DE69533375T2

DE69533375T2 - Echokompensator und Echopfadschätzungsverfahren

Info

Publication number: DE69533375T2
Application number: DE69533375T
Authority: DE
Inventors: Toshiro Kawahara; Toshio Miki; Hirohito Suda; Tomoyuki Ohya; Hirofumi Takagi
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 1994-05-06
Filing date: 1995-05-02
Publication date: 2005-07-28
Anticipated expiration: 2015-05-03
Also published as: EP1202469A2; DE69533375D1; US5859907A; EP1202469B1; CN1232048C; CN1128591A; CN1185800C; CN1396718A; KR100233077B1; CA2162570C; EP1202469A3; EP0708537A4; KR960702965A; EP0708537B1; EP1184998A2; DE69535116D1; EP0708537A1; EP1184998B1; DE69535116T2; WO1995031052A1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Erfindung betrifft einen Echokompensator, der dazu geeignet ist, für ein Mobilkommunikationsnetz und ein Weitverkehrstelefonnetz verwendet zu werden. Die Erfindung betrifft ebenso ein Echopfadschätzverfahren, das dazu geeignet ist, für diesen Echokompensator verwendet zu werden.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
In einer Weitverkehrstelefonverbindung über ein Unterwasserkabel oder einen Nachrichtensatelliten ist die an beiden Enden der Verbindung verbundene Teilnehmeranschlussleitung im Allgemeinen eine Zweidrahtleitung und ihr Weitverkehrsübertragungsabschnitt zu Signalverstärkungszwecken, etc. eine Vierdrahtleitung. Gleichermaßen ist in dem Mobilkommunikationsnetz, in dem ein Mobiltelefon bzw. Handy verwendet wird, die Teilnehmeranschlussleitung eines terrestrischen Analogtelefons eine Zweidrahtleitung und ihr Abschnitt von einem Terminal des Mobiltelefons zu einem Vermittlungsstelle etc. eine Vierdrahtleitung. In diesem Fall ist der Verbindungsbereich zwischen der zweidrähtigen und der vierdrähtigen Seite zum Durchführen einer Vierdraht/Zweidrahtumsetzung mit einer Gabelschaltung versehen.
Diese Gabelschaltung ist dafür vorgesehen, an die Impedanz der Zweidrahtleitung angepasst zu sein. Da es jedoch schwierig ist, ständig einen gut angepassten Zustand zu erzielen, neigt ein eine Eingangsseite der vierdrähtigen Seite der Gabelschaltung erreichendes Empfangssignal dazu, in Richtung einer Ausgangsseite der vierdrähtigen Seite zu "entweichen" und erzeugt dadurch ein sogenanntes Echo. Da ein derartiges Echo einen geringeren Pegel als die Sprache eines Sprechers aufweist und den Sprecher er reicht, nachdem es eine vorbestimmten Zeitspanne verzögert worden ist, kommt es zu einer Sprachbeeinträchtigung. Eine derartige durch ein Echo erzeugte Sprachbeeinträchtigung nimmt mit steigender Signallaufszeit an Bedeutung zu. Insbesondere bei der ein Mobiltelefon verwendenden Mobilkommunikation erhöht sich die Signalverzögerung, da verschiedene Verarbeitungsverfahren in dem zu der Vermittlungsstelle, etc. führenden Funkverbindungsabschnitt ausgeführt werden, was folglich insbesondere zu dem Problem einer durch das Echo verursachten Sprachbeeinträchtigung führt. 2 zeigt ein Beispiel einer Echowellenform bezüglich einer Impulsantwort.
Vorrichtungen zum Verhindern einer Echoerzeugung sind als Echosperre und Echokompensator bekannt. Die US-A-4764955 offenbart einen derartigen Echokompensator. 1 zeigt einen schematischen Aufbau eines Echokompensators, der in einem Mobilkommunikationsnetz verwendet werden kann. Der hier gezeigte Echokompensator 1 ist in einer Vorstufe einer Gabelschaltung 2 angeordnet. In dieser Darstellung wird der Nutzer eines gewöhnlichen Analogtelefons als der "Sprecher an dem nahen Leitungsende" und der Nutzer eines Mobiltelefons als der "Sprecher an dem fernen Leitungsende" bezeichnet. Es stellen jeweils dar: Rin ein Sprachsignal von dem fernen Leitungsende, das in den Echokompensator 1 eingegeben wird; Rout ein Sprachsignal von dem fernen Leitungsende, das von dem Echokompensator 1 ausgegeben wird; Sin ein Sprachsignal von dem nahen Leitungsende, das in den Echokompensator 1 eingegeben wird; Sout ein Sprachsignal von dem nahen Leitungsende, das von dem Echokompensator 1 ausgegeben wird.
Der in 1 gezeigte Echokompensator 1 weist eine Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugende Schaltung 3, eine Steuereinheit 4, einen Addierer 5 und einen nicht linearen Prozessor 6 auf. Die Echopfadschätz-/Echonach bildung-erzeugende Schaltung 3 erfasst hierbei einen Frequenzgang der Gabelschaltung 2, und zwar auf der Grundlage von sowohl dem Eingangsprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende als auch dem Eingangsprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende, und schätzt einen Echopfad (d. h., die Echolaufzeit). Anschließend wird ein zu erwartendes Echo (d. h., eine Echonachbildung) von der Gabelschaltung 2 durch eine herkömmliche Operation erzeugt, und zwar auf der Grundlage des Schätzergebnisses und des Eingangssprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende. Diese Echonachbildung wird durch einen FIR-Filter erzeugt, der beispielsweise aus bis zu 512 Taps aufgebaut ist. Eine herkömmliche Operation bezüglich einer Echonachbildung nimmt hierauf Bezug. In dem Addierer 5 wird diese Echonachbildung von dem Eingangsprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende subtrahiert, um dadurch das Echo zu löschen. Als der oben erwähnte Echopfadschätzalgorithmus wird ein lernender Identifizierungsalgorithmus verwendet. Dieser lernende Identifizierungsalgorithmus weist unter einer Mehrzahl von adaptiven Algorithmen eine vergleichsweise geringe rechentechnische Komplexität und eine gute Konvergenzcharakteristik auf.
Insbesondere weist die Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugende Schaltung 3 einen FIR-Filter auf. Ein von dem FIR-Filter ausgegebenes Echonachbildungssignal Y(z) kann durch die nachstehende Gleichung (1) erhalten werden.
In der Gleichung (1) ist N die Anzahl der Taps des FIR-Filters und b_i (mit i = 0, 1, 2, ... N – 1) ein Tap-Koeffizient in jedem Tap. Wenn durch eine Echopfadschätzung geeignete Werte der Tapanzahl N und des Tap-Koeffizienten b_i erzielt werden können, ist das Echonachbildungssignal Y(z) an ein gegenwärtiges Echo angenähert bzw. approximiert. Folglich wird ein Echo in dem Addierer 5 gelöscht. Als der oben erwähnte Echopfadschätzalgorithmus wird eine adaptive Filtertechnik, wie beispielsweise ein lernender Identifizierungsalgorithmus verwendet, der unter einer Mehrzahl von adaptiven Algorithmen eine vergleichsweise geringe rechentechnische Komplexität und eine gute Konvergenzcharakteristik aufweist. Details des lernenden Identifizierungsalgorithmus sind beispielsweise in der Zeitschrift "Institute of Electronics and Communication Engineers of Japan (IECE)", Journal '77/11, Vol. J60-A, Nr. 11, in dem Artikel mit der Überschrift "Regarding Echo Canceling Characteristic of Echo Canceler Using Learning Identification Algorithm" offenbart.
