기서, 상기 의사잡음으로서는 일정 레벨의 잡음(예컨대, 백색잡음)이 이용된다. 한편, 레벨/주파수특성측정유닛(12)은 근단 음성입력신호 Sin의 레벨 및 주파수특성을 측정한다. 이 측정의 결과에 따라, 필터들(13,18)의 특성이 변화한다.

제5(a)도는 상기 의사잡음의 주파수특성을 도시하고 있다. 이 도면에 도시된 바와 같이, 평탄한 특성을 가진 의사잡음이 사용되낟. 제5(b)도는 레벨/주파수특성측정유닛(12)에 의해 측정된 근단 통화자의 음성에 대응하는 근단 음성입력 Sin의 주파수특성을 도시한다. 이 측정된 주파수특성에 따라 필터(13)의 특성은 제5(c)도에 도시된 바와 같이 변화한다. 본 실시예에서는, 필터특성은 근단 통화자의 음성 주파수를 시뮬레이션(simulation)함과 동시에 레벨차가 일정(예시된 예에서, 20dB)하게 되도록 가변 설정한다. 또한, 필터(18)는 필터(13)의 특성에 대해 역의 특성을 가지도록 설정한다. 따라서, 필터들(13,18)을 서로 종속(cascade) 접속하면, 그 종속 접속된 회로의 입력 및 출력신호는 서로 동일 하게 된다.

필터(13)는 변경 설정된 필터특성을 의사잡음에 부여하여 출력한다. 따라서, 의사잡음은 근단 통화자의 음성에 따라 그 주파수특성이 변화하게 된다. 이와 같이 의사잡음의 특성이 출력시 근단 통화자의 음성에 대응하게 되므로, 그러한 의사잡음이 원단 음성출력 Rout에 혼합되어 하이브리드회로(2)를 통하여 근단 통화자에게 전송되더라도, 의사잡음에 의해 야기되는 근단 통화자에 대한 어떠한 역효과도 회피할 수 있다. 그 이유는 인간의 청각 특징 때문에 인간은 주파수 특성이 유사한 신호에 대해서 거의 위화감을 가지고 있지 않아, 감각상으로는 통화품질의 열화를 방지할 수 있기 때문이다.

또한, 원단 통화자의 음성 레벨이 높아질수록, 필터(18)의 이득도 높아지도록 설정된다. 이러한 구성도 상술한 것과 같은 이유에 근거한 것이다. 즉, 통화레벨이 높은 때에는 잡음레벨이 비교적 높더라고, 인간이 잡음을 거의 감지하지 못하기 때문이다.

필터(13)의 출력은 가산기(14)를 통해 원단 통화자의 음성을 전송하기 위한 전송회선에 공급되어 상술한 원단 음성출력 Rout으로 작용한다. 그러므로, 필터(13)의 출력은 외부 하이브리드회로(2)를 통해 근단 음성입력 Sin에 혼입되고 이어서 필터(18)로 공급된다. 여기서, 필터(18)는 필터(13)의 특성에 대해 역의 특성을 가지고 있기 때문에, 필터(18)의 출력은 의사잡음발생기(11)로부터 출력된 의사잡음을 하이브리드회로(2)에 직접 공급한 때에 얻을 수 있는 신호와 유사해진다.

다음으로, 계수연산기(15)는 원단 음성출력 Rout과 근단 음성이력 Sin 에 근거하여 의사반향을 발생시키기 위해 필요한 계수(예컨대, 디지털필터 등의 탭계수)를 연산한다. 이하, 이 원리에 대해 상세히 설명한다.

먼저, 주파수 f에 대해 잡음을 N(f), 필터(11)의 특성을 G(f), 필터(18)의 특성을 G^-1(f), 반향의 특성을 H(f)로 각각 표시하면, 근단 음성입력 Sin의 주파수특성S(f)는 다음의 식(9)로 표현된다.

다음으로, 필터(18)의 출력신호 S′(f)는 다음의 식(10)으로 표현된다.

이것과 N(f)사이의 상관관계연산출력은 다음의 식(11)로 표현된다.

상기 식에서, N(f)는 백색에 가까운 잡음이므로, 근사적으로 다음의 식(12)가 성립된다.

그러므로, 다음의 식(13)이 성립되어, 근사적으로 반향의 임펄스응답을 구할 수 있다.

그러므로, 시간영역에서는 필터(18)의 출력 S(t)와 잡음발생기(11)의 출력 n(t)사이의 상관관계연산(다음의 식(14))에 의해, 반향의 임펄스응답, 즉 의사반향을 발생시키기 위한 계수를 구할 수 있다.

