DE69633458T2

DE69633458T2 - Verfahren und gerät zur echounterdrückung unter verwendung der leistungsschätzung des restsignals

Info

Publication number: DE69633458T2
Application number: DE69633458T
Authority: DE
Inventors: Anders Eriksson; Johnny Karls N
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1995-12-18
Filing date: 1996-12-06
Publication date: 2005-10-13
Anticipated expiration: 2016-12-07
Also published as: EP0868787A1; SE9504520L; AU723722B2; EP0868787B1; US6195430B1; SE9504520D0; JP2000502229A; SE505692C2; KR100308226B1; AU1155297A; KR20000064382A; DE69633458D1; BR9612049A; CA2240726A1; WO1997023055A1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Echounterdrückungsgerät und ein Echounterdrückungsverfahren unter Verwendung eines Modells eines Echopfads zum Ausbilden eines Restsignals.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Ein Echo ist ein Problem in Bezug auf die bewahrte Sprachqualität in Telefonsystemen mit langen Verzögerungen, wie z. B. bei einer Telefonie über lange Entfernungen oder bei Telefonsystemen unter Verwendung von langen Verarbeitungsverzögerungen, wie digitalen zellularen Systemen. Das Echo entsteht bei der Vier-zu-Zwei-Draht-Umwandlung in der PSTN/Teilnehmer-Schnittstelle. Zum Entfernen dieses Echos werden normalerweise Echolöschgeräte bzw. Echounterdrückungsgeräte in Übergangsvermittlungsstellen für einen Verkehr für eine lange Entfernung vorgesehen, und in Funkvermittlungsstellen für zellulare Anwendungen.
Aufgrund dessen, dass die Anordnung des Echolöschgeräts adaptiv gemacht ist, wird dasselbe Echolöschgerät für viele unterschiedliche Teilnehmer im PSTN verwendet. Diese Anpassung bzw. Adaption ist nicht nur zwischen unterschiedlichen Rufen bzw. Anrufen nötig, sondern auch während jedes Anrufs, und zwar aufgrund der nicht festen Art des Übertragungsnetzes, wie z. B. von Phasenfehlern, Anrufen mit drei Parteien, etc.
Der Hauptteil des Echolöschgeräts ist ein adaptives Filter. Das Filter erzeugt ein Duplikat des Echos, das von dem Signal am nahen Ende subtrahiert wird. Aufgrund einer nicht genauen Kenntnis über das Echoerzeugungssystem enthält das geschätzte Echosignal immer Fehler. Somit ist in der Praxis die Echodämpfung, die durch Verwenden eines adaptiven Filters erhalten wird, normalerweise bei höchstens etwa 30 dB. Für Langzeitverzögerungen ist diese Dämpfung nicht ausreichend, und zum Minimieren der hörbaren Effekte von diesen Fehlern wird ein Restecho-Unterdrückungsgerät verwendet. Der Zweck des Echounterdrückungsgeräts besteht im weiteren Unterdrücken des Restsignals, wann immer dieses Signal durch die Fehler in der Echoschätzung beherrscht wird. Dies wird durch Blockieren der Ausgabe des Echolöschgeräts bzw. Echounterdrückungsgeräts für bestimmte Pegel des Ausgangssignals durchgeführt.
Die Referenz [1] beschreibt ein Echounterdrückungsgerät, das mit einem Echounterdrückungsgerät in der Form einer Begrenzerschaltung mit adaptivem Zentrum versehen ist. Die durch das Echounterdrückungsgerät erzeugte Echoschätzung wird dazu verwendet, über eine Signalverarbeitungseinrichtung den Schwellwert zu steuern, und dadurch das Begrenzerschaltungsfenster von dieser adaptiven Begrenzerschaltung. Wenn die Leistung des Restsignals unter den adaptiven Schwellwert abfällt, wird das Restsignal blockiert oder begrenzt, und sonst wird das Restsignal ohne Modifikation durch die adaptive Begrenzerschaltung geführt. Jedoch enthält das Restsignal nicht nur ein Restecho, sondern auch ein Hintergrundrauschen, das bei dem Teilnehmer am nahen Ende erzeugt ist. Gelegentlich addieren sich Restechoabtastungen und Hintergrundrauschabtastungen konstruktiv, und das resultierende Restsignal kann daher den Schwellwert übersteigen. Das Ergebnis besteht in unerwünschten sporadischen Übertragungen von Restsignalen, die ein Restecho enthalten, was sehr störend sein kann.
Ein Grundproblem bei einer Echounterdrückung besteht darin, dass ein Echounterdrückungsgerät in einem weiten Bereich von System- und Signalzuständen bzw. -bedingungen arbeitet:

(i) Das System kann eine Dämpfung von sagen wir 6 – 25 dB haben und kann gut durch ein lineares Modell beschrieben werden.
(ii) Der Hintergrundrauschpegel am nahen Ende kann zwischen sagen wir –65 – –30 dBmO sein.