Um das obige Lernen zu ermöglichen, müssen als Bedingungen die nachstehenden Voraussetzungen erfüllt werden.

1) Es ist ein Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende vorhanden, und zwar mit dem Pegel, der ausreichend ist, dass ein Echo als ein Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende zurückkommt. D. h., der Sprecher an dem fernen Leitungsende spricht gerade.
2) Das Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende ist einzig aus einem Echo (oder einem Echo und einem weißen Rauschen) gebildet. D. h., der Sprecher an dem nahen Leitungsende spricht gerade nicht.

Wenn demgegenüber der Sprecher an dem fernen Leitungsende nicht spricht, und wenn der Sprecher an dem fernen Leitungsende und der Sprecher an dem nahen Leitungsende gleichzeitig sprechen (dieser Zustand wird nachstehend als "Doppelsprechen" bzw. "Gegensprechen" bezeichnet), ist es erforderlich, die Lernfunktion auszuschalten, da die Gefahr besteht, einen falschen bzw. fehlerhaften Lernzustand der Echopfadschätzung zu verursachen.
In der Übertragungsleitung werden digitale Signale übertragen und zwischen dem Echokompensator 1, der dazu geeignet ist, derartige digitalen Signale zu verarbeiten, und der Gabelschaltung 2, die dazu geeignet ist, eine Wandlung bzw. eine Umsetzung zu der analogen Leitung durchzuführen, wird eine Digital/Analog(D/A)-Wandlung (im Allgemeine als eine μ-law Konvertierung bezeichnet) durchgeführt. Aus diesem Grund bildet sich zwischen dem Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende und dem Eisgangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende eine Beziehung, die eine nicht lineare Charakteristik aufweist. Folglich kann ein Echo, lediglich durch die lineare Berechnung mittels der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3, etc., nicht vollständig gelöscht werden. Folglich wird eine Echokomponente erzeugt, die nicht vollständig gelöscht werden kann.
Um eine derartige Echokomponente (nachstehend als das "Restecho" bezeichnet) zu entfernen, wird der nicht lineare Prozessor 6 verwendet. Dieser nicht lineare Prozessor 6 führt eine nicht lineare Schaltoperation durch. Insbesondere wird in dem Fall, in dem das Ausgangssprachsignal Sout von dem nahen Leitungsende lediglich aus einem Echo gebildet ist, d. h., in dem Fall, in dem gegenwärtig nur der Sprecher an dem fernen Leitungsende spricht (dieser Zustand wird nachstehend als "Einzelsprechen des Sprechers an dem fernen Leitungsende" bezeichnet), eine derartige Schaltoperation durchgeführt, dass die Übertragung des Ausgangssprachsignals Sout von dem nahen Leitungsende verhindert wird, oder es wird eine derartige Operation durchgeführt, dass das Ausgangssprachsignal Sout von dem nahen Leitungsende durch ein Pseudorauschen ersetzt wird.
Die Steuereinheit 4 steuert bzw. regelt die Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugende Schaltung 3 und den nicht linearen Prozessor 6. D. h., die Steuereinheit 4 erfasst die Bedingung, bei der der Sprecher an dem fernen Leitungsende nicht spricht, oder das Doppelsprechen, steuert den EIN/AUS-Zustand der Lernfunktion der Echopfadschätzung in Übereinstimmung mit einem Doppelsprechen-Signal DT, erfasst das Einzelsprechen des Sprechers an dem fernen Leitungsende und steuert die Schaltoperation des nichtlinearen Prozessors 6.
Im Übrigen treffen die vorstehend erwähnten Techniken auf die nachstehenden Probleme.

1) Erstens wird die Anzahl der Taps des adaptiven Filters und ebenso die rechentechnische Komplexität erhöht, wenn sich die Verzögerungszeit eines zu löschenden Echos erhöht, da die oben erwähnten Techniken lediglich eine adaptive Filtertechnologie, wie beispielsweise den lernenden Identifizierungsalgorithmus, verwenden. D. h., die Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugende Schaltung 3 schätzt einen Echopfad unter der Annahme, dass das Eingangsprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende und das Eingangsprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende zeitweise miteinander übereinstimmen, und erzeugt ein Echo auf der Grundlage des geschätzten Echopfads. Da das von der Gabelschaltung 2 kommende Eingangsprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende jedoch bezüglich des Eingangsprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende verzögert ist, und zwar durch eine Verzögerungszeit, die einen Übertragungspfad zwischen dem Echokompensator 1 und der Gabelschaltung 2 zuzuschreiben ist, wird zuerst das Eingangsprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende und anschließend das Rin entsprechende Eingang sprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende mit der oben erwähnten Verzögerungszeit in die Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugende Schaltung 3 eingegeben. Während dieser Zeitspanne ist es nicht möglich, ein Lernen auf der Grundlage der Schätzung eines Echopfads zufriedenstellend durchzuführen.
2) Ebenso verfügt der Echokompensator in den oben erwähnten herkömmlichen Techniken bzw. Technologien bei Beginn einer Operation über keine Information bezüglich des Echopfads. Eine Beobachtung der vorliegenden Erfinder hat es jedoch gezeigt, dass eine Charakteristik eines Echopfads im Wesentlichen von einer Charakteristik einer Gabelschaltung abhängig ist. Insbesondere wurde die Wellenform eines durch eine Gabelschaltung verursachten Echos auf der Zeitachse der Länge nach verschoben, und zwar in Übereinstimmung mit einer Verzögerung in der Übertragungsleitung, und in Übereinstimmung mit der Dämpfung der Übertragungsleitung gedämpft. Dies führt dazu, dass eine Wellenform eines Echos in der Übertragungsleitung bezüglich eines eingegeben Impulses mit einer bedenklichen Genauigkeit erhalten wurde.
3) In der Übertragungsleitung wird ein digitales Signal übertragen, und zwischen dem Echokompensator 1 zum Verarbeiten des digitalen Signals und der Gabelschaltung 2 zum Durchführen einer Wandlung bzw. Umsetzung auf eine analoge Leitung wird eine D/A-Wandlung (gewöhnlich eine μ-law-Konvertierung) durchgeführt. Aus diesem Grund bildet sich zwischen dem Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende und dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende eine nichtlineare Beziehung. Folglich ist es unmöglich, das Echo lediglich durch ein lineare Operation unter Verwendung der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3, etc. vollständig zu löschen.

Um die Defizite bzw. Nachteile der Punkte 1 bis 3 in der Gesamtheit zu verbessern, ist es erforderlich, den Aufbau bzw. das Design des Echokompensators teilweise oder vollständig zu ändern. Ist diesem Falle war es nicht zu erwarten, dass die vorhandene Vorrichtung bzw. das vorhandene Material effektive genutzt werden kann. Ferner besteht seit kurzem der Bedarf an einem Echokompensator mit einer Hochgeschwindigkeitskonvergenz.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist in Anbetracht der oben erwähnten Umstände geschaffen worden. Es ist deshalb eine erste Aufgabe der Erfindung, einen Echokompensator und ein Echopfadschätzverfahren vorzusehen, die dazu geeignet sind, einen Echopfad schnell und mit einer hohen Genauigkeit zu schätzen.