의사반향발생기(16)는 공지의 적응필터와 마찬가지로 다음의 식(15)(실시예 1에서의 식(7)과 마찬가지로)에 근거하여 의사반향 ya를 출력하도록 구성되어 있다.

본 실시예에 있어서는 계수 h₁, h₂, …, h_n이 ha(T), ha(2T), …, ha(nT)로 각각 설정되어 있다. 그러므로, 근단 음성입력 Sin에 포함된 반향성분 가산기(17)에 의해 소거된다. 그러한 의사반향은 상술한 바와 같이 원단 음성추력 Rout에 혼입되는 의사잡음을 더 가미하여 생성되고 있으므로, 당해 의사잡음의 성분이 근단 음성입력 Sin에 혼입되더라도, 잡음은 소거될 수 있다. 결국, 의사잡음의 성분이 원단 통화자 측으로 전송되는 것을 피할 수 있다. 그러므로, 의사잡음의 혼입에 의해 원단 통화자에게 일어날 수 있는 통화 장애는 발생하지 않는다. 비록 의사잡음의 혼입에 의해 어느 정도의 잡음이 근단 통화자나 원단 통화자에게 전송되더라도, 당해 의사잡음의 레벨 등을 적절히 조정함으로서, 그러한 통화장애를 회피할 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 실시예에 따르면, 그 주파수특성이 근단 통화자의 음성에 따라 가변되는 의사잡음을, 원단 통화자의 음성을 전송하기 위한 전송회선에 강제로 공급되며, 당해 의사반향을 이용하여 반향경로를 추정하고 의사반향을 발생시킨다. 따라서, 원단 통화자의 음성과 무관하게 반향경로추정의 연습을 수행할 수 있다. 또한, 근단 음성의 레벨/주파수에 따라 잡음을 변형함으로써, 근단 통화자의 통화 품질의 열화를 가능한 극소화하면서 적절한 의사반향을 생성할 수 있다.

[실시예 3]

본 발명의 실시예 3에 대해 설명한다. 본 실시예에서는 원단 음성입력 Rin과 근단 음성입력 Sin을 시간적으로 정합시켜, 반향소거장치의 소거특성의 정확도를 개선한다.

제6도는 실시예 3의 구성을 도시하는 블록도이다. 이 도면에 도시된 반향소거장치(10)는, 원단 음성입력 Rin을 지연시키기 위한 지연회로(31)가 반향경로추정/의사반향발생회로(3)의 전단에 설치되어 있다는 점에서, 제1도에 도시된 종래의 반향소거장치(1)의 구성과 상이하다. 이 지연회로(31)에서의 지연시간은 반향소거장치(10)와 하이브리드회로(2) 사이에서 발생할 수 있는 전송지연과 거의 일치한다.

다음으로, 상기 구성의 효과를 설명한다. 상술한 바와 같이, 지연회로(31)를 갖지 않는 종래 기술에 있어서는, 하이브리드회로(2)로 부터의 근단 음성 입력 Sin의 응답이 원단 음성입력 Rin에 대하여 상술한 지연시간만큼 지연되므로, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에는 원단 음성입력 Rin이 시간적으로 선행하여 입력되고, 이에 대응하는 근단 음성입력 Sin이 상술한 지연신간만큼 지연되어 입력된다. 이 때문에, 예컨대 지연시간이 FIR필터의 200 탭의 연산시간에 대응한다면, 반향경로추정/의사반향발생 처리에 있어서는 512 탭중 단지 312 탭만이 반향경로의 추정 및/또는 의사반향의 발생에 실질적으로 기여하게 된다.

그 반면, 본 실시예에 있어서는, 지연회로(31)에 의해 하이브리드회로(2)에 대한 지연시간이 원단 음성입력 Rin에 부여되어, 원단 음성입력 Rin이 시간적으로 근단 음성입력 Sin과 정합하게 되므로, FIR필터의 기능이 충분히 발휘될 수 있어서 고정밀도의 의사반향을 발생시킬 수 있다. 따라서, 반향소거장치의 소거 특성의 정밀도를 향상시킬 수 있다. 또한, 기존의 장치들을 본 실시예에 직접 사용할 수 있으므로, 상술한 전체적인 수정 등은 더 이상 필요하지 않게 된다.

[실시예 4]

이하, 본 발명의 실시예 4에 대해 설명한다. 본 실시예에서는 원단 음성입력 Rin과 근단 음성입력 Sin을 소위 과샘플링(over-sampling)화 하여 반향소거장치의 소거특성의 정확도를 개선하고 있다.

