JP3877882B2 - 適応フィルタ - Google Patents
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【技術分野】
本発明は、一般的には信号処理の分野に関し、特に適応フィルタに関する。
【0002】
【発明の背景】
適応フィルタは、所定の方法で供給された信号に対して望ましい出力信号が生成されるように動作する。通常、適応フィルタは、誤り信号に応答する変換関数特性の更新を含むアルゴリズムによって変換関数を生成する。この方法で、フィルタ特性が最適化され望ましい結果を生じる。
【0003】
エコー消去器で使用される場合、適応フィルタは誤り信号に応答して更新されるエコー経路推定値を生成するために使用される。エコーは、普通、通信システムにおける4線対2線式接続での入力信号の不完全な結合によって発生する。エコーは、通常、2線式施設のインピーダンスが4線対2線式接続で不完全な平衡(balance:バランス)となり、入力信号が出経路を通じて入力信号の発生源に部分的に反射されるために生じる。
【0004】
適応エコー消去器は、適応フィルタの変換関数(インパルス応答)特性を調節して反射信号またはエコーの推定値を生成し、その後、それを出力信号から減算することによってエコーを緩和するために利用されてきた。フィルタ・インパルス応答特性と、ひいてはエコー推定値は、出力信号に応答して更新され、消去されるエコーにさらに近似する。
【0005】
適応フィルタの従来技術の装置は適用業務によっては満足に機能することもあるが、変化するエコー経路への十分に高速な応答と十分に高い定常状態の推定品質とを同時に達成できないことが多い。従って、変化する条件に対するより高速な応答を達成すると同時に十分な定常状態推定品質を維持することが依然として必要である。
【0006】
【発明の概要】
本発明の原理によって上記の問題が克服され従来技術に対する進歩がなされるが、そこでは適応フィルタは比例正規化最小二乗平均(Proportionate Normalized Least-Mean-Squares:PNLMS)適応法を利用する。本方法は、推定品質を犠牲にしたり計算の複雑さを大きく増やすこともなく、従来技術の正規化最小二乗平均(Normalized Least-Mean-Squares:NLMS)法よりはるかに高速に適応するので有利である。
【0007】
本発明によれば、適応フィルタは、タップ付き遅延線に沿った位置に関連する利得分配器を個別に調節するので、個々の利得分配器は必ずしも互いに均等である必要はなく、同時に利得分配器の平均が実質上一定であることが確保される。この方法で、適応「エネルギ」がすべてのタップに不均一に分配される。
【0008】
好ましい実施例では、本発明には利得正規化フィードバック・ループが含まれ、適用される信号の電力推定値から正規化信号が導出される。
【0009】
本発明のさらなる特徴と利点は、本発明の様々な実施形態の構造および動作と共に、以下添付の図面を参照して詳細に説明される。
本発明の内容は、添付の図面と共に以下の詳細な説明を検討することによって容易に理解される。
【0010】
【発明の詳細な記述】
本発明の好ましい実施例が、図面を参照しながら説明されるが、以下の説明の過程で多数の図面が同時に参照されることがある。
【0011】
図1を参照すると、電話プラントにおける通常の適応フィルタ(エコー消去器)の配置を示すブロック図が示される。信号x(k)(遠端信号と呼ばれることが多い)がエコー経路を励起する。慣習として、信号y(k)は近端利用者からの何らかの音声v(k)とx(k)の未知のエコー経路インパルス応答hによるフィルタリングであるエコーとの合計である。y(k)とv(k)を区別するために使用される用語は曖昧であることが多いので、ここでは「近端信号」という用語がy(k)を指すために使用され、「近端音声」または「近端ノイズ」という用語がv(k)を指すために使用される。
【0012】
前述したように、こうした電話適用業務で現れるエコーは、長距離プラントの4線式伝送をローカル・ループの2線式伝送に変換するハイブリッドで発生する。エコー消去器はx(k)をエコー経路推定値hによってフィルタリングし、エコー推定値y(k)を得る。図1で示唆されるように、hがhの正確な推定値であるならば、y(k)はy(k)のエコー成分をキャンセルするので、復帰信号(または誤り信号)e(k)は近端音声v(k)とほぼ同等である。
【0013】