Es ist eine zweite Aufgabe der Erfindung, die erste Aufgabe zu verwirklichen, ohne die vorhandenen Vorrichtungen weitgehend zu verändern.
Um die obigen Aufgaben zu erzielen, könnte man einen Echokompensator vorsehen, der in einem Kommunikationsnetz bzw. Liniennetz verwendet wird, das eine erste Übertragungsleitung zur Sprachübertragung über eine vierdrähtige Seite und eine zweite Übertragungsleitung zur Sprachübertragung über eine zweidrähtige Seite aufweist, wobei der Echokompensator aufweist:
eine Trainingssignal-erzeugende Einrichtung zum Erzeugen eines Trainingssignals und zum Zuführen des gleichen Signals zu der ersten Übertragungsleitung; und
eine Koeffizienten-berechnende Einrichtung zum Berechnen eines zum Erzeugen einer Echonachbildung erforderlichen Koeffizienten auf der Grundlage einer Korrelation, die zwischen dem der ersten Übertragungsleitung zugeführten Trainingssignal und einem Signal von der zweiten Übertragungsleitung gebildet wird.
Als Trainingssignal kann hierbei beispielsweise ein Pseudorauschen oder ein gefiltertes Pseudorauschen verwendet werden. Das Trainingssignal ist nicht genau auf ein als Trainingssignal vorgesehenes Signal beschränkt. Es kann ebenso ein Rufton oder dergleichen als Trainingssignal verwendet werden.
Wenn ein Pseudorauschen als Trainingssignal gewählt wird, wird der ersten Übertragungsleitung zum Übertragen der Sprache des Sprechers von dem fernen Leitungsende ein bestimmtes Pseudorauschen zugeführt. Anschließend wird ein zum Erzeugen einer Echonachbildung erforderlicher Koeffizient auf der Grundlage einer Korrelation berechnet, die zwischen dem Pseudorauschen und einem Signal von einer zweiten Übertragungsleitung gebildet wird. Diese Korrelation wird unter der Bedingung gebildet, dass der Sprachpegel der Sprache des Sprechers von dem fernen Leitungsende nahezu vernachlässigt werden kann. Der nachstehend verwendete Ausdruck "einer derartigen Bedingung, dass [...] nahezu vernachlässigt werden kann" bezieht sich auf die "Zeit zum Berechnen einer Korrelation, die lang genug ist, um eine Korrelation zwischen einem Rauschen, das hinzugefügt wird, und einer Sprache auf der vierdrähtigen Seite ausreichend abzusenken". D. h., es kann ein Training zum Schätzen eines Echopfads, genauer gesagt, ein Training zum Erzeugen einer Echonachbildung durchgeführt werden, und zwar unabhängig von der Sprache des Sprechers von dem fernen Leitungsende.
Vorzugsweise wird das Pseudorauschen hierbei abhängig von der Pegel- oder der Frequenzcharakteristik der Sprache des Sprechers von dem nahen Leitungsende einer Filterung unterzogen, so dass die Charakteristik verändert werden kann. Der Grund dafür ist der, dass keine Sprachbeeinträchtigung erzeugt werden kann, selbst wenn eine Komponente des Pseudorauschens durch die Gabelschaltung zu dem Sprechen an dem nahen Leitungsende übertragen wird. Da ferner eine Echonachbildung durch hinzufügen einer Komponente eines Pseudorauschens erzeugt wird, wird die Komponente des Pseudorauschens letztendlich gelöscht und niemals zu dem Sprecher an dem fernen Leitungsende übertragen.
Wenn das der Sprache auf der vierdrähtigen Seite entsprechende Sprachsignal mit einer zwischen dem Echokompensator und der Gabelschaltung auftretenden Übertragungsverzögerung verzögert wird, kann ferner das verzögerte erste Sprachsignal zeitweise mit dem der Sprache auf der zweidrähtigen Seite entsprechenden zweiten Sprachsignal in Übereinstimmung gebracht werden. Folglich ist fast keine Zeit zum Erzeugen einer Echonachbildung nur von dem ersten Sprachsignal vorhanden. Da diese spezifische Verbesserung direkt auf die vorhandenen Vorrichtungen angewandt werden kann, sind die vorstehend erwähnte vollständige Änderung, etc. des Echokompensators nicht erforderlich.
Gemäß der Erfindung wird die Abtastrate des ersten und des zweiten Sprachsignals erhöht, um eine Echonachbildung mit einer hohen Genauigkeit zu erzielen. Da diese spezifische Verbesserung direkt auf die vorhandenen Vorrichtungen angewandt werden kann, sind die vollständige Änderung, etc. des Echokompensators nicht erforderlich.
Wenn er bzw. der Echokompensator ferner derart aufgebaut ist, dass Frequenzgänge oder Frequenzcharakteristika einer Mehrzahl von Gabelschaltungen in einer Speichereinheit gespeichert sind, eine der Charakteristika auf der Grundlage der Korrelation zwischen dem von der vierdrähtigen Seite zu der zweidrähtigen Seite übertragenen Übertragungssignal und dem von der zweidrähtigen Seite zu der vierdrähtigen Seite übertragenen Echosignal gewählt wird und die verschiedenen Parameter auf der Grundlage der ausgewählten Charakteristik initialisiert werden, kann ferner die Lerngeschwindigkeit erhöht werden. Folglich ist dies wünschenswerter.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 zeigt ein Blockdiagramm eines Aufbaus eines herkömmlichen Echokompensators;
2 zeigt ein Diagramm mit der Wellenform eines Echos;
3 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators;
4 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators;
5 zeigt einen Graphen mit einer Frequenzcharakteristik eines Filters;
6 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators;
7 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators gemäß der vorliegenden Erfindung;
8 zeigt ein Blockdiagramm eines wichtigen Abschnitts eines Echokompensators gemäß einer Modifikation der Erfindung;
9 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators;
10 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators; und
11 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators gemäß der Erfindung.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators. Hierbei erzeugt ein Pseudorauschgenerator 11 ein bestimmtes Pseudorauschen und gibt es aus. Als dieses Pseudorauschen wird ein Rauschen eines bestimmten Pegels (beispielsweise weißes Rauschen) verwendet. Dieses Pseudorauschen wird dem Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende über einen Addierer 14 hinzugefügt und das Ergebnis als Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende ausgegeben. Folglich wird ein Teil des Pseudorauschens durch die Gabelschaltung 2 mit dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende gemischt und einem Koeffizientenrechner 15 zugeführt.