제7도는 실시예 4의 구성을 도시하는 블록도이다. 이 도면에 도시된 반향소거장치(20)는, 원단 음성입력 Rin을 업샘플링하기 위한 업샘플러(up-sampler; 32)와 근단 음성입력 Sin을 업샘플링하기 위한 다른 업샘플러(33)를 반향경로추정/의사반향발생회로(3)의 전단에 설치하고, 의사반향을 다운 샘플링하기 위한 다운샘플러(34)를 반향경로추정/의사반향발생회로(3)의 후단에 설치되어 있다는 점에서, 제1도에 도시된 반향소거장치(1)와 상이하다.

여기서, 예컨대 원단 음성입력 Rin과 근단 음성입력 Sin의 샘플링 주파수가 8㎑(=Fs)라면, 업샘플러(32,33)의 샘플링주파수는 2Fs인 16㎑이다. 마찬가지로, 다운샘플러(34)에 의한 샘플링주파수는 Fs인 8㎑이다.

다음으로, 상술한 구성의 효과를 설명한다. 상술한 바와 같은 구성에 있어서, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)는 반향경로의 추정 및/또는 의사반향의 발생을 업샘플러(32,33)와 같은 2Fs로 수행한다. 이 의사반향은 업샘플링된 원단 음성입력 Rin과 근단 음성입력 Sin에 근거하여, 추정된 반향경로와 업샘플링된 원단 음성입력 Rin 사이의 컨벌루션(convolution) 연산에 의해 발생되므로, 그 정확도는 종래의 반향소거장치에 의한 것보다 높다. 그 결과, 반향소거장치의 소거특성의 정확도를 개선할 수 있다. 또한, 샘플링 비율(sampling rate)을 증가시킴에 따라 수렴속도가 빨라진다는 장점도 있다. 또한, 본 실시예의 반향소거장치는, 실시예 3의 경우와 마찬가지로 기존의 장치들을 그대로 사용할 수 있으므로, 상술한 전체적인 수정은 더 이상 필요하지 않게 된다.

[실시예 5]

A. 실시예의 구성

제9도는 본 발명의 실시예 5에 따른 반향소거장치의 요부의 블록도이다. 이 장치에서는, 초기추정회로(7)가 제1도의 반향소거장치에 추가로 설치되어 있다. 또한, 도시되지 않은 부분은 제1도와 동일하게 구성되어 있다.

제9도에서, 도면부호 71은 지연시간측정회로를 표시한다. 지연시간측정회로(71)는 근단 음성입력 Sin과 원단 음성출력 Rout에 근거하여 지연시간 T_D(제2도 참조)를 구하고 그 결과를 출력한다. 또한, 지연시간 T_D를 구하는 수단으로서는, 예컨대 소정 기간내에 있어서 근단 음성입력 Sin의 피크가 발생하는 시각과 원단 음성출력 Rout의 피크가 발생하는 시각 사이의 차이를 구해도 되고, 또는 두 신호들 사이의 상호 상관관계에 의해 구해도 된다.

도면부호 75는 지연회로를 표시한다. 이 지연회로(75)는 지연시간측정회로(71)로부터 출력된 지연시간 T_D만큼 원단 음성출력 Rout을 지연시킨다. 도면부호 72는 레벨비율측정회로를 표시한다. 이 레벨비율측정회로(72)는 근단 음성입력 Sin과 지연된 원단 음성출력 Rout 사이의 레벨을 비교하고, 그 비율에 상당하는 신호를 멀티플라이어(multiplier : 76)의 일단에 공급한다. 또한, 멀티플라이어(76)의 타단에는 지연된 원단 음성출력 Rout를 공급한다. 따라서, 멀티플라이어(76)에서는 지연시간 및 레벨의 정규화된 원단 음성출력 Rout(이 출력을, 이하 「신호 Rout′」라 함)이 출력된다.

도면부호 74는 파형데이타베이스를 표시한다. 이 파형데이타베이스(74)는 각종 하이브리드에 대한 반향파형의 특징데이타를 기억하고 있다. 여기에 사용된 “특징데이타”라는 용어는 반향경로추정/의사반향발생회로(3)의 FIR 필터에 있어서의 탭계수 b_i(식(1)참조)을 말한다. 현재 전화회선용으로 사용되고 있는 하이브리드는 수십종류가 있으며, 이들 모든 종류의 하이브리드에 대한 특징 데이터를 기억하는 것은 어려운 일이 아니다. 도면부호 73은 형상비교기이다. 이 형상비교기(73)는, 신호 Rout′와 근단 음성입력 Sin사이의 상관관계에 근거하여, 각종의 특징데이타중에서 실제의 상관관계와 가장 유사한 관계를 나타내는 하나의 특성데이타를 선택한다. 이렇게 선택된 특성데이타(탭계수 b_i)는 반향경로추정/의사반향발생회로(3)의 FIR 필터의 탭계수의 초기치로 설정된다.

