JP4509126B2 - エコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法 - Google Patents

Description

本発明は、エコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法に関し、例えば、電話回線において２線４線変換機能を有するハイブリッド回路で生じる回線エコーを消去する場合に適用し得るものである。

図９は、従来のエコーキャンセラの構成を示している。図９に示すように、従来のエコーキャンセラ１０は、適応フィルタ１１、加算器１２、ダブルトーク検出器１３、２乗ノルム算出手段１４、ステップサイズ算出手段１５、を備えている。

エコーキャンセラ１０には、遠方通話者（以下、遠端という）からの受信入力信号（遠端入力信号ともいう）Ｒｉｎが入力される。この受信入力信号Ｒｉｎは、受信者（以下、近端という）側に向けて受信出力信号Ｒｏｕｔとして出力されるとともに、適応フィルタ１１に入力される。ここで、適応フィルタ１１に入力される受信入力信号Ｒｉｎを受信入力信号ｘ（ｎ）とする。

適応フィルタ１１は、フィルタ係数と受信入力信号ｘ（ｎ）（＝受信入力信号Ｒｉｎ）とを基に擬似エコー信号ｙ（ｎ）を生成し、後述する加算器１２による減算処理の結果としての残留誤差信号ＲＥＳ（後述する残留誤差信号ｅ（ｎ））を用いてフィルタ係数の更新を行う。

加算器１２は、近端側から入力された送信入力信号Ｓｉｎ（ｄ（ｎ））から擬似エコー信号ｙ（ｎ）を差し引き、この演算した結果を残留誤差信号ＲＥＳとして出力する。この残留誤差信号ＲＥＳは、適応フィルタ１１に入力されるとともに、遠端側に向けて送信される。なお、加算器１２は、送信入力信号Ｓｉｎから擬似エコー信号ｙ（ｎ）を差し引く（減算する）ことによりエコー信号を除去する。

ダブルトーク検出器１３は、受信入力信号Ｒｉｎ、送信入力信号Ｓｉｎ、及び残留誤差信号ＲＥＳをモニタして発話状態を監視するものであり、近端話者発話時、双方発話時及び無通話時は適応フィルタ１１の係数更新をディスエーブル（Ｄｉｓａｂｌｅ）にし、遠端話者発話時は適応フィルタ１１の係数更新をイネーブル（Ｅｎａｂｌｅ）にする。

２乗ノルム算出手段１４は、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））を入力し、受信入力信号ｘ（ｎ）の２乗ノルム（‖ｘ（ｎ）‖^２）を算出し、ステップサイズ算出手段１５に算出結果を与えるものである。なお、‖ｘ（ｎ）‖^２＝ｘ^２（ｎ）＋ｘ^２（ｎ−１）＋…＋ｘ^２（ｎ−Ｍ＋１）＝‖ｘ（ｎ−１）‖^２＋ｘ^２（ｎ）−ｘ^２（ｎ−Ｍ）である。Ｍは適応フィルタ１１のタップ長である。

ステップサイズ算出手段１５は、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の２乗ノルム（‖ｘ（ｎ）‖^２）及び残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））を入力し、フィルタ係数更新のステップサイズを求め、適応フィルタ１１へ与えるものである。

また、図９において、ハイブリッド回路２０は、２線４線変換機能を有し、エコーキャンセラ１０における受信経路または送信経路と図示しない電話機側の経路との接続機能を担うものである。

エコーキャンセラ１０においては、遠端話者の発話に伴い、遠端側から入力される受信入力信号Ｒｉｎは、そのまま近端側へ送出されるとともに、適応フィルタ１１に与えられる。

エコーキャンセラ１０から出力された受信出力信号Ｒｏｕｔ（＝受信入力信号Ｒｉｎ）は、ハイブリッド回路２０を経由して近端話者つまり電話機（図示せず）に向けて送出される。このとき、ハイブリッド回路２０ではエコー（回線エコー）が発生する。この発生したエコー信号はエコーキャンセラ１０の送信経路に流れる。

エコーキャンセラ１０では、適応フィルタ１１が、フィルタ係数と受信入力信号ｘ（ｎ）とを基に擬似エコーｙ（ｎ）を生成して、加算器１２に向けて出力する。そして、加算器１２が送信入力信号Ｓｉｎ（ここではエコー信号）から擬似エコー信号ｙ（ｎ）を差し引くことでエコー信号を除去（消去）する。

ところで、適応フィルタの係数更新のアルゴリズムとしては、既知の正規化ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）などが知られている。