Der Koeffizientenrechner 15 berechnet einen Koeffizienten (beispielsweise einen Tap-Koeffizienten, wie ein digitales Filter), der zum Erzeugen einer Echonachbildung auf der Grundlage des Ausgangssprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende und des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende erforderlich ist. In diesem Fall wird eine Korrelation unter der Bedingung gebildet, dass die Sprache des Sprechers an dem fernen Leitungsende leise ist, oder dass der Sprecher an dem fernen Leitung sende nicht spricht, wie durch die nachstehende Gleichung (2) gezeigt. S(t) = ∫∞0 h(τ)n(t – τ)dτ (2)
In der obigen Gleichung (2) entspricht t der Zeit. t = 0 ist der Zeitpunkt, an dem eine Messung beginnt. Ein auf Rout zu addierendes (oder anzuwendendes) Pseudorauschen entspricht n(t). Ein in Sin zu erhaltendes Signal entspricht S(t). h(t) entspricht einer Impulsantwort eines Echos. Hierbei kann eine in der nachstehenden Gleichung (3) gezeigte Beziehung bezüglich eines ausreichend großen Werts T_L gebildet werden, da n(t) ein einem weißen Rauschen nahes Rauschen ist.
Hierbei entspricht δ(t) einer diracschen δ-Funktion bzw. einem Dirac-Stoß, der bei t = 0 den Wert 1 und ansonsten den Wert 0 annimmt. N wird entsprechend der nachstehenden Gleichung (4) festgelegt.
Wenn die Beziehung der obigen Gleichung (3) verwendet wird, kann ha(t), der ein Schätzwert von h(t) ist, derart entwickelt werden, wie es durch die nachstehende Gleichung (5) gezeigt ist.
In der obigen Gleichung (5) nimmt ein in der nachstehenden Gleichung (6) gezeigter Abschnitt bei t = τ' den Wert 1 und ansonsten den Wert 0 an.
Folglich kann die Gleichung (5) in einer in Gleichung (7) gezeigt Weise approximiert werden. Üblicherweise wird der Schätzwert halt) letztendlich gleich h(t). ha(t) ≒ ∫∞0 h(τ')δ(t – τ')dτ' = h(t) (7)
Es sollte beachtet werden, dass das obige h(t) eine Impulsantwort eines Echos und folglich gleich dem Koeffizienten zum Erzeugen einer Echonachbildung ist. Dies kann, wie oben erwähnt, aus der in der obigen Gleichung (2) gezeigten Korrelation hergeleitet werden. Der Koeffizientenrechner 15 berechnet diesen Koeffizienten h(t) mittels des oben erwähnten Berechnungsverfahrens und gibt ihn an einen Echonachbildungsgenerator 16 aus. Dieser Echonachbildungsgenerator 16 erzeugt eine Echonachbildung auf der Grundlage dieses Koeffizienten. Nachstehend werden die Details beschrieben. Zunächst ist er derart aufgebaut, dass der Echonachbildungsgenerator 16, wie bei einem bekannten adaptiven Filter, eine Echonachbildung ya ausgibt, und zwar auf der Grundlage der nachstehenden Gleichung (8). ya = hatx (8)mit ha = (h₁, h₂, ..., h_n)^t,
(^t ist eine Transposition eines Vektors)
x = (x_k–1, x_k–2, ..., x_k–n)^t, x_j = x(jT),
(T ist ein Abtastintervall und x(ht) ein Abtastergebnis des Sprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende bei einer Zeit jT)
In diesem Echokompensator werden die Koeffizienten h₁, h₂, ..., h_n jeweils auf h(T), h(2T), ..., h(nT) festgelegt. Demgemäß wird eine Echokomponente, die in dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende enthalten ist, durch den Addierer 17 gelöscht. Da eine derartige Echonachbildung gemäß obiger Beschreibung durch Addieren eines Pseudorauschens erzeugt wird, das mit dem Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende gemischt ist, kann sie gelöscht werden, selbst wenn die Komponente des Pseudorauschens mit dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende gemischt ist. Demzufolge kann vermieden werden, dass die Pseudorauschkomponente zu dem Sprecher an dem fernen Leitungsende übertragen wird. Folglich tritt eine Sprachbeeinträchtigung, die bei dem Sprecher an dem fernen Leitungsende durch das Beimischen bzw. Hinzufügen des Pseudorauschens auftreten kann, nicht auf. Sollte es dazu kommen, dass Rauschen durch das Beimischen des Pseudorauschens irgendwie zu dem Sprecher an dem nahen Leitungsende oder zu dem Sprecher an dem fernen Leitungsende übertragen wird, würde eine mögliche Sprachbeeinträchtigung durch einer geeigneten Einstellung des Pegels des spezifischen Pseudorauschens, etc. vermieden werden.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines Echokompensators. Hierbei erzeugt, wie bei dem vorherigen Beispiel, ein Pseudorauschgenerator 11 ein bestimmtes Pseudorauschen und gibt es aus. Ferner misst eine Pegel-/Frequenzcharakteristik-Messeinheit 12 den Pegel und die Frequenzcharakteristik eines Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende. Die Charakteristika der Filter 13 und 18 werden in Abhängigkeit eines Ergebnisses dieser Messung geändert.
5(a) zeigt eine Frequenzcharakteristik des obigen Pseudorauschens. Wie in dieser Abbildung gezeigt, wird ein eine flache Charakteristik aufweisendes Pseudorauschen verwendet. 5(b) zeigt eine Frequenzcharakteristik des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende, das der Sprache des Sprechers an dem nahen Leitungsende entspricht und durch die Pegel-/Frequenzcharakteristik-Messeinheit 12 gemessen wird. Die Charakteristik des Filters 13 wird, wie in 5(c) gezeigt, in Übereinstimmung mit der gemessenen Frequenzcharakteristik geändert. Hierbei ist die Filtercharakteristik derart veränderlich eingestellt, dass die Frequenz der Sprache des Sprechers an dem nahen Leitungsende nachgebildet und die Pegeldifferenz festgelegt wird (in dem abgebildeten Beispiel 20 dB). Der Filter 18 ist derart eingestellt, dass er eine inverse Charakteristik bezüglich der des Filters 13 aufweist. Wenn die Filter 13 und 18 kaskadiert sind, sind die Eingangs- und Ausgangssignal der kaskadierten Schaltung mit dieser Eigenschaft zueinander gleich.
Der Filter 13 ermöglicht die so bezüglich eines Pseudorauschens eingestellte veränderliche Filtercharakteristik und gibt anschließend das Rauschen aus. Folglich wird eine Frequenzcharakteristik des Pseudorauschens in Übereinstimmung mit der Sprache des Sprechers an dem nahen Leitungsende geändert. Da die Charakteristik des Pseudorauschens, wenn dieses ausgegeben wird, dazu führen wird, dass sie mit der Sprache des Sprechers an dem nahen Leitungsende übereinstimmt, können jegliche durch das Pseudorauschen verursachte nachteiligen Effekte für den Sprecher an dem nahen Leitungsende vermieden werden, selbst wenn ein derartiges Pseudorauschen mit dem Ausgangssprachsignal Rout des Sprechers an dem fernen Leitungsende gemischt wird und durch die Gabelschaltung 2 zu dem Sprecher an dem nahen Leitungsende übertragen wird. Der Grund dafür ist der, dass ein Mensch, der Eigenschaft des Gehörsinns verdankend, bezüglich eines Signals, dessen Frequenzcharakteristik approximiert worden ist, ein wenig ausgeprägtes physikalisches Störungsempfinden aufweist, und eine mögliche Qualitätsverschlechterung, die bezüglich einer Sprache auftreten kann, in Anbetracht des menschlichen physikalischen Wahrnehmungssinns verhindert werden kann.