또한, 지연회로(75)에 의해 지연되었던 원단 음성출력 Rout은 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에도 공급된다. 따라서, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에서는 근단 음성입력 Sin과 원단 음성출력 Rout 사이에 지연시간 T_D(제2도 참조)가 존재하지 않게 된다. 또, 지연시간측정회로(71), 레벨비율측정회로(72) 및 형상비교기(73)는 콘트롤유닛(4)에서 이중통화가 검출되면(즉, 이중통화신호 DT가 출력되는 경우) 그 작동을 정지한다.

B. 본 실시예의 동작

다음으로, 본 실시예의 작동에 대해 설명한다.

먼저, 원단 통화자가 음성을 내면, 그 내용이 원단 음성출력 Rout의 형태로 지연시간측정회로(71)에 공급된다. 곧 그것에 근거한 반향으로서 근단 음성 입력 Sin이 지연시간측정회로(71)에 공급되면, 지연시간측정회로(71)에서는 지여시간 T_D가 연산되고, 그 연산값이 지연회로(75) 및 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급된다.

그 결과, 지연시간 T_D만큼 지연된 원단 음성출력 Rout이 레벨비율측정회로(72)에 공급된다. 이어서, 레벨비율측정회로(72)는 근단 음성입력 Sin과 지연된 원단 음성출력 Rout 사이의 레벨비율에 상당하는 신호를 멀티플라이어(76)의 일단에 공급한다. 이에 따라, 지연시간 및 레벨의 정규화된 신호 Rout′가 형상비교기(73)에 공급된다.

형상비교기(73)에 있어서는, 신호 Rout′와 근단 음성입력 Sin 사이의 상관관계에 근거하여, 파형데이타베이스(74)에 기억된 특징데이타중에서 실제의 상관관계에 근사하는 하나의 특징데이터를 선택된다. 상기 선택된 특징데이타는 멀티플라이어(77)에 의해 그 레벨이 보정된 후에 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급된다. 이러한 과정에 의해 FIR 필터의 탭계수의 초기치가 설정된다. 또한, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에는 지연회로(75)를 통하여 T_D만큼 지연된 원단 음성출력 Rout가 공급된다.

이와 같이, 지연회로(75)에 대한 지연시간 T_D의 설정과 FIR 필터에 대한 탭계수 b_i의 초기치의 설정이 모두 종료된 시점에서 초기추정회로(7)의 작동이 종료된다. 그후, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에서는 근단 음성입력 Sin과 원단 음성출력 Rout에 근거하여 학습식별이 수행되고, 더 정확한 반향경로를 추정하기 위해 탭계수 b_i가 적절히 변경된다. 이와 같이 본 발명에 의하면, 지연시간측정회로(71)에 의해 지연회로(75)의 지연시간을 설정할 수 있으며, 형상비교기(73)와 파형데이타베이스(74)에 의해 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에서의 탭계수 b_i의 초기치를 설정할 수 있다.

물론, 이들 초기치에 의해 반향경로의 추정이 종료되는 것은 아니고, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에서 추가 학습이 필요하다. 그러나, 상술한 구성에 의하면, 어느 정도 정확도가 높은 초기치를 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 제공함으로써, 학습결과가 수렴하는데 소요되는 시간을 상당히 단축할 수 있다. 더욱이, 본 발명에 의하면, 지연시간 T_D만큼 지연된 원단 음성출력 Rout이 지연회로(75)를 통하여 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급되므로, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에서의 학습 부담이 경감되어, 반향경로추정을 더욱 빠른 속도로 더욱 정확하게 수행할 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 실시예의 반향소거장치에 따르면, 의사반향 발생시의 지연시간을 미리 설정하거나 각 파라미터의 비교적 더 정확한 초기치를 설정할 수 있으므로, 반향경로추정을 고속으로 매우 정확하게 수행할 수 있다.

[실시예 6]

A. 본 실시예의 구성

제10도는 본 발명의 실시예 6에 따른 반향소거장치의 요부의 블록도이다. 본 실시예에서는, 스펙트럼비교기(81) 및 주파수응답데이타베이스(82)가 실시예 5의 형상비교기(73) 및 파형데이타베이스(74)의 대신에 설치되어 있다.