この正規化ＬＭＳによる係数更新のための数式の一例を、次の数１に示す。

ここで、αはステップサイズパラメータ、ｈ_ｋ（ｎ）はフィルタ係数の更新前の係数列、ｈ_ｋ（ｎ＋１）はフィルタ係数の更新後の係数列、Ｍはフィルタのタップ長である。βは通常０よりも大きい定数であるが、β＝０としてもよい。

また、‖ｘ（ｎ）‖^２は受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の２乗ノルムであり、‖ｘ（ｎ）‖^２＝ｘ^２（ｎ）＋ｘ^２（ｎ−１）＋…＋ｘ^２（ｎ−Ｍ＋１）＝‖ｘ（ｎ−１）‖^２＋ｘ^２（ｎ）−ｘ^２（ｎ−Ｍ）である。

ここで、ステップサイズμという変数を数２のように定義すると、数１はμを用いて数
３のように表現することができる。

適応フィルタ１１が生成する擬似エコー信号ｙ（ｎ）は次の数４を演算することで求められる。

ステップサイズ算出手段１５は、数２に示したステップサイズμを算出するものであり、適応フィルタ１１は数３及び数４の演算を行うものである。

正規化ＬＭＳアルゴリズム（非特許文献１参照）が収束するための必要十分条件は０＜α＜２である。ステップサイズα＝１．０のときに収束速度が最大となり、ステップサイズαが０に近づくほどフィルタ係数の更新量が小さくなり適応フィルタの安定性が向上する。

適応フィルタの安定性が高いというのは、近端話者側より入力される背景雑音などの外乱や、トーン信号などの狭帯域信号入力に対してフィルタ係数が発散し難いということである。

「適応フィルタ理論（原文名：Adaptive Filter Theory）」、著者：Simon Haykin、翻訳者：鈴木博（翻訳主幹）ほか、出版社：科学技術出版、２００１年１月１０日、ｐ．４８７〜４９７

ところで、エコーキャンセラは、収束速度が速く、適応後の残留誤差が小さく、安定性が高いことが理想的である。

しかしながら、上記従来のエコーキャンセラでは、近端話者側より入力される背景雑音が大きい環境下において、エコー消去性能が著しく劣化してしまうという問題がある。

図１０及び図１１に、従来技術の背景雑音が小さい環境下におけるシミュレーション結果を示す。図１０は信号波形、図１１は信号レベルを示すグラフである。

図１０及び図１１において、Ｒｉｎは前述の受信入力信号であり、Ｅｃｈｏはハイブリッド回路２０にて発生するエコー信号である。

エコーパスの特性は、ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．１６８−２００４ Ａｎｎｅｘ Ｄに記載のエコーパスモデル１を用いており、ハイブリッド・エコー・リターン・ロスは１０ｄＢとしている。従って、図１１に示すエコー信号Ｅｃｈｏの信号レベルは、受信入力信号Ｒｉｎより１０ｄＢ小さい値である。

Ｓｇｅｎは、近端にて発生する背景雑音である。背景雑音が小さい環境下の例として、−６５ｄＢｍとしている。

Ｓｉｎは前述の送信入力信号であり、エコー信号Ｅｃｈｏと背景雑音Ｓｇｅｎを加算した信号である。

図１１において、信号レベルは、Ｇ．１６８−２００４ ６．４．１．２．１に記載のレベル測定方法を用いて算出している。

図１０及び図１１のシミュレーションにおいて、α＝０．５、β＝０、Ｍ＝１２８としている。

なお、前述のダブルトーク検出手段１３は、受信入力信号Ｒｉｎ、送信入力信号Ｓｉｎ、及び残留誤差信号ＲＥＳをモニタして発話状態を監視するものであるが、本シミュレーションでは近端を発話状態としないので、条件を以下のように簡略化している。

受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））が無通話状態のとき、閾値は一例であるが、‖ｘ（ｎ）‖^２≦−４０ｄＢｍという条件のときに、適応フィルタ１１の係数更新をディスエーブル（Ｄｉｓａｂｌｅ）にし、それ以外は適応フィルタ１１の係数更新をイネーブル（Ｅｎａｂｌｅ）にしている。

図１１の信号レベルに示すように、送信入力信号Ｓｉｎのエコーの信号レベルのピークが約−１５ｄＢｍであるのに対して、収束後の残留誤差信号ＲＥＳは背景雑音の信号レベル−６５ｄＢｍに近いレベルとなっており、エコーが消去できていることがわかる。