Sie ist ebenso derart eingestellt, dass die Verstärkung des Filters 18 mit steigendem Pegel der Sprache des Sprechers an dem fernen Leitungsende ansteigt. Diese Aufbau dient ebenso dem oben erwähnten Grund. D. h., das Rauschen kann durch einen Menschen bei einem hohen Sprachpegel kaum wahrgenommen werden, selbst wenn der Rauschpegel verhältnismäßig hoch ist.
Ein Ausgangssignal des Filters 13 wird der Übertragungsleitung zum Übertragen der Sprache des Sprechers an dem fernen Leitungsende durch den Addierer 14 zugeführt und dient als das oben erwähnte Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende. Folglich wird das Ausgangssignal des Filters 13 durch die Gabelschaltung 2 teilweise dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende beigemischt und anschließend dem Filter 18 zugeführt. Da der Filter 18 eine inverse Charakteristik bezüglich der des Filters 13 aufweist, wird ein Ausgangssignal des Filters 18 gleich einem Signal, das erhältlich ist, wenn ein von dem Pseudorauschgenerator 11 ausgegebenes Pseudorauschen der Gabelschaltung 2 direkt zugeführt wird.
Als nächstes berechnet der Koeffizientenrechner 15 einen Koeffizienten (beispielsweise einen Tap-Koeffizienten eines digitalen Filters oder dergleichen), der zum Erzeugen einer Echonachbildung auf der Grundlage des Aus gangssprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende und des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende erforderlich ist.
Zunächst kann eine Frequenzcharakteristik S(f) des Sprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende durch die nachstehende Gleichung (9) bestimmt werden, wenn jeweils ein Rauschen bezüglich einer Frequenz f durch N(f); eine Charakteristik des Filters 11 durch G(f); eine Charakteristik des Filters 18 durch G^–1(f) ; und eine Charakteristik eines Echos durch H(f) gekennzeichnet ist. S(f) = H(f)G(f)N(f) (9)
Als nächstes wird ein Ausgangssignal S'(f) des Filters 18 durch die folgende Gleichung (10) bestimmt. S'(f) = G–1(f)S(f) = G–1(f)H(f)G(f)N(f) = H(f)N(f) (10)
Ein Korrelationsberechnungsergebnis zwischen diesem und N(f) kann durch die folgende Gleichung (11) angegeben werden. Ha(f) = S'(f)N*(f) = H(f)N(f)N*(f) (11)
In der obigen Gleichung wird näherungsweise die nachstehende Gleichung (12) gebildet, da N(f) ein dem weißen Rauschen nahes Rauschen ist. N(f)N*(f) ≒ 1 (12)
Folglich wird die nachstehende Gleichung (13) gebildet, und es kann näherungsweise eine Impulsantwort eines Echos erhalten werden. Ha(f) ≒ H(f) (13)
Es kann folglich eine Impulsantwort eines Echos, d. h. ein Koeffizient zum Erzeugen einer Echonachbildung, aus einer Korrelationsberechung (nachstehende Gleichung (14)) zwischen einem Ausgangssignal S(t) des Filters 18 und einem Ausgangssignal n(t) des Rauschgenerators 11 im Zeitbereich erzielt werden.
Der Echonachbildungsgenerator 16 gibt, wie im Falle des bekannten adaptiven Filters, eine Echonachbildung ya auf der Grundlage der nachstehenden Gleichung (15) aus (wie bei der Gleichung (7) des ersten Beispiels). ya = hatx (15)mit ha = (h₁, h₂, ..., h_n)^t
x = (x_k–1, x_k–2, ..., x_k–n)^t, x_j = x(jT)
Hierbei werden die Koeffizienten h₁, h₂, ..., h_n jeweils auf ha(T), ha(2T), ..., ha(nT) festgelegt. Folglich wird die in dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende enthaltene Echokomponente durch den Addierer 17 gelöscht. Eine derartige Echonachbildung, wie oben erwähnt, wird durch Addieren eines Pseudorauschens erzeugt, das dem Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitung sende beigemischt wird. Folglich kann das Rauschen gelöscht werden, selbst wenn die Komponente des spezifischen Pseudorauschens dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende beigemischt ist. Letztendlich kann vermieden werden, dass die Komponente des Pseudorauschens zu dem Sprecher an dem fernen Leitungsende übertragen wird. Folglich tritt eine Sprachbeeinträchtigung, die bei dem Sprecher an dem fernen Leitungsende durch die Beimischung des Pseudorauschens auftreten kann, nicht auf. Sollte es dazu kommen, dass Rauschen durch die Beimischung des Pseudorauschens irgendwie zu dem Sprecher an dem nahen Leitungsende oder zu dem Sprecher an dem fernen Leitungsende übertragen wird, würde eine mögliche Sprachbeeinträchtigung durch eine geeignete Einstellung bzw. Justierung des Pegels des spezifischen Pseudorauschens, etc. vermieden werden.
Gemäß obiger Beschreibung wird das Pseudorauschen, dessen Frequenzcharakteristik in Übereinstimmung mit der Sprache des Sprechers an dem nahen Leitungsende veränderbar ist, gezielt der Übertragungsleitung zum Übertragen der Sprache des Sprechers an dem fernen Leitungsende zugeführt, und es wird ein Echopfad geschätzt und eine Echonachbildung unter Verwendung des spezifischen Pseudorauschens erzeugt. Demgemäß kann ein Training zum Schätzen eines Echopfads unabhängig von der Sprache des Sprechers an dem fernen Leitungsende durchgeführt werden. Folglich kann eine geeignete Echonachbildung erzeugt werden, indem das Rauschen in Übereinstimmung mit dem/der Pegel/Frequenz der Sprache bzw. des Sprachsignals von dem nahen Leitungsende verändert wird, während eine mögliche Verschlechterung der Sprachqualität des Sprechers an dem nahe Leitungsende minimiert werden kann.
In dem folgenden Beispiel stimmen das Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende und das Eingangs sprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende zeitweise überein, so dass eine Genauigkeit der Löschcharakteristik des Echokompensators verbessert werden kann.
6 zeigt ein Blockdiagramm eines Aufbaus eines Echokompensators 10, der sich derart von dem herkömmlichen in 1 gezeigten Echokompensator 1 unterscheidet, dass er eine Verzögerungsschaltung 31 zum Verzögern des Eingangssprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende in einer Vorstufe von einer Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 aufweist. Eine Verzögerungszeit in dieser Verzögerungsschaltung 31 ist im Allgemeinen gleich einer Übertragungsverzögerung, die zwischen einem Echokompensator 10 und einer Gabelschaltung 2 auftreten kann.
Als nächstes werden die Effekte des obigen Aufbaus beschrieben. Gemäß obiger Beschreibung wird bei dem keine Verzögerungsschaltung 31 aufweisenden Stand der Technik das von der Gabelschaltung 2 kommende Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende durch die oben erwähnte Verzögerungszeit bezüglich des Eingangssprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende verzögert. Demgemäß wird zuerst das Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende und dann das entsprechende Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende mit der oben erwähnten Verzögerungszeit in die Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 eingegeben. Wenn die Verzögerungszeit der Berechnungszeit von beispielsweise 200 Taps des FIR-Filters entspricht, ist dies damit nur 312 Taps unter einer Anzahl von 512 Taps, die im Wesentlichen zur Schätzung eines Echopfads und/oder einer Erzeugung von einer Echonachbildung in dem Verfahren einer Echopfadschätzung/Echonachbildungserzeugung mitwirken können.