주파수응답데이타베이스(82)는 각종 하이브리드의 주파수응답 특성을 기억하고 있다. 상술한 바와 같이, 현재 전화회선용으로 이용되는 있는 하이브리드는 수십 종류가 있으며, 이들 모든 종류의 하이브리드에 대한 주파수응답특성을 기억한다는 것은 어려운 일이 아니다. 스펙트럼비교기(81)는 신호 Rout′와 근단 음성입력 Sin사이의 상관관계에 근거하여, 각종 주파수응답특성중에서 실제의 특성과 가장 근사한 관계를 발생시키는 하나의 주파수응답특성을 선택한다. 변환회로(83)는 상기 선택된 주파수응답특성을 시간축상의 응답특성으로 변환한다. 구체적으로는, 주파수응답특성이 탭계수 b_i로 변환되며, 이들 탭계수 b_i는 반향경로추정/의사반향발생회로(3)의 FIR필터의 탭계수의 초기치로 설정된다. 스펙트럼비교기(81)는 실시예 5의 형상비교기(73)와 마찬가지로 콘트롤유닛(4)에서 이중통화가 검출되면(즉, 이중통화신호 DT가 출력되는 경우) 그 작동을 정지한다.

B. 본 실시예의 동작

다음으로, 본 실시예의 작동에 대해 설명한다.

먼저, 원단 통화자가 어떤 음성을 내면, 그 내용이 원단 음성출력 Rout의 형태로 지연시간측정회로(71)에 공급된다. 곧 그것에 근거한 반향으로서 근단 음성입력 Sin이 지연시간측정회로(71)에 공급되면, 지연시간측정회로(71)에서는 지연시간 T_D가 연산되고, 그 연산값이 지연회로(75) 및 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급된다.

그 결과, 지연시간 T_D만큼 지연된 원단 음성출력 Rout이 레벨비율측정회로(72)에 공급된다. 이어서, 레벨비율측정회로(72)는 근단 음성입력 Sin과 지연된 원단 음성출력 Rout 사이의 레벨비율이 상당하는 신호를 멀티플라이어(76)의 일단에 공급한다. 이에 따라, 지연시간 및 레벨의 정규화된 신호 Rout′가 스펙트럼비교기(81)에 공급된다.

스펙트럼비교기(81)에서는 신호 Rout′와 근단 음성입력 Sin사이의 상관관계에 근거하여, 주파수응답데이타베이스(82)에 기억된 주파수응답특성중에서 실제의 특성에 가장 근사한 하나의 특성데이타를 선택된다. 상기 선택된 주파수응답특성은 변환회로(83)를 통해 탭계수 b_i로 변환된 후, 멀티플라이어(77)에 의해 그 레벨이 보정되어 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급된다. 이러한 과정에 의해 FIR 필터의 탭계수의 초기치가 설정된다.

이와 같이, 지연회로(75)에 대한 지연시간 T_D의 설정과 FIR 필터에 대한 탭계수 b_i의 초기치의 설정을 모두 종료한 시점에서, 초기추정회로(7)의 작동은 종료한다. 그후, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에서는 근단 음성입력 Sin과 원단 음성출력 Rout에 근거하여 학습식별을 수행하여, 더 정확한 반향경로를 추정하기 위해 탭계수 b_i를 적절히 변화시키게 된다. 이러한 방법으로, 본 실시예에 의하면, 지연시간측정회로(71)에 의해 지연회로(75)의 지연시간을 설정할 수 있으면, 스펙트럼비교기(81), 주파수응답데이타베이스(82) 및 변환회로(83)에 의해 탭계수 b_i의 초기치를 설정할 수 있다.

상술한 바와 같이 본 실시예에 따르면, 실시예 5의 경우와 마찬가지로 어느 정도 정확도가 높은 초기치를 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급함으로써, 학습 결과를 수렴하는데 소요되는 시간을 상당히 단축할 수 있다.

[수정 실시예]

본 발명은 상술한 실시예들에 한정되는 것이 아니라, 예컨대 다음과 같이 각종 변경 및 수정을 실시하여도 된다.

① 상술한 실시예들은 이동전화와 고정전화 사이의 신호전송에 적용한 것이었지만, 본 발명은 이에 제한되는 것이 아니라, 2선회로 및 4선회로 사이에서 신호전송을 행하는 모든 통신망에 적용할 수 있다.