もちろん、エコー消去器の品質は、主としてエコー経路推定値hがエコー・インパルス応答hにどれだけ一致するかによって決定される。従来技術は、hを適応的に知るために正規化最小二乗平均(NLMS)法を利用することが多かった。当業技術分野に熟練した者には、この方法にとって重要な関係には以下の式が含まれることをすぐに認識するだろう。
【0014】
【数1】
【外1】
【0015】
これらの関係に関連する混乱の一般的な原因は、そこで表される2つの「時間」である。すなわち、実時間と推定インパルス応答に沿った時間との両方がこれらの関係によって表される。この混乱を最小にする有益な慣習は、ここで行われているように、実時間を(指標kによって)括弧に入れて表し、タップ位置を(指標nによって)下付き文字で表すことである。すなわち、hn(k)は、時間kにおけるインパルス応答のn番目のタップの推定値である。
【0016】
実際のエコー消去器は、式1乃至4によって表される基本的なNLMS適応フィルタリング法を多様な「手直し」によって補完し、エコー消去能力を向上させる必要がある。こうした手直しには、遠端音声検出、近端音声検出および残余エコー制御と無効化トーン検出が含まれる。
【0017】
【外2】
【0018】
2つの主要な要素がNLMSフィルタを使用する適応フィルタの収束率と収束品質を決定する。すなわち、x(k)とv(k)が、ゼロ平均と変化σx 2およびσv 2を伴う独立白色ガウス雑音過程であると仮定すれば、サンプル毎の収束率R(dB単位)は次式によって与えられ、
【数2】
誤り信号e(k)の定常状態電力ρ∞2は次式によって与えられる。
【数3】
【0019】
容易に理解されるように、収束率Rは消去器長さNに反比例し、通常の小さいλ(1未満)の場合、λと共に増大する。最も速い収束はλが1に等しい場合、所定の長さNについて達成される。しかし、定常状態誤りも、通常の小さいλの場合λと共に増大する。
【0020】
本発明の主題である私の比例正規化最小二乗平均(PLNMS)法は、利用可能な適応「エネルギー」が適応フィルタに含まれるN個のタップすべてにわたって「不均一に」分配される点で上記のNLMS法と異なっている。数学的には、この比例適応を説明するために必要な関係は以下のように示される。
【0021】
【数4】
【0022】
当業技術分野に熟練した者には、NとλがNLMS法に由来するパラメータ、すなわちそれぞれフィルタ長さとループ利得であることを容易に認識するだろう。新しいパラメータρおよびδは小信号の調整を行うために利用される。Nが512に等しい場合、妥当な初期パラメータ表示はどちらも0.01に設定される。
【0023】
【外3】
【0024】
パラメータρの意義は次の例によって理解される。すなわち、0に等しいρによってPNLMS法をパラメータで表示する場合、および推定値hn(k)がたまたま0に等しい場合、それは永遠に0に「とどまる」。ρを導入することによってこの問題が回避される。より詳細には、それは小さいインパルス応答サンプルに関連する利得分配器g(k)を、最大インパルス応答サンプルに関連する利得分配器の小数部ρに固定する。
【0025】
最後に、パラメータδは実施に関連する別の特有の問題を克服するために利用される。すなわち、δは、適応フィルタがリセットされた後の場合、通常そうであるようにすべてのhn(k)が0である場合でも、L∞’が必ず0でないようにする。
【0026】
この理論的基礎をふまえてここで図2を参照すると、本発明の実施形態を含む適応フィルタ100が単純化されたブロック図で示される。本発明の概念以外に、当業技術分野に熟練した者には、適応フィルタ100が米国特許第3,499,999号、3,500,000号および4,468,641号で開示されたエコー消去器で使用される適応フィルタと広い意味で同様であることをすぐに認識するだろう。又、この適用業務の背景として、さらに「ベルのエコー・キラー・チップ(Bell's Echo-Killer Chip)」(米国電気電子通信学会スペクトル(IEEE Spectrum)、1980年10月、第34頁乃至第37頁)と題された記事を参照されたい。
【0027】
簡単に言えば、適応フィルタ100には、出経路の信号の変化を自動的に追跡する点で自己適応性である閉ループ誤り制御システムを有する調整可能信号プロセッサ、すなわち適応フィルタが含まれる。より詳細には、フィルタ100は、任意システム102の線形近似を合成する適応トランスバーサル・フィルタ装置を含む任意システム出力推定器101を利用する。