Da demgegenüber das Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende derart bezüglich der Gabelschaltung 2 verzögert wird, dass das Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende zeitweise mit dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende übereinstimmt, kann die volle Leistung des FIR-Filters gewonnen werden, und es kann eine Echonachbildung mit einer höheren Genauigkeit erzeugt werden. Folglich kann die Genauigkeit der Löschcharakteristik des Echokompensators verbessert werden. Darüber hinaus sind die vorstehend erwähnte vollständige Modifikation, etc. nicht mehr erforderlich, da die vorhandenen Vorrichtungen direkt verwendet werden können.
Nachstehend wird nun die Hauptausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. In dieser Ausführungsform sind das Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende und das Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende überabgetastet bzw. oversampled, um eine Genauigkeit der Löschcharakteristik des Echokompensator zu verbessern.
7 zeigt ein Blockdiagramm eines Aufbaus der Hauptausführungsform. Ein in dieser Abbildung gezeigter Echokompensator 20 unterscheidet von dem in der 1 gezeigten Echokompensator 1 derart, dass eine Abtastraten-erhöhende Einrichtung 32 zur Abtastratenerhöhung des Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende und eine weitere Abtastraten-erhöhende Einrichtung 33 zur Abtastratenerhöhung des Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende in einer Vorstufe einer Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 angeordnet sind, und dass eine Abtastraten-verringernde Einrichtung 34 zur Abtastratenverringerung einer Echonachbildung in einer hinteren bzw. nachfolgenden Stufe der Echopfad schätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 angeordnet ist.
Wenn hierbei beispielweise die Abtastfrequenz des Eingangssprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende und des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende 8 kHz (= Fs) ist, ist die Abtastfrequenz der Abtastraten-erhöhenden Einrichtungen 32, 33 gleich 16 kHz (= 2Fs). Die Abtastfrequenz der Abtastraten-verringernden Einrichtung 34 ist ebenso 8 kHz (= Fs).
Nachstehend werden die Effekte des oben erwähnten Aufbaus beschrieben. Bei einem derartigen Aufbau, wie oben erwähnt, wird die Schätzung eines Echopfads und/oder die Erzeugung einer Echonachbildung bei 2Fs (doppelte Abtastfrequenz) durchgeführt, die auch die Abtastraten-erhöhenden Einrichtungen 32, 33 aufweisen. Da dieses Echo durch eine Faltungsoperation zwischen einem Echopfad, der auf der Grundlage des abtastratenerhöhten Eingangssprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende und des abtastratenerhöhten Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende geschätzt wird, und dem abtastratenerhöhten Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende erzeugt wird, ist seine Genauigkeit höher als bei dem herkömmlichen Echokompensator. Dies führt dazu, dass die Genauigkeit der Löschcharakteristik des Echokompensators verbessert werden kann. Ferner wird ein derartiger Vorteil erzielt, dass die Konvergenzgeschwindigkeit schneller wird, wenn die Abtastrate erhöht wird. Zusätzlich sind die vorstehend erwähnte vollständige Modifikation, etc. nicht mehr erforderlich, da der Echokompensator dieser Ausführungsform, wie in dem Fall des dritten Beispiels, die vorhandenen Vorrichtungen in ihrem vorhandenen Zustand verwenden kann.
9 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Echokompensators. In dieser Vorrichtung wird zusätzlich zu dem Echokompensator von 1 eine Anfangsschätzschaltung 7 verwendet. Ein nicht abgebildeter Abschnitt ist in der gleichen Weise wie in 1 aufgebaut.
In 9 kennzeichnet das Bezugszeichen 71 eine Verzögerungszeit-messende Schaltung. Die Verzögerungszeit-messende Schaltung 71 erzielt eine Verzögerungszeit T_D (siehe 2) auf der Grundlage des Eingangssprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende und des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende und gibt Ergebnis von dieser aus. Als Mittel zur Erzielen der Verzögerungszeit T_D könnte beispielsweise eine Differenz zwischen dem Zeitpunkt, an dem ein Peak des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende erzeugt wird, und dem Zeitpunkt, an dem ein Peak des Eingangssprachsignals Rin von dem fernen Leitungsende erzeugt wird, wobei beide in einer vorbestimmten Zeitspanne liegen, erzielt bzw. ermittelt werden, oder es könnte eine wechselseitige Korrelation (Modifikation der Kreuzkorrelation) zwischen zwei Signalen erzielt werden.
Das Bezugszeichen 75 kennzeichnet eine Verzögerungsschaltung. Diese Verzögerungsschaltung 75 verzögert das Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende mit der Verzögerungszeit T_D, die von der Verzögerungszeit-messenden Schaltung 71 ausgegeben wird. Das Bezugszeichen 72 kennzeichnet eine Pegelverhältnis-messende Schaltung. Diese Pegelverhältnis-messende Schaltung 72 vergleicht einen Pegel des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende mit dem des Ausgangssprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende und führt einem Eingang eines Multiplikators 76 ein dem Verhältnis entsprechendes Signal zu. Das verzögerte Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende wird ebenso einem weiteren Eingang des Multiplikators 76 zugeführt. Demgemäß wird ein Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende, das bezüglich einer Verzögerungszeit und eines Pegel "normalisiert" worden ist (dieses Ausgangssignal wird nachstehend als "das Signal Rout'" bezeichnet), von dem Multiplikators 76 ausgegeben.
Das Bezugszeichen 74 kennzeichnet eine Wellenformdatenbank. Diese Wellenformdatenbank 74 speichert Kenndaten von Echowellenformen verschiedener Gabelschaltungsarten. Die hierbei verwendete Bezeichnung "Kenndaten" bezieht sich auf den Tap-Koeffizienten b_i (siehe Gleichung (1)) in dem FIR-Filter der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3. Es sollte beachtet werden, dass es circa mehrere Dutzend Gabelschaltungsarten gibt, die derzeit in einer Telefonleitung verwendet werden, und es keine schwierige Aufgabe ist, die Kenndaten aller Gabelschaltungsarten zu speichern. Das Bezugszeichen 73 kennzeichnet einen Form-Komparator. Dieser Form-Komparator 73 wählt die Kenndaten aus, die der gegenwärtigen Korrelation am meisten ähneln, und zwar auf der Grundlage der Korrelation zwischen dem Signal Rout' und dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende. Die gewählten Kenndaten (Tap-Koeffizient b_i) werden auf einen Anfangswert des Tap-Koeffizienten des FIR-Filters der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 festgelegt.
Das Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende, das durch die Verzögerungsschaltung 75 verzögert worden ist, wird ebenso der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 zugeführt. Folglich ist in der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 keine Verzögerungszeit T_D (siehe 2) zwischen dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende und dem Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende vorhanden. Es sollte beachtet werden, dass die Verzögerungszeit-messende Schaltung 71, die Pegelverhältnis-messende Schaltung 72 und der Form-Komparator 73 alle bezüglich ihres Betriebes bzw. ihrer Operation gestoppt werden, wenn ein Doppelsprechen (double talk) in der Steuereinheit 4 erfasst wird (d. h., wenn das Doppelsprechen-Signal Dr ausgegeben wird).
Nachstehend wird eine Operation dieses Beispiels beschrieben.