② 실시예 1 및 실시예 2에서는 의사잡음발생기(11)가 항상 의사잡음을 발생시켰지만, 예컨대 호출경계(call boundary)를 교환기로부터 수신하고, 그후 일정 시간이 경과할 때까지 의사신호를 발생하지 않도록 하는 구성도 가능하다. 이러한 구성에 의하면, 학습은 근단 통화자가 수화기를 귀에 가까이 가져갈 때까지 종료될 수 있으므로, 통화가 실제로 이루어질 때에 근단 통화자에게 의사잡음이 전송되는 것을 방지할 수 있다.

③ 의사잡음발생기(11)는 원단 통화자 측이 소정의 시간이상 무음(無音)상태로 있을 때 의사잡음을 발생시켜도 된다. 그 이유는 원단 통화자 측이 무음 상태에 있으면, 근단 통화자측에 의사잡음이 전송되더라도 통화에는 아무런 장애가 되지 않기 때문이다.

④ 의사잡음 발생기(11)는 가산기(17)에서의 반향 소거량이 소정레벨이하로 내려간 경우에 의사잡음을 발생시켜도 된다. 그 이유는 의사반향발생기(16)에서 정상적인 의사반향이 발생되지 않을 가능성이 높으므로 재학습을 행하는 쪽이 바람직할 것이기 때문이다.

⑤ 실시예 1에서는 의사잡음의 레벨이 일정하였지만, 의사잡음의 레벨은 상관관계 연산의 수행에 소요되는 시간이 길어짐에 따라 감소시켜도 된다.

⑥ 실시예 4에서는 업샘플러(32,33)와 다운샘플러(34)를 개별 소자로 구성하였지만, 제8도에 도시된 바와 같이 디지털신호프로세서(DSP; 35)에 의한 단일 소자로 구성하여도 된다. 그러한 경우에, 종래의 구성에 DSP(35)를 설치하고 반향경로추정/의사반향발생회로(3)로의 클럭을 2Fs로 변경하는 것만으로 충분하므로, 소규모의 회로변경만으로 반향소거장치의 소거특성의 정확도를 향상시키는 것이 가능하게 된다.

환언하면, 추정수단과 의사반향발생기의 입력/출력 신호의 샘플링비율을 단일의 신호변환회로에 의해 변환하면 충분하므로, 기존의 장치로부터의 수정은 더 쉽게 이루어질 수 있다.

⑦ 실시예 4에서, 샘플링과정의 순서를 필요에 따라 변경하여도 된다. 여기서 중요한 것은 업샘플러(32,33) 및 다운샘플러(34)의 처리시간이 시간적으로 일치해야 하며 다운샘플러(34)로부터의 출력이 시간적으로 연속적이어야 한다는 것이다.

⑧ 상술한 실시예 3 및 실시예 4를 조합하여 실시하여도 된다. 제 11도는 그러한 조합으로 구성된 반향소거장치(30)의 구성의 일 예를 도시한다. 이 도면에 도시된 바와 같이, 업샘플러(32)의 전단에서, 반향소거장치(30)와 하이브리드회로(2) 사이의 전송지연시간만큼 원단 음성입력 Rin을 지연시키는 지연회로(31)가 설치되어 있다. 이러한 구성 예에 의하면, 실시예 3 및 실시예 4의 멀티플라이어 효과에 의해 반향소거장치의 소거특성의 정확도를 더욱더 개선할 수 있다.

⑨ 실시예 5에서, 파형데이타베이스(74)는 특징데이타로서 탭계수 b_i를 기억하고 있지만, 특징데이타는 탭계수 b_i에 제한되지 않고, 예컨대 알파파라미터, LSP 파라미터, 퍼콜(per-call)계수 등과 같은 각종 하이브리드의 응답특성을 표시할 수 있는 것을 특성데이타로서 기억하여도 된다.

⑩ 실시예 5 및 실시예 6에 있어서, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)는 학습식별알고리즘을 이용하는 것에 한정되지 않고, 칼맨(Kalman)필터 등과 같은 각종 알고리즘을 이용하여도 된다.

⑪ 실시예 5 및 실시예 6에 있어서, 반향경로추정/의사반향발생회로(3)는 최초에는 의사반향신호 Y의 레벨을 추정치보다 작게 되도록 설정하고, 시간의 경과에 따라 본래의 레벨로 점차 증가하도록 구성하여도 된다. 그 이유는, 초기단계에서는 의사반향을 정확히 추정하는 것이 곤란하므로, 초기단계부터 의사반향신호 Y의 레벨을 높게 설정하여 두면 오히려 잡음을 발생시키는 등의 문제를 야기시킬 수 있기 때문이다.