次に、図１２及び図１３に、従来技術の背景雑音が大きい環境下におけるシミュレーション結果を示す。

Ｓｇｅｎは近端にて発生する背景雑音であり、背景雑音が大きい環境下の例として、−４５ｄＢｍとしている。その他の条件は、前述の、従来技術の背景雑音が小さい環境下におけるシミュレーション結果の条件と同様である。

図１３の信号レベルに示すように、送信入力信号Ｓｉｎのエコーの信号レベルのピークが約−１５ｄＢｍであるのに対して、収束後の残留誤差信号ＲＥＳのピークは約−３５ｄＢｍとなっており、エコーは減衰しているものの、背景雑音の信号レベル−４５ｄＢｍに比べて約１０ｄＢ大きい値となってしまっており、エコー消去性能が著しく劣化している。

このように、背景雑音が大きい環境下においてエコー消去性能が著しく劣化するのは、以下に示す理由によるものと考えられる。近端話者側より入力される背景雑音は、ハイブリッド回路２０から出力される回線エコーとともに、送信入力信号Ｓｉｎ（＝ｄ（ｎ））より加算器１２へ入力される。加算器１２では、この送信入力信号ｄ（ｎ）から擬似エコー信号ｙ（ｎ）を差し引くので、回線エコー信号は減衰するが、近端話者側より入力された背景雑音は加算器１２を通過しそのまま残留誤差信号ＲＥＳ（＝ｅ（ｎ））に出力される。従って、適応フィルタ１１は、背景雑音を多く含んだ残留誤差信号ＲＥＳ（＝ｅ（ｎ））を用いて係数の修正を行うことになり、その結果、フィルタ係数が期待通りに収束せず、エコー消去性能が著しく劣化してしまうと考えられる。

ステップサイズパラメータαを小さくしたり、βを大きくしたりすれば、背景雑音が大きい環境下におけるエコー消去特性を改善することができるが、そうすると、背景雑音が小さい環境下において収束速度が低下してしまうという問題がある。

そこで、本発明は、背景雑音の小さい環境下における収束速度を低下させることなく、背景雑音が大きい環境下においてエコー消去性能の向上を図ることができる、エコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法を提供することを目的とする。

第１の本発明のエコーキャンセラは、フィルタ係数と受信入力信号を基に擬似エコー信号を生成する適応フィルタと、送信入力信号から擬似エコー信号を減算し、エコー信号を除去するエコー除去手段とを備えるエコーキャンセラにおいて、（１）エコー除去手段によって減算処理された結果としての残留誤差信号に基づいて、近端の背景雑音の電力を推定する背景雑音推定手段と、（２）背景雑音推定手段によって求められた背景雑音の推定電力値に所定数を乗算し、以下に示すステップサイズ算出式に従って、フィルタ係数の更新に関わるステップサイズの値を求め、適応フィルタに与えるステップサイズ算出手段とを備えることを特徴とする。

ただし、μはステップサイズ値であり、αはステップサイズパラメータであり、βは定数であり、γは定数であり、ｂ（ｎ）は上記背景雑音の推定電力値であり、‖ｘ（ｎ）‖ ^２ は上記受信入力信号の２乗ノルムである。

第２の本発明のエコーキャンセル方法は、適応フィルタがフィルタ係数と受信入力信号を基に擬似エコー信号を生成し、エコー除去手段が、送信入力信号から擬似エコー信号を減算し、エコー信号を除去するエコーキャンセル方法において、背景雑音推定手段及びステップサイズ算出手段を有し、（１）背景雑音推定手段が、エコー除去手段によって減算処理された結果としての残留誤差信号に基づいて、近端の背景雑音の電力を推定する背景雑音推定工程と、（２）ステップサイズ算出手段が、背景雑音推定手段によって求められた背景雑音の推定電力値に所定数を乗算し、以下に示すステップサイズ算出式に従って、フィルタ係数の更新に関わるステップサイズの値を求め、適応フィルタに与えるステップサイズ算出工程とを備える特徴とする。

ただし、μはステップサイズ値であり、αはステップサイズパラメータであり、βは定数であり、γは定数であり、ｂ（ｎ）は上記背景雑音の推定電力値であり、‖ｘ（ｎ）‖ ^２ は上記受信入力信号の２乗ノルムである。

本発明に係るエコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法によれば、背景雑音の小さい環境下における収束速度を低下させることなく、背