Wenn der Sprecher an dem fernern Leitungsende spricht, wird sein Inhalt bzw. sein Sprachgehalt zunächst der Verzögerungszeit-messenden Schaltung 71 in Form des Ausgangssprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende zugeführt. Wenn das Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende nach kurzer Zeit als ein darauf basierendes Echo der Verzögerungszeit-messende Schaltung 71 zugeführt wird, wird die Verzögerungszeit T_D in der Verzögerungszeit-messenden Schaltung 71 berechnet und ihr Wert der Verzögerungsschaltung 75 und der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 zugeführt.
Dies führt dazu, dass das Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende, das nun um T_D verzögert worden ist, der Pegelverhältnis-messenden Schaltung 72 zugeführt wird. Die Pegelverhältnis-messende Schaltung 72 wiederum führt ein einem Pegelverhältnis zwischen dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende und dem Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende entsprechendes Signal einem Eingang des Multiplikators 76 zu. Durch diesen Vorgang wird das Signal Rout', das nun bezüglich Verzögerungszeit und Pegel "normalisiert" worden ist, dem Form-Komparator 73 zugeführt.
In dem Form-Komparator 73 werden von den in der Wellenformdatenbank 74 gespeicherten Kenndaten die Kenndaten ausgewählt, die der gegenwärtigen Korrelation am meisten ähneln, und zwar auf der Grundlage der Korrelation zwischen dem Signal Rout' und dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende. Die ausgewählten Kenndaten werden bezüglich ihres Pegels durch den Multiplikator 77 korrigiert und anschließend der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 zugeführt. Durch dieses Verfahren wird ein Anfangswert des Tap-Koeffizienten des FIR-Filters festgelegt. Das Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende, das nun um T_D verzögert ist, wird ferner über die Verzögerungsschaltung 75 der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 zugeführt.
Die Operation der Anfangsschätzschaltung 7 ist an dem Zeitpunkt beendet, an dem sowohl die Einstellung der Verzögerungszeit T_D bezüglich der Verzögerungsschaltung 75 als auch die Einstellung eines Anfangswerts des Tap-Koeffizienten b_i bezüglich des FIR-Filters in der vorstehend beschriebenen Weise abgeschlossen worden sind. Anschließend wird in der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 eine lernende Identifikation auf der Grundlage des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende und des Ausgangssprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende durchgeführt, und der Tap-Koeffizient b_i wird entsprechend geändert, um einen genaueren Echopfad zu schätzen. Auf diese Art und Weise können gemäß der vorliegenden Erfindung die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 75 durch die Verzögerungszeit-messende Schaltung 71 und ein Anfangswert des Tap-Koeffizienten b_i in der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 durch den Form-Komparator und die Wellenformdatenbank 74 festgelegt werden.
Die Schätzung eines Echopfads ist natürlich durch diese Anfangswerte nicht beendet und es wird ein weiteres Lernen in der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 benötigt. Mit dem oben erwähnten Aufbau kann jedoch die Zeit, die zum Konvergieren des Lernergebnisses erforderlich ist, bemerkenswert verkürzt werden, indem die einen einigermaßen zufriedenstellenden Korrektheitsgrad aufweisenden Anfangswerte an die Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 wiedergegeben werden. Darüber hinaus kann gemäß der vorliegenden Erfindung eine Belastung bezüglich des Lernens in der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 reduziert werden und eine Echopfadschätzung mit einer höheren Geschwindigkeit und einer höheren Genauigkeit durchgeführt werden, da das Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende, das nun um T_D verzögert ist, der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 durch die Verzögerungsschaltung 75 zugeführt wird.
Gemäß obiger Beschreibung kann gemäß dem Echokompensator dieses Beispiels eine Echopfadschätzung mit einer hohen Geschwindigkeit und mit einer hohen Genauigkeit durchgeführt werden, da die Verzögerungszeit an dem Zeitpunkt, an dem eine Echonachbildung erzeugt wird, voreingestellt ist oder ein vergleichsweise genauerer Anfangswert jedes Parameters festgelegt werden kann.
10 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Echokompensator. In diesem Beispiel werden ein Spektrum-Komparator 81 und eine Frequenzgangdatenbank 82 anstelle des Form-Komparators 73 und der Wellenformdatenbank 74 des vorhergehenden Beispiels verwendet.
Die Frequenzgangdatenbank 82 speichert Daten von Frequenzgangcharakteristika verschiedener Gabelschaltungsarten. Da es, wie vorstehend erwähnt, nur etwa einige Du zend Gabelschaltungsarten gibt, die derzeit in einer Telefonleitung verwendet werden, ist es keine schwierige Aufgabe, die Daten der Frequenzgangcharakteristika aller Gabelschaltungsarten zu speichern. Der Spektrum-Komparator 81 wählt die Frequenzgangcharakteristik aus, die der gegenwärtigen Charakteristik am meisten ähnelt, und zwar auf der Grundlage der Korrelation zwischen dem Signal Rout' und dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende. Ein Wandler 83 wandelt die gewählte Frequenzgangcharakteristik in einen Frequenzgang auf einer Zeitachse. Insbesondere werden die Frequenzgangcharakteristika in die Tap-Koeffizienten b_i gewandelt und diese Tap-Koeffizienten b_i auf Anfangswerte der Tap-Koeffizienten des FIR-Filters der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 festgelegt. Der Spektrum-Komparator 81 wird, wie in dem Fall des Form-Komparator 73 einer obigen Ausführungsform, bezüglich einer Operation gestoppt, wenn ein Doppelsprechen in der Steuereinheit 4 erfasst wird (d. h., wenn ein Doppelsprechen-Signal DT ausgegeben wird).
Nachstehend wird eine Operation dieses Beispiels beschrieben.
Wenn der Sprecher an dem fernen Leitungsende spricht, wird zunächst sein Inhalt bzw. Sprachgehalt der Verzögerungszeit-messenden Schaltung 71 in Form des Ausgangssprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende zugeführt. Wenn das Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende nach kurzer Zeit als ein darauf basierendes Echo der Verzögerungszeit-messenden Schaltung 71 zugeführt wird, wird die Verzögerungszeit T_D in der Verzögerungszeit-messenden Schaltung 71 berechnet und ihr Betrag der Verzögerungsschaltung 75 und der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 zugeführt.
Dies führt dazu, dass das Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende, das nun um T_D verzögert ist, der Pegelverhältnis-messenden Schaltung 72 zugeführt wird. Die Pegelverhältnis-messende Schaltung 72 wiederum führt ein einem Pegelverhältnis zwischen dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende und dem Ausgangssprachsignal Rout von dem fernen Leitungsende entsprechendes Signal einem Eingang des Multiplikators 76 zu. Durch diesen Vorgang wird das Signal Rout', das nun bezüglich Verzögerungszeit und Pegel "normalisiert" worden ist, dem Spektrum-Komparator 81 zugeführt.
In dem Spektrum-Komparator 81 werden die in der Frequenzgangdatenbank 82 gespeicherten Kenndaten, die der gegenwärtigen Charakteristik am meisten ähneln, auf der Grundlage der Korrelation zwischen dem Signal Rout' und dem Eingangssprachsignal Sin von dem nahen Leitungsende ausgewählt. Die gewählte Charakteristik wird durch den Wandler 83 in den Tap-Koeffizienten b_i gewandelt, anschließend in seinem Pegel durch den Multiplikator 77 korrigiert und dann der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 zugeführt. Durch dieses Verfahren wird ein Anfangswert des Tap-Koeffizienten des FIR-Filters festgelegt.