【0028】
このため、遠端入力信号x(k)が遠端信号源から第1伝送経路、例えば、リード線118を通じて適応フィルタ100の第1入力に供給され、内部で任意システム出力推定器101の入力に供給される。当業技術分野に熟練した者には、信号x(k)が、例えば、デジタル・サンプリングされた音声信号であり、ここで、kはデジタル・サンプリング音声の場合、通常、8kHzの逆数であるサンプリング間隔を示す整数であることをすぐに認識するだろう。
【0029】
遠端信号x(k)はまた、リード線104を介し、おそらく何らかの変換回路、例えば、デジタル−アナログ変換器(図示せず)を通じて任意システム102の第1入力にも供給される。エコー消去器適用業務では、任意システム102にはハイブリッド105、整合平衡インピーダンス107および双方向伝送経路106が含まれる。ハイブリッド105への入力信号はリード線104から双方向経路106を通じて近端聴話者に供給される。しかし、通常、平衡インピーダンス107が双方向経路106のインピーダンスと正確に整合していないために発生するハイブリッド105でのインピーダンス不整合のため、ハイブリッド入力信号の一部が出力リード線108に現れ、エコー信号として遠端信号源に反射される。
【0030】
推定器101は、適応フィルタ100が任意システムの特性に収束するまで任意システム102のものとは異なったシステム出力信号を発生する。従って、任意システム102の出力は、これまで説明したエコー消去器適用業務で遭遇することの多いエコー信号と同等である。
【0031】
任意システム102の出力信号はリード線108を通じてフィルタ100の別の入力に供給され、内部で結合ネットワーク109の第1入力に供給される。リード線108にはやはり変換装置、例えば、アナログ−デジタル変換器(図示せず)が含まれる。結合ネットワーク109への第2入力は推定器101によって生成する任意システム出力信号の信号推定値である。任意システム出力推定値はリード線110を介して結合ネットワーク109の第2入力に供給される。結合ネットワーク109は、推定器101からの任意システム出力推定値と任意システム102からの出力との代数差に対応する誤り信号e(k)を生成する。誤り信号e(k)は第2伝送経路、例えば、リード線111を通じて遠端信号源と推定器101に供給される。
【0032】
推定器101には、遅延ユニット145−1乃至145−(N−1)から構成されるいわゆるタップ付き遅延線が含まれ、一般的な間隔に対応するタップで望ましい遅延を実現する。従って、入力遠端信号x(k)の遅延された複製x(k−1)乃至x(k−N+1)が対応するタップに生成される。各タップ位置の信号は誤り信号e(k)に応答して調節される。より詳細には、信号x(k)乃至x(k−N+1)は、それぞれ調節ネットワーク140−0乃至140−(N−1)の対応する1つを介し、x(k)に応答して個別に重み付けされる。
【0033】
【外4】
【0034】
信号L∞’は、各調節ネットワーク140−0乃至140−(N−1)からのタップ出力hn(k)から生成される。すなわち、それぞれ調節ネットワーク140−0乃至140−(N−1)によって生成されるタップ出力h0(k)乃至hN-1(k)はそれぞれの整流器124−0乃至124−(N−1)によって整流され、各出力は最大エレメント125に適用され、出力として信号L∞(k)を生成する。その後、信号L∞(k)はδ信号127と共に最大エレメント126に適用され、出力として信号L∞を生成する。信号g(k)は、それぞれ調節ネットワーク140−0乃至140−(N−1)によって生成される利得g0(k)乃至gN-1(k)の平均である。すなわち、利得信号g0(k)乃至gN-1(k)は加算ネットワーク122に集合的に適用された後、スケーラ123によって基準化される。
【0035】
図2から容易に理解されるように、重み付け複製、すなわち調節ネットワーク140−0乃至140−(N−1)によって生成されるx(k)の振幅係数信号は加算ネットワーク128によって合計され、任意システム102の出力に近似する任意システム出力またはエコー推定値信号を生成する。任意システム出力推定値はその後リード線110を介して結合ネットワーク109の第2入力に供給される。
【0036】