⑫ 실시예 3 내지 실시예 6에서는 원단 통화자가 발성한 음성에 근거하여 반향경로를 추정하였지만, 다른 신호를 이용하여 반향경로를 추정하여도 된다. 예컨대, 호출(calling)이 근단에서 행해진 경우에는 호출음(ring-back tone)을 이용하여 반향경로를 추정하고, 또한 호출이 원단에서 행해진 경우에는 근단 측에서 오프후크(off-hook)가 발생한 직후에 하이브리드로 연습신호를 전송하고 그에 근거하여 반향경로를 추정하여도 된다. 그 이유는, 상술한 설계에 의해 근단 통화자 및 원단 통화자가 실제로 통화를 시작할 때에 이미 정확한 반향경로추정이 완료되어 있기 때문이다.

⑬ 실시예 5 및 실시예 6에서는 지연회로(75)에 의해 지연된 원단 음서출력 Rout이 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급되었지만, 지연되지 않은 원단 음성출력 Rout를 반향경로추정/의사반향발생회로(3)에 공급하여도 된다. 이 경우에는 반향경로추정/의사반향발생회로(3)내에 있어서 원단 음성출력 Rout을 지연시간측정회로(71)에서 측정된 지연시간 T_D만큼 지연시켜도 된다(구체적으로는 식(1)에 있어서 대응하는 탭계수 b_i를 “0”으로 하여도 된다). 이에 따라, 지연시간 T_D가 변화하여도, 의사반향은 반향경로추정/의사반향발생회로(3)내에서의 학습수단에 의해 의사반향을 지연시간 T_D에 추종시킬 수 있게 된다.