(iii) Das System kann eine schlechte Dämpfung haben und kann schlecht als lineares System modelliert werden.

Ein Bestimmen von geeigneten Werten von Schwellwerten, die eine zufrieden stellende Leistungsfähigkeit von Echounterdrückungsgeräten in allen relevanten Situationen ergeben, ist ein grundsätzliches Problem bei Steuer- bzw. Regelstrategien, die auf Leistungsvergleichen basieren. Ein Entwerfen des Schwellwerts für einen Fall (i) würde zu einer ungenauen Unterdrückung des Restechos für Systeme führen, die durch den Fall (iii) beschrieben sind. Jedoch würde ein Entwerfen für den Fall (iii) zu einer sehr konservativen Unterdrückungsfunktion für Systeme führen, die durch den Fall (i) beschrieben sind. Weiterhin beeinflusst das Ausmaß an Hintergrundrauschen von der Seite am nahen Ende (Fall (ii)) die Leistungsfähigkeit des adaptiven Filters in dem Echounterdrückungsgerät. Für einen hohen Hintergrundrauschpegel könnte die Schwankung des geschätzten Modells, und nicht die Modellfehler, das Restsignal dominieren. Somit sollten selbst für Systeme, die durch den Fall (i) beschrieben sind, unterschiedliche Steuerstrategien für das Echounterdrückungsgerät in Abhängigkeit von dem Hintergrundrauschpegel angenommen werden. Aus dieser Diskussion ist es klar, dass es schwierig, wenn Nicht unmöglich, ist, eine feste Steuerstrategie und eine Gruppe von festen Parametern zu erhalten, die eine zufrieden stellende Leistungsfähigkeit des Echounterdrückungsgeräts in allen relevanten Situationen ergeben.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht im Bereitstellen eines neuen Echounterdrückungsgeräts und eines neuen Echounterdrückungsverfahrens, die relevante Parameter für unterschiedliche Situationen adaptieren, um die obigen Probleme zu vermeiden.
Die Grundidee der vorliegenden Erfindung besteht im Verwenden von dynamischen Leistungsschätzungen von nichtlinearen Fehlern und vorzugsweise auch linearen Fehlern im Restsignal, um einen dynamischen Schwellwert zu bestimmen, und das Restsignal zu dämpfen bzw. abzuschwächen, wenn die Leistung des Restsignals unter diesen dynamischen Schwellwert abfällt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung, zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen davon, kann am besten durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung verstanden werden, und zwar genommen zusammen mit den beigefügten Zeichnungen, wobei:
1 ein Blockdiagramm eines Echoerzeugungssystems ist;
2 ein Blockdiagramm eines Echounterdrückungssystems ist;
3 ein Blockdiagramm eines bislang bekannten Echounterdrückungsgeräts mit einer Begrenzerschaltung mit variablem Zentrum ist;
4 ein Diagramm ist, das die Übertragungsfunktion der Begrenzerschaltung mit variablem Zentrum des Echounterdrückungsgeräts der 3 darstellt;
5a–b Diagramme sind, die unterschiedliche Übertragungsfunktionen eines nichtlinearen Prozessors gemäß der vorliegenden Erfindung für zwei unterschiedliche Fälle bei einer niedrigsten möglichen Dämpfung darstellen;
6a–b Diagramme sind, die die unterschiedlichen Übertragungsfunktionen eines nichtlinearen Prozessors gemäß der vorliegenden Erfindung für zwei unterschiedliche Fälle bei einer niedrigen Dämpfung darstellen;
7a–b Diagramme sind, die die unterschiedlichen Übertragungsfunktionen eines nichtlinearen Prozessors gemäß der vorliegenden Erfindung für zwei unterschiedliche Fälle bei einer hohen Dämpfung darstellen;
8a–b Diagramme sind, die die unterschiedlichen Übertragungsfunktionen eines nichtlinearen Prozessors gemäß der vorliegenden Erfindung für zwei unterschiedliche Fälle bei einer höchsten möglichen Dämpfung darstellen;
9 ein Ablaufdiagramm ist, das den Betrieb eines nichtlinearen Prozessors darstellt, der ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung durchführt;
10 ein Ablaufdiagramm ist, das ein Verfahren zum Bestimmen des dynamischen Schwellwerts gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt; und
11 ein Blockdiagramm eines Echounterdrückungsgeräts ist, das gemäß dem Echounterdrückungsverfahren der vorliegenden Erfindung arbeitet.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
In der folgenden Beschreibung sind Elemente, die dieselben oder ähnliche Funktionen durchführen, mit denselben Bezugszeichen versehen.