当業技術分野に熟練した者は、安定したシステムを生じるために、個々のループ利得を適切に調節することが重要であることを認識するだろう。これは、ループ利得を入力信号x(k)の所定の特性の推定値で割り算することによるループ利得の正規化によって実現される。このループ利得正規化を組み込んだ本発明の好適実施形態が、図3で単純化されたブロック図で示される。
【0037】
図3に示すように、入力信号電力P(x)の推定値が正規化制御信号として利用され、電力推定器129によって生成される。電力推定器129によって生成された正規化制御信号は、各調節ネットワーク140−0乃至140−(N−1)のディバイダ130に供給される。この正規化は新しいものではなく、D.L.Duttweilerの論文、「12チャネル・デジタル・エコー消去器(A Twelve-channel Digital Echo Canceler)」(米国電気電子通信学会通信会報(IEEE Transactions on Communications)、COM−26、第5号、1978年5月、第647頁乃至第653頁)で論じられている。
【0038】
図4は、単純化されたブロック図で、本発明によって利用される電力推定器の1つの実施形態を示す。すなわち、図4に示すように、受信された信号x0(k)乃至xN-1(k)はそれぞれ平方器401−0乃至401−(N−1)に供給され、その出力が加算ネットワーク402によって合計される。この合計の平均が平均器403によって生成されるが、その出力が電力推定値P(x)である。
【0039】
本発明は、好ましい実施例の場合で詳細に示され説明されたが、当業技術分野に熟練した者には、添付の請求項の範囲によってのみ制限される本発明の広範な原理と精神から逸脱することなく変形や修正が可能であることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図1】適応フィルタ(エコー消去器)の配置およびキー信号を単純化したブロック図で示す。
【図2】本発明の実施例を含む適応フィルタを単純化したブロック図で示す。
【図3】本発明の代替の実施例を含む適応フィルタを単純化したブロック図で示す。
【図4】本発明の好ましい実施例で使用される電力推定器を単純化したブロック図で示す。
Claims (9)
- 入経路(104)と出経路(108)とを有するシステム(102)の近似を合成する適応フィルタにおいて、該適応フィルタが、
該入経路に接続された調節可能信号処理手段(101)であって、望ましい間隔のタップの付いた遅延線(145−1〜145−(N−1))と、該入経路に印加される信号に応答して、該タップの各々と関連するタップ利得を個別に調節する調節手段(140−0〜140−(N−1))とからなる調節可能信号処理手段(101)、
該出経路に接続され、該出経路の信号を、前記調節可能信号処理手段から供給された信号と代数的に結合する手段(109)、および
該結合された信号に応答して、該調節可能信号処理手段を調節する手段(112)を備え、
個々のタップ利得は必ずしも互いに等しくなく、
該タップ利得は、加算手段(122)により合計され、該加算手段の出力はスケーリング手段(123)によって基準化され、および該スケーリング手段の出力は該調節手段に入力され、これにより個々のタップ利得の平均を一定に保つようにすることを特徴とする適応フィルタ。 - 請求項1に記載の適応フィルタにおいて、
該個別の調節手段が、該調節されたタップ利得が所定のしきい値より小さい場合に、該タップの各々について最小タップ利得ρを生成する手段からなる適応フィルタ。 - 請求項1に記載の適応フィルタにおいて、
該個別の調節手段が、該個々のタップ利得を適切な単調増加関数に従って調節する適応フィルタ。 - 請求項3に記載の適応フィルタにおいて、
該最小に調節されたタップ係数が、0.001ないし1.0の範囲内の数値を有する適応フィルタ。 - 請求項2に記載の適応フィルタにおいて、
該遅延線が、ナイキスト間隔にてタップが付けられている適応フィルタ。 - 請求項2に記載の適応フィルタにおいて、
該タップの各々に関連する利得を、正規化信号に応答して個別に正規化する手段を備える適応フィルタ。 - 請求項7に記載の適応フィルタにおいて、
該正規化する手段が、該入経路に印加された信号の所定の特性に従って該正規化信号を発生する手段から成る適応フィルタ。 - 請求項8に記載の適応フィルタにおいて、
該印加された信号の該所定の特性が、該入経路に印加された信号の電力推定値である適応フィルタ。
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