Der Betrieb der Anfangsschätzschaltung 7 ist an dem Zeitpunkt beendet, an dem sowohl die Einstellung der Verzögerungszeit T_D bezüglich der Verzögerungsschaltung 75 als auch die Einstellung eines Anfangswerts des Tap-Koeffizienten b_i bezüglich des FIR-Filters in einer vorstehend beschriebenen Weise beendet worden sind. Anschließend wird in der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 eine lernende Identifikation auf der Grundlage des Eingangssprachsignals Sin von dem nahen Leitungsende und des Ausgangssprachsignals Rout von dem fernen Leitungsende durchgeführt und der Tap-Koeffizient b_i entsprechend geändert, um einen genaueren Echopfad zu schätzen. Auf diese Art und Weise können die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 75 durch die Verzögerungszeit-messende Schaltung 71 und ein Anfangswert des Tap-Koeffizienten b_i durch die Verzögerungszeit-messende Schaltung 71, die Frequenzgangdatenbank 82 und den Wandler 83 festgelegt werden.
Gemäß obiger Beschreibung kann die Zeit, die zum Konvergieren des Lernergebnisses erforderlich ist, wie in dem Fall des vorhergehenden Beispiels, bemerkenswert verkürzt werden, indem die einen einigermaßen zufriedenstellenden Korrektheitsgrad aufweisenden Anfangswerte an die Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 wiedergegeben werden.
Modifizierte Ausführungsform
Die Abtastraten-erhöhenden Einrichtungen 32, 33 und die Abtastraten-verringernde Einrichtung 34 sind aus separaten Elementen gebildet. Alternativ können sie, wie in 8 gezeigt, als ein einziges Element durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) 35 gebildet sein. In diesem Fall kann die Genauigkeit der Löschcharakteristik des Echokompensators verbessert werden, indem allein das Design der Schaltung etwas geändert wird, da es ausreicht, dass der herkömmliche Aufbau mit einem DSP 35 versehen wird und ein Takt zu der Echopfadschätz-/Echonachbildung-erzeugenden Schaltung 3 in 2Fs geändert wird.
D. h., eine Änderung der vorhandenen Vorrichtungen kann leichter durchgeführt werden, da es ausreicht, dass die Abtastrate der Eingangs-/Ausgangssignale zu der Schätzeinrichtung und dem Echonachbildungsgenerator mittels eines einzigen (Signal-)Wandler gewandelt werden.
11 zeigt ein Beispiel eines Aufbaus eines Echokompensators 30, in dem eine Verzögerungsschaltung 31 in einer Vorstufe der Abtastraten-erhöhenden Einrichtung 32 angeordnet ist. Diese Verzögerungsschaltung 31 ist dazu geeignet, das Eingangssprachsignal Rin von dem fernen Leitungsende mit einer Übertragungsverzögerung zu verzögern, die zwischen dem Echokompensator 30 und der Gabelschaltung 2 auftreten kann. Gemäß diesem grundlegenden Beispiel kann die Genauigkeit der Löschcharakteristik des Echokompensator weiter verbessert werden.
In der Ausführungsform wird ein Echopfad auf der Grundlage einer durch den Sprecher an dem fernen Leitungsende erzeugten Sprache geschätzt. Alternative kann ein Echopfad unter Verwendung anderer Signale geschätzt werden. Ein Echopfad kann beispielsweise in dem Fall, in dem ein Anruf von dem nahen Leitungsende ausgegeben wird, unter Verwendung eines Klingeltons bzw. Ruftons geschätzt werden, während ein Echopfad in dem Fall, in dem ein Anruf von dem fernen Leitungsende ausgegeben wird, durch eine Übertragung eines Trainingssignals zu der Gabelschaltung geschätzt werden kann, und zwar unmittelbar nach der Annahme des Anrufs auf der Seite des nahen Leitungsendes, so dass ein Echopfad darauf basierend geschätzt wird. Der Grund ist der, dass eine genaue Echopfadschätzung dank des vorhergehenden Beispiels bereits erzielt worden ist, wenn der Sprecher an dem nahen Leitungsende oder der Sprecher an dem fernen Leitungsende tatsächlich anfängt zu sprechen.

Claims

Echokompensator, der dazu geeignet ist, in einem Liniennetz zum Durchführen einer Übertragung zwischen Sprache, welche über eine vierdrähtige Seite übertragen wird und Sprache, welche über eine zweidrähtige Seite übertragen wird, verwendet zu werden, wobei der Echokompensator aufweist: eine erste Abtasteinrichtung zur Abtastratenerhöhung eines ersten der Sprache auf der vierdrähtigen Seite entsprechenden digitalen Sprachsignals; eine zweite Abtasteinrichtung zur Abtastratenerhöhung eines zweiten der Sprache auf der zweidrähtigen Seite entsprechenden digitalen Sprachsignals mit einer gleichen Abtastrate wie die der ersten Abtasteinrichtung; eine Schätzeinrichtung, die auf der Grundlage von Abtastergebnissen der ersten und der zweiten abtastratenerhöhenden Einrichtung einen Frequenzgang einer Gabelschaltung zum Wandeln der vierdrähtigen Seite und der zweidrähtigen Seite schätzt; eine Echonachbildung-erzeugende Einrichtung zum künstlichen Erzeugen eines durch die Gabelschaltung verursachten Echos mittels einer Berechnung unter Verwendung des geschätzten Frequenzgangs und des ersten abtastratenerhöhten digitalen Sprachsignals; eine dritte Abtasteinrichtung zur Abtastratenverringerung eines Ausgangssignals der Echonachbildung-erzeugenden Einrichtung; und eine Subtraktionseinrichtung zum Subtrahieren eines Ausgangssignals der dritten Abtasteinrichtung von dem zweiten digitalen Sprachsignal.
Echokompensator nach Anspruch 1, der ferner aufweist: eine Trainingssignal-erzeugende Einrichtung zum Erzeugen eines Trainingssignals und zum Zuführen des gleichen Signals zu der ersten Übertragungsleitung; und eine Koeffizienten-berechnende Einrichtung zum Berechnen eines zum Erzeugen einer Echonachbildung erforderlichen Koeffizienten auf der Grundlage einer Korrelation, die zwischen dem der ersten Übertragungsleitung zugeführten Trainingssignal und einem Signal von der zweiten Übertragungsleitung gebildet wird.
Echokompensator nach Anspruch 1, der ferner eine Verzögerungseinrichtung aufweist, die in einer Vorstufe der Schätzeinrichtung angeordnet ist und dazu geeignet ist, eine vorbestimmte Zeit zu verzögern.
Echokompensator nach Anspruch 1 oder 3, wobei die Abtastratenerhöhung oder die Abtastratenverringerung von der ersten bis zu der dritten Abtasteinrichtung durch eine einzige Signalumsetzereinrichtung durchgeführt wird, wobei die Signalumsetzereinrichtung eine Abtastrate des Eingangs/Ausgangssignals zu der Schätzeinrichtung und der Echonachbildung-erzeugenden Einrichtung wandelt.