1 stellt den Echoerzeugungsprozess in einem Telefonsystem dar. Ein Teilnehmer A, der nachfolgend Teilnehmer am entfernten Ende genannt wird, ist mit einem Hybridsystem (ein Hybridsystem bildet die Schnittstelle zwischen einem Anschluss zwischen vier Drähten und zwei Drähten, wie es im Stand der Technik wohl bekannt ist) über eine Leitung mit zwei Drähten verbunden. Gleichermaßen ist ein Teilnehmer B, der nachfolgend Teilnehmer am nahen Ende genannt wird, mit einem weiteren Hybridsystem über eine Leitung mit zwei Drähten verbunden. Die Leitungen mit zwei Drähten transferieren sowohl ankommende als auch abgehende Sprachsignale. Eine abgehende Sprache von dem Teilnehmer A am entfernten Ende wird zu dem Teilnehmer B am nahen Ende über die obere Leitung mit zwei Drähten in 1 übertragen. Gleichermaßen wird eine abgehende Sprache von dem Teilnehmer B am nahen Ende zu dem Teilnehmer A am entfernten Ende auf der unteren Leitung mit zwei Drähten in 1 übertragen. Jedoch enthält die untere Leitung mit zwei Drähten vom Teilnehmer B zum Teilnehmer A auch ein Echo von abgehender Sprache vom Teilnehmer A, welches das Hybridsystem beim Teilnehmer B nicht vollständig unterdrücken konnte.
Gleichermaßen enthält die obere Leitung mit zwei Drähten in 1 ein Echo von abgehender Sprache vom Teilnehmer B.
2 stellt dar, wie das Echo zurück zum Teilnehmer A auf der Seite am nahen Ende gelöscht bzw. unterdrückt wird (ein gleicher Aufbau ist auf der Seite am entfernten Ende vorgesehen). Ein Eingangssignal x(n), wobei n eine diskrete Zeit bezeichnet, stellt eine Sprache vom Teilnehmer A dar. Das Eingangssignal x(n) wird durch das Hybridsystem gedämpft, das durch ein Filter 10 mit einer Übertragungsfunktion H(q^–1) dargestellt ist, wobei q^–1 den Rückwärtsverschiebungsoperator (q^–1x(n) = x(n – 1)) darstellt, und eine Summiereinheit 14, und das resultierende Echosignal s(n) wird mit dem Signal v(n) am nahen Ende kombiniert, welches Sprache am nahen Ende enthalten kann oder nicht, und zwar in der Summiereinheit 14. Die Dämpfung des Filters 10 ist durch die Echopfaddämpfung ERL (ERL = Echorücklaufverlust = Echo Return Loss) dargestellt. Somit enthält das resultierende Ausgangssignal y(n) sowohl das Signal am nahen Ende als auch ein Echo von dem Signal am entfernten Ende. Weiterhin wird das Eingangssignal x(n) auch zu einem adaptiven Filter 12 weitergeleitet, welches die Impulsantwort des Hybridsystems durch Einstellen seiner Filterkoeffizienten modelliert. Die resultierende Schätzung des Echosignals s(n) ist mit s(n) bezeichnet. Diese Schätzung wird in einer Summiereinheit 16 von dem Ausgangssignal y(n) subtrahiert (ERLE = Echorücklaufverlustverstärkung (= Echo Return Loss Enhancement) stellt die erhaltene Verbesserung bezüglich einer Echodämpfung dar), und das resultierende Fehlersignal e(n) wird zu einem adaptiven Filter 12 zur Einstellung der Filterkoeffizienten weitergeleitet, und zu der Leitung mit zwei Drähten zurück zu dem Teilnehmer A am entfernten Ende. Die Koeffizienten des Filters 12 können beispielsweise gemäß dem NLMS-Algorithmus eingestellt werden (siehe [2]).
Da das adaptive Filter 12 das Echo nicht vollständig entfernen kann, kann das Echounterdrückungsgerät durch ein Echounterdrückungsgerät ergänzt werden. 3 stellt einen Aufbau von diesem Typ dar, der in der Referenz [1] beschrieben ist. Hier hat das Echounterdrückungsgerät die Form eines variablen zentralen Amplitudenseparators 18, der durch das geschätzte Echosignal s(n) gesteuert wird. Das Ausgangssignal e_vcc(n) vom zentralen Amplitudenseparator 18 kann beschrieben werden durch:
wobei τ der variable Schwellwert des zentralen Amplitudenseparators 18 ist und δ ein konstanter Skalierungsfaktor ist. Diese Übertragungsfunktion ist in 4 dargestellt. Somit wird dann, wenn ein Signal e(n) in das zentrale Fenster fällt, es vollständig blockiert werden, und sonst wird es unverändert durch den zentralen Amplitudenseparator 18 laufen. Jedoch hängt der Schwellwert τ von dem Wert von s ^(n) ab. Somit wird dann, wenn s ^(n) eine niedrige Amplitude hat, der Schwellwert τ auch niedrig sein. In diesem Fall kann |e(n)| tatsächlich den Schwellwert übersteigen, wenn das Signal e(n) signifikantes Hintergrundrauschen vom Teilnehmer B enthält. Somit kann das Signal e_vcc(n) sporadische Signale enthalten, die ein Echo und Hintergrundrauschen enthalten. Bei dieser bislang bekannten Anordnung gibt es keinen Weg zum Vermeiden dieser Situation, da der Skalierungsfaktor δ eine Konstante ist.
Die vorliegende Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die 5 – 11 beschrieben werden.
Kurz gesagt unterscheidet sich die vorliegende Erfindung vom Stand der Technik bezüglich dreier Aspekte, nämlich der nichtlinearen Verarbeitung des Restsignals e(n), der Bestimmung eines dynamischen Schwellwerts, der von sowohl linearen als auch nichtlinearen Fehlern abhängen kann, und der Bestimmung von dynamischen Skalierungsfaktoren in diesem Schwellwert.
Nichtlineare Verarbeitung
Anstelle eines Vergleichens des Restsignals e(n) direkt mit einem Schwellwert wird eine Leistungsschätzung R_e(n) über eine vorbestimmte Zeitperiode beispielsweise gemäß folgendem ausgebildet: Re(n) = ρRe(n – 1) + (1 – ρ)e2(n) (2)wobei ein Gewichtungsfaktor ρ eine Konstante zwischen 0 und 1 ist, wie beispielsweise 127/128. Weiterhin kann die Leistung auch durch Summieren der Quadrate von beispielsweise den letzten 128 Abtastungen von e(n) geschätzt werden, aber die Gleichung (2) erfordert eine weniger komplexe Implementierung.
Die nichtlineare Verarbeitung ist in zwei Schritte unterteilt. Im ersten Schritt wird die Form einer Übertragungsfunktion gemäß Folgendem definiert:
wobei TH(n) ein dynamischer Schwellwert ist (der nachfolgend definiert wird) und NL ein Maß für den Hintergrundrauschpegel vom Teilnehmer B am nahen Ende ist. Der Hintergrundrauschpegel NL kann beispielsweise als der minimale Wert der Restleitung R_e über ein langes Zeitintervall geschätzt werden.
Im zweiten Schritt wird eine Dämpfung bzw. Abschwächung A(n) gemäß Folgendem bestimmt:
Hier ist die Dämpfung in 32 Ebenen unterteilt, aber dies ist nur ein Beispiel. Sowohl mehr als auch weniger Ebenen sind möglich.
Schließlich wird ein kompensiertes Signal e_c(n) von (3) gemäß folgendem gedämpft:
Die 5–8 stellen diese Prozedur für unterschiedliche Dämpfungen dar. Die 5a–8a stellen die durch die lineare Verarbeitung gemäß der vorliegenden Erfindung für den Fall R_e(n) < TH(n) definierte Übertragungsfunktion dar. Gleichermaßen stellen die 5b–8b die Übertragungsfunktion für den Fall R_e(n) ≥ TH(n) dar. Wie es aus diesen Figuren gesehen werden kann, hängt die Form der Übertragungsfunktion davon ab, ob die Leistungsschätzung R_e(n) den Schwellwert TH(n) übersteigt oder unter diesen abfällt. Wenn die Leistungsschätzung den Schwellwert übersteigt, wird die Übertragungsfunktion einfach eine lineare Funktion sein, die durch die durchgezogenen Linien in den 5b–8b dargestellt ist. Andererseits wird dann, wenn die Leistungsschätzung R_e(n) unter den Schwellwert TH(n) abfällt, die Übertragungsfunktion nicht linear sein, und zwar mit einem linearen Teil für Amplituden für e(n) unter dem Rauschpegel NL und einem konstanten Teil für Werte oberhalb des Rauschpegels NL. Wie es aus den 5–8 gesehen werden kann, sind die Figuren auf der linken Seite bezüglich der Form gleich bzw. ähnlich, haben aber unterschiedliche Dämpfungen.
Derselbe Kommentar gilt für die Figuren auf der rechten Seite. Der Grund dafür besteht darin, dass in der Gleichung (4) die Dämpfung A(n) von der Dämpfung A(n – 1) der vorherigen Abtastung abhängt.
Wie es aus den 5a–8a gesehen werden kann, wird die Dämpfung A(n) größer werden, solange R_e(n) < TH(n) gilt, bis das Signal e(n) vollständig unterdrückt sein wird, wenn die Dämpfung A(n) ihren maximalen Wert erreicht hat (8a). Ein wesentlicher Unterschied im Vergleich mit 4 besteht darin, dass bei dieser maximalen Dämpfung alle Werte von e(n) blockiert sein werden, und nicht nur Werte, die in ein zentrales Begrenzerschaltungsfenster fallen. Somit werden in diesem Fall Signale, die sowohl ein Restecho als auch Hintergrundrauschen enthalten, unterdrückt werden, selbst wenn sich diese Signale konstruktiv addieren.
Andererseits wird dann, wie es aus den 5b–8b gesehen werden kann, wenn R_e(n) TH(n) übersteigt, das Ausgangssignal e_NLP(n) eine linear skalierte Version des Signals e(n) sein. Wenn die obige Bedingung bestehen bleibt, bis die Dämpfung A(n) einen Pegel von Null erreicht hat, wird das Signal e(n) unverändert sein.
Somit wird in den zwei stationären Fällen (mit entweder einer maximalen oder minimalen Dämpfung A(n)) das Signal e(n) entweder vollständig unterdrückt (8a) oder unverändert (5b) sein. Die 6 und 7 stellen die Übergangsphase zwischen diesen zwei stationären Zuständen dar. Die Doppelpfeile in den 5–8 stellen die Tatsache dar, dass die Übertragungsfunktion eine Form ändern kann, wenn eine Leistungsschätzung R_e(n) unter einen Schwellwert TH(n) für eine Abtastung abfällt, und R_e(n + 1) für die nächste Abtastung einen Schwellwert TH(n + 1) übersteigt, oder umgekehrt. Somit kann sich in Abhängigkeit von dem Ergebnis von dieser Testbedingung die Form der Übertragungsfunktion abrupt ändern, aber die Dämpfung A(n) wird auf etwa demselben Pegel beibehalten werden und wird sich nur dann langsam ändern, wenn das geänderte Ergebnis des Tests andauert.
Zum Vermeiden von Rauschpumpeffekten, die durch diese nichtlineare Verarbeitung in Situationen mit einem Hintergrundrauschen am nahen Ende eingeführt werden, kann gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein Komfortrauschen zu dem kompensierten Signal gemäß dem folgenden hinzugefügt bzw. addiert werden:
wobei CN(n) dieses Komfortrauschen darstellt (das ein erzeugtes Rauschen mit demselben Pegel wie NL ist).
Bestimmen des Schwellwerts TH(n)
Der Schwellwert TH(n), bei die dem oben beschriebenen nichtlinearen Prozess verwendet wird, kann definiert sein als:
wobei γ ein konstanter Skalierungsfaktor ist, und zwar vorzugsweise in dem Bereich von 1–10 (γ = 4 bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel), α(n), β(n) dynamische Skalierungsfaktoren sind (die nachfolgend definiert sind), und R_x(n),
gemäß Folgendem definiert sind:
Hier ist X(n) ein Vektor von M (beispielsweise 128, 256, 512, d. h. demselben wie der Länge des Filters 12) Abtastungen des Eingangssignals x(n), und s ^(n) das geschätzte Echo ist.
In der Gleichung (7) stellt der erste Ausdruck in der Klammer, nämlich α(n)R_x(n) den linearen Fehler in der Schätzung des Echosignals dar (die Differenz zwischen dem geschätzten Echo und der bestmöglichen linearen Echoschätzung dieses Echos). Der zweite Ausdruck, nämlich β(n)
stellt nichtlineare Fehler dar, die durch den Echopfad eingeführt werden, welche nicht durch ein lineares Modell modelliert werden können (FIR-Filter).
Ein wichtiges Merkmal der Gleichung (7) ist die Skalierung durch Skalierungsfaktoren α(n) und β(n). Es ist zu beachten, dass diese Skalierungsfaktoren dynamisch sind (bei jeder Abtastperiode aktualisiert sind). Die Bestimmung dieser Skalierungsfaktoren wird in den nächsten zwei Unterabschnitten beschrieben werden. Jedoch wird, bevor diese Skalierungsfaktoren weiter beschrieben werden, der nichtlineare Prozess gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf das Ablaufdiagramm in 9 beschrieben werden.
In einem Schritt 300 wird die Abtastperiode aktualisiert. In einem Schritt 310 wird ein Skalierungsfaktor α(n) bestimmt (was im nächsten Unterabschnitt beschrieben wird). In einem Schritt 320 wird eine Leistungsschätzung R_x(n) gemäß der Gleichung (8) berechnet. In einem Schritt 330 wird ein Skalierungsfaktor β(n) bestimmt (was unter Bezugnahme auf 10 nachfolgend beschrieben wird. In einem Schritt 340 wird eine Leistungsschätzung
gemäß der Gleichung (9) berechnet. Ein Schritt 350 berechnet einen Schwellwert TH(n) für die aktuelle Abtastperiode gemäß der Gleichung (7). In einem Schritt 360 wird eine Leistungsschätzung R_e(n) des Restsignals e(n) gemäß der Gleichung (2) berechnet. Ein Schritt 370 testet, ob diese Leistungsschätzung unter den aktuellen Schwellwert abfällt. Wenn dies der Fall ist, werden ein kompensiertes Signal e_c(n) und eine Dämpfung A(n) berechnet (jeweils Schritte 380 und 390), und zwar gemäß den ersten Teilen der Gleichungen (3) bzw. (4). Andererseits werden dann, wenn R_e(n) den Schwellwert TH(n) übersteigt, ein kompensiertes Signal e_c(n) und eine Dämpfung A(n) berechnet (jeweils in Schritten 400 und 410) und zwar gemäß den unteren Teilen der Gleichungen (3) bzw. (4). Schließlich wird das Signal e_NLP(n) gemäß der Gleichung (6) berechnet (Schritt 420). Danach springt das Ablaufdiagramm zum Schritt 300 zurück und wiederholt denselben Prozess für die nächste Abtastperiode.
Bestimmen des Skalierungsfaktors α(n)
Es ist herausgefunden worden, dass für ein FIR-Filter, das unter Verwendung des NLMS-Verfahrens aktualisiert wird, ein geeigneter Algorithmus zum Bestimmen von α(n) beschrieben wird durch:
wobei N die Filterlänge des adaptiven Filters im Echounterdrückungsgerät ist (beispielsweise 512 Abgriffe) und u eine Schrittlänge (beispielsweise 1/2, 1/4, 1/8) ist. Weiterhin ist angenommen, dass a(0) = 1 gilt. Jedoch sollte für andere Schätzverfahren und/oder Filterstrukturen kein α(n)R_x(n) durch eine geeignete Schätzung der Leistung des Schätzfehlers ersetzt werden, siehe z. B. [3] für Ausdrücke dieser Fehler.
Bestimmen des Skalierungsfaktors β(n)
Der Skalierungsfaktor β(n) wird durch die Korrelation zwischen dem Restsignal e(n) und dem Eingangssignal X(n) bestimmt. Zum Bestimmen dieser Korrelation kann eine Testvariable T_k(n) gemäß Folgendem ausgebildet werden:
wobei E einen erwarteten Wert darstellt. Theoretisch sollte diese Testvariable gleich Null sein, wenn keine Korrelation zwischen e(n) und x(n – k) existiert, und sonst größer als Null sein. Zum Vereinfachen der Prozedur kann T_k(n) nur für diese Verzögerungen k berechnet werden, die das Echo dominieren. Weiterhin kann deshalb, weil das geschätzte Echo s ^(n) eine Linearkombination aus verzögerten Eingangssignalen x(n) oder
ist, wobei h(n) die Filterkoeffizienten des Echounterdrückungsgeräts darstellt und N die Länge des Filters 12 darstellt, die Testvariable T unter Verwendung von s ^(n) anstelle von x(n – k) berechnet werden, was zum folgenden Ausdruck führt:
Aus Implementierungsgründen ist es weiterhin vorteilhaft, den äquivalenten Ausdruck zu berücksichtigen:
Unter Verwendung der Tatsache, dass
gilt, kann die Gleichung (13) neu geschrieben werden als:
Diese Testvariable T(n) gibt keinerlei expliziten Wert für β(n) an. Statt dessen wird ein Durchschnittswert von dieser Testvariablen für ein implizites Aktualisieren von β(n) verwendet, was unter Bezugnahme auf 10 beschrieben werden wird. Wenn der nichtlineare Prozessor inaktiv ist, d. h. R_e(n) den Schwellwert übersteigt und es keine Dämpfung gibt, sollte keine Korrelation zwischen e(n) und s ^(n) gefunden werden, was impliziert, dass der Durchschnitt von T(n) gleich Null sein sollte. Wenn dieser Durchschnitt nicht Null ist, zeigt es an, dass β(n) zu klein ist, und erhöht werden sollte. Gleichermaßen zeigt es dann, wenn keine Korrelation gefunden wird (Durchschnitt von T(n) = 0)m wenn der nichtlineare Prozessor aktiv ist, an, dass β(n) zu groß ist und erniedrigt werden sollte.
10 ist ein Ablaufdiagramm, das die Prozedur zum Bestimmen von β(n) darstellt. Diese Prozedur wird vom Schritt 330 im Ablaufdiagramm der 9 aufgerufen. Die Prozedur kann wie folgt zusammengefasst werden: Ein kurzzeitiger Durchschnitt T_SA von T(n) wird über eine Zeitperiode von 128 Abtastungen berechnet. Dieser kurzzeitige Durchschnitt wird zum Erhöhen von β(n) verwendet (d. h. zum Erhöhen des Schwellwerts TH(n)). Dies entspricht dem linken Teil der 10.
Ein langzeitiger Durchschnitt T_LA von T(n) wird über 2048 Abtastungen berechnet. Dieser langzeitige Durchschnitt wird zum Prüfen verwendet, dass β(n) nicht zu groß ist (d. h. der Schwellwert TH(n) zu hoch ist). Dieser Teil der Prozedur wird nur dann ausgeführt, wenn der nichtlineare Prozessor aktiv ist (R_E < TH).
Die Prozedur startet in einem Schritt 500. In einem Schritt 510 wird T(n) gemäß der Gleichung (15) berechnet. Weiterhin wird ein erster Zähler CNT_S1 dekrementiert. Dieser Zähler läuft zwischen 1024 und 0 und verhindert, dass β(n) zu schnell größer wird (nur ein Pegel von 3 dB für jede 1024 Abtastungen).
Ein Schritt 520 testet, ob R_e > αR_x + 2βR_s gilt. Wenn diese Bedingung erfüllt ist und es keine offensichtliche Doppelsprechsituation gibt, d. h. die Bedingung 2R_s > R_y nicht erfüllt ist, führt die Prozedur einen Schritt 530 durch. Im Schritt 530 wird ein kurzzeitiger Durchschnitt T_SA aktualisiert, und ein zweiter Zähler CNT_S2 wird dekrementiert. Der Zähler CNT_S2 läuft von 128 bis 0 und stellt sicher, dass β(n) nur dann erhöht wird, wenn T_SA vollständig mit neuen Abtastungen von T(n) gefüllt worden ist.
Der nächste Schritt, nämlich der Schritt 540, testet, ob beide Zähler auf Null dekrementiert worden sind. Wenn dies der Fall ist, testet ein Schritt 550, ob der berechnete kurzzeitige Durchschnitt T_SA eine erste Grenze UL (ein geeigneter Wert für UL = 1,2) übersteigt. Wenn dies der Fall ist, erhöht ein Schritt 560 β um 3 dB und setzt die Zähler CNT_S1, CNT_S2 jeweils auf 1024 und 128 zurück. Der Schritt 560 stellt dann auch einen langzeitigen Durchschnitt T_LA ein, und einen dritten Zähler CNT_L auf Null ein, und geht weiter zu einem Schritt 570. Der Schritt 570 wird auch durchgeführt, wenn die Tests in den Schritten 520, 540 und 550 fehlschlagen.
Der Test 570 testet, ob der nichtlineare Prozessor aktiv ist. Wenn es so ist, testet ein Schritt 580, ob R_e αR_y + βR_s übersteigt. Wenn es so ist, wird T(n) zum langzeitigen Durchschnitt T_LA addiert. Wenn es nicht so ist, wird eine Konstante LL zu T_LA addiert. Danach wird der dritte Zähler CNT_L in einem Schritt 610 inkrementiert.
Ein Schritt 620 testet, ob der Zähler CNT_L den Wert 2048 erreicht hat (2048 Abtastungen von T(n) sind addiert bzw. hinzugefügt worden). Wenn es so ist, testet ein Schritt 630, ob der langzeitige Durchschnitt kleiner als die Konstante LL oder gleich dieser ist (ein geeigneter Wert für LL ist 0,4).
Wenn dies der Fall ist, wird ß in einem Schritt 640 um 3 dB dekrementiert. Sonst wird β unverändert gelassen. Schließlich werden T_LA und CNT_L in einem Schritt 650 auf Null rückgesetzt.
Danach springt die Prozedur in einem Schritt 660 zurück.
Wenn die Tests 570, 620 fehlschlagen, wird die Prozedur β nicht reduzieren, und wird direkt zum Schritt 660 weitergehen.
Bei dem gegenwärtig bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der nichtlineare Teil des dynamischen Schwellwerts als β(n)
dargestellt. Jedoch kann eine ähnliche Prozedur auf anderen Größen als
basieren, wie beispielsweise Größen R_y(n) oder R_x(n), die analog zur Gleichung (9) berechnet sind.
Wenn eine Rechenkomplexität berücksichtigt wird, ist es sogar möglich, einen Schwellwert TH(n) auf dem einfachen Ausdruck β(n)s ^(n) zu basieren (wobei β(n) gemäß den Prinzipien bestimmt wird, die unter Bezugnahme auf die Gleichung (11)–(15) beschrieben sind). In einem solchen Fall könnte dieser Schwellwert direkt mit der Amplitude des Restsignals e(n) verglichen werden.
Ein Blockdiagramm einer Vorrichtung, die das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung durchführt, wird nun unter Bezugnahme auf 11 beschrieben werden.
Ein nichtlinearer Prozessor 20 empfängt ein Restsignal e(n) und gibt das verarbeitete Signal e_NLP(n) aus. Das Ausgangssignal e_NLP(n) wird gemäß den Gleichungen (3)–(6) berechnet. Eine Schätzeinheit 22 schätzt die Leistung des linearen Fehlers gemäß dem ersten Ausdruck der Gleichung (7) durch Verwenden der Signale x(n) und e(n). Gleichermaßen berechnet eine Schätzeinheit 24 den zweiten Ausdruck der Gleichung (7) durch Verwenden der Signale e(n) und s(n). Der Schwellwert TH(n) wird in einem Element 26 gemäß der Gleichung (7) berechnet. Ein Element (28) berechnet die Leistungsschätzung R_e(n) gemäß der Gleichung (2). Ein Komparator 30 vergleicht R_e(n) mit TH(n), und das Ausgangssignal vom Komparator 30 bestimmt die Form und die Dämpfung des Ausgangssignals e_NLP(n).
Vorzugsweise werden die Funktionen der Elemente 20–30 durch einen Mikroprozessor oder eine Kombination aus Mikroprozessor/Signalprozessor durchgeführt.
Es wird von Fachleuten auf dem Gebiet verstanden werden, dass verschiedene Modifikationen und Änderungen an der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können, ohne von dem Schutzumfang davon abzuweichen, welcher durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.
REFERENZEN

[1] US, A, 4 577 071, zessioniert für British Telecommunications
[2] D. T. M. Slock, "On the Convergence Behavior of the LMS and the Normalized LMS Algorithms", IEEE Transactions on Signal Processing, 41(9): 2811–2825, September 1993
[3] L. Ljung and T. Söderström, "Theory and Practice of Recursive Identification", The MIT Press, Cambridge, Massachusetts, 1983, S. 12–16, 88–96

Claims

Ein Echounterdrückungsverfahren, das ein Modell eines Echoweges zum Bilden eines Restsignals verwendet, einschließlich des Schritts zum Bestimmen einer Restleistungsschätzung des Restsignals, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch Bestimmen einer nicht-linearen Fehlerleistungsschätzung von verbleibenden nicht-linearen Fehlerteilen des Restsignals; Bestimmen eines dynamischen Schwellwertes, der von der nicht-linearen Fehlerleistungsschätzung abhängt; Vergleichen der Restleistungsschätzung mit dem dynamischen Schwellwert; und Abschwächen des Restsignals, wenn die Restleistungsschätzung unter den dynamischen Schwellwert fällt.
Verfahren gemäß Anspruch 2, gekennzeichnet durch Bestimmen einer linearen Fehlerleistungsschätzung von verbleibenden linearen Fehlerteilen des Restsignals; und Bestimmen des dynamischen Schwellwertes, so dass er sowohl von der linearen Fehlerleistungsschätzung, als auch von der nicht-linearen Fehlerleistungsschätzung abhängt.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch Erhöhen der Abschwächung jedes Mal, wenn die Restleistungsschätzung unter den dynamischen Schwellwert fällt, solange, bis das Restsignal vollständig unterdrückt ist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, gekennzeichnet durch Abschwächen des Restsignals als eine nicht-lineare Funktion der Amplitude des Restsignals jedes Mal, wenn die Restleistungsschätzung unter den dynamischen Schwellwert fällt, und als eine lineare Funktion der Amplitude des Restsignals jedes Mal, wenn die Restleistungsschätzung nicht unter den dynamischen Schwellwert fällt.
Verfahren gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die nicht-lineare Funktion eine lineare Funktion für Amplituden des Restsignals ist, die unter einem geschätzten Rauschpegel liegen, und eine konstante Funktion für Amplituden ist, die den Rauschpegel überschreiten.
verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der dynamische Schwellwert durch die Summe der linearen und nicht-linearen Fehlerleistungsschätzungen gebildet wird.
Verfahren gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der dynamische Schwellwert gemäß der Formel γ(α(n)·Rx(n) + β(n)·Rs(n))gebildet wird, wobei R_x(n) eine Leistungsschätzung eines Eingangssignals zu dem Echopfad ist, R_s(n) eine Leistungsschätzung eines Ausgangssignals von dem Echopfad ist, α(n) und β(n) kontinuierlich aktualisierte Skalierungsfaktoren sind und γ ein konstanter Skalierungsfaktor ist.
Eine Echounterdrückungsvorrichtung, die ein Modell eines Echopfades zum Bilden eines Restsignals verwendet, einschließlich Mittel zum Bestimmen einer Restleistungsschätzung des Restsignals, wobei die Echounterdrückungsvorrichtung gekennzeichnet ist durch Mittel (24) zum Bestimmen einer nicht-linearen Fehlerleistungsschätzung von verbleibenden nicht-linearen Fehlerteilen des Restsignals; Mittel (26) zum Bestimmen eines dynamischen Schwellwertes, der von der nicht-linearen Fehlerleistungsschätzung abhängt; Mittel (30) zum Vergleichen der Restleistungsschätzung mit dem dynamischen Schwellwert; und Mittel (20) zum Abschwächen des Restsignals, wenn die Restleistungsschätzung unter den dynamischen Schwellwert fällt.
Vorrichtung gemäß Anspruch 8, gekennzeichnet durch Mittel (22) zum Bestimmen einer linearen Fehlerleistungsschätzung von verbleibenden linearen Fehlerteilen des Restsignals; und dadurch, dass Mittel (26) zum Bestimmen des dynamischen Schwellwertes ausgelegt sind zum Bestimmen des dynamischen Schwellwertes, so dass er sowohl von der linearen Fehlerleistungsschätzung, als auch von der nicht-linearen Fehlerleistungsschätzung abhängt.