Claims

4선측을 통하여 전송된 음성과 2선측을 통하여 전송된 음성 사이의 전송을 수행하기 위한 통신회선망에 설치되는 반향소거장치에 있어서, 다수의 하이브리드의 응답특성을 기억하기 위한 기억수단과, 상기 4선측으로부터 상기 2선측으로 전송되는 전송신호와 상기 2선측으로부터 상기 4선측으로 전송되는 반향신호 사이의 관계에 근거하여, 상기 응답특성중 하나를 선택하기 위한 선택수단과, 소정의 학습알고리즘에 의해 반향경로를 추정하며, 상기 전송신호를 적절히 지연시키고 소정 파라미터에 따라 상기 전송신호를 변형하여 의사반향을 발생시키기 위한 의사반향발생수단과, 상기 선택수단에 의해 선택된 응답특성에 근거하여, 상기 파라미터의 초기치를 설정하기 위한 초기파라미터설정수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.
4선측을 통하여 전송된 음성과 2선측을 통하여 전송된 음성 사이의 전송을 수행하기 위해 통신회선망에 설치되는 반향소거장치에 있어서, 다수의 하이브리드의 주파수응답특성을 기억하기 위한 기억수단과, 상기 4선측으로부터 상기 2선측으로 전송되는 전송신호와 상기 2선측으로부터 상기 4선측으로 전송되는 반향신호 사이의 관계에 근거하여, 상기 주파수응답특성중 하나를 선택하기 위한 선택수단과, 소정의 학습알고리즘에 의해 반향경로를 추정하며, 상기 전송신호를 적절히 지연시키고 소정 파라미터에 따라 상기 전송신호를 변형하여 의사반향을 발생시키기 위한 의사반향발생수단과, 상기 선택수단에 의해 선택된 주파수응답특성에 근거하여, 상기 파라미터의 초기치를 설정하기 위한 초기파라미터설정수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.
4선측을 통하여 전송된 음성과 2선측을 통하여 전송된 음성 사이의 전송을 수행하기 위한 통신회선망에 설치되는 반향소거장치에 있어서, 상기 4선측의 음성에 대응하는 제1 디지털음성신호를 업샘플링하기 위한 제1샘플링수단과, 상기 2선측의 음성에 대응하는 제2디지탈음성신호를, 상기 제1샘플링수단과 같은 샘플링 비율로 업샘플링하기 위한 제2샘플링수단과, 제1 및 제2업샘플링수단의 샘플링 결과에 근거하여, 4선측과 2선측을 변환하기 위한 하이브리드회로의 응답특성을 추정하기 위한 추정수단과, 상기 추정결과 및 상기 샘플링수단에 의한 샘플링 결과를 사용하는 연산에 의해, 상기 하이브리드회로에 의해 발생되는 반향에 상당하는 의사반향을 인공적으로 발생시키기 위한 의사반향발생수단과, 상기 의사반향발생수단의 출력신호를 다운샘플링하기 위한 제3샘플링수단과, 상기 제2디지탈음성신홍에서 상기 제3샘플링수단의 출력신호를 감산하기 위한 감산수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.
제3항에 있어서, 상기 추정수단의 전단에 설치되어, 소정 시간만큼 지연시키는 지연수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.
4선 전송회선과 2선 전송회선에 접속된 2선/4선 변환기를 구비하고 상기 4선 전송회선에 설치된 반향소거장치에 있어서, 상기 4선 전송회선으로부터 신호를 수신하기 위한 제 1입력단과, 상기 2선/4선 변환기로부터 신호를 수신하기 위한 제2입력단과, 상기 2선/4선 변환기로 신호를 전송하기 위한 제1출력단과, 상기 4선 전송회선으로 신호를 전송하기 위한 제2출력단과, 실질적으로 평탄한 주파수특성 및 실질적으로 평탄한 신호레벨을 가진 의사잡음을 발생시키기 위한 의사잡음발생기와, 상기 제1입력단으로부터 입력된 신호와 상기 의사잡음을 가산하고 그 가산결과를 상기 제1출력단에 공급하기 위한 제1가산기와, 반향경로를 추정하고, 소정의 파라미터에 근거하여 상기 제1가산기로부터의 출력신호를 변형함으로써 의사반향을 발생시키기 위한 의사반향발생기와, 상기 제2입력단에 입력된 신호에서 상기 의사반향발생기의 출력신호를 감산하여, 상기 제2입력단으로부터 입력된 신호에 포함된 반향성분을 소거하기 위한 제2가산기와, 상기 제2입력단으로부터 입력된 신호와 상기 제1가산기로부터의 출력신호 사이의 상관관계를 연산하고, 상기 반향성분을 추정하도록 상기 의사반향발생기의 특성을 제어하기 위한 계수연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.
4선 전송회선과 2선 전송회선에 접속된 2선/4선 변환기를 구비하고 상기 4선 전송회선에 설치된 반향소거장치에 있어서, 상기 4선 전송회선으로부터 신호를 수신하기 위한 제1입력단과, 상기 2선/4선 변환기루부터 신호를 수신하기 위한 제2입력단과, 상기 2선/4선 변환기로 신호를 전송하기 위한 제1출력단과, 상기 4선 전송회선으로 신호를 전송하기 위한 제2출력단과, 실질적으로 평탄한 주파수특성 및 실질적으로 평탄한 신호레벨을 가진 의사잡음을 발생시키기 위한 의사잡음발생기와, 상기 제2입력단으로부터 입력된 신호의 레벨 및 주파수특성을 측정하기 위한 레벨/주파수특성 측정회로와, 상기 레벨/주파수특성 측정회로의 측정 결과에 근거하여, 상기 제2입력단으로부터 입력된 신호의 주파수특성과 실질적으로 일치하는 주파수특성을 실현하고, 상기 주파수특성과 소정 감쇠를 상기 의사잡음발생기의 출력신호에 인가하기 위한 제1필터와, 상기 제1필터에 대한 역 특성을 가지고 상기 제2입력단으로부터 입력된 신호를 필터링하기 위한 제2필터와, 상기 제1입력단으로부터 입력된 신호와 상기 제1필터로부터 출력된 신호를 가산하고 그 가산결과를 상기 제1출력단에 공급하기 위한 제1가산기의 소정의 학습알고리즘에 따라 반향경로를 추정하고, 상기 제1가산기의 출력신호에 근거하여 의사반향을 발생시키기 위한 의사반향발생기와, 상기 제2입력단에 입력된 신호에서 상기 의사반향발생기의 출력신호를 감산하여, 상기 제2입력단으로부터 입력된 신호에 포함된 반향성분을 소거하기 위한 제2가산기와, 상기 제2필터로부터 출력된 신호와 상기 제1가산기로부터의 출력신호 사이의 상관관계를 연산하고, 상기 반향성분을 추정하도록 상기 의사반향발생기의 특성을 제어하기 위한 계수연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.
제5항에 있어서, 상기 의사반향발생기의 전단에 설치되어, 상기 반향소거장치와 상기 2선/4선 변환기 사이에 나타나는 지연과 실질적으로 동일한 시간동안 상기 제1가산기로부터 출력된 신호를 지연하기 위한 지연회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.
제4항에 있어서, 상기 의사반향발생기의 전단에 설치되어, 상기 반향소거장치와 상기 2선/4선 변환기 사이에 나타나는 지연과 실질적으로 동일한 시간동안 상기 제1가산기로부터 출력된 신호를 지연하기 위한 지연회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 반향소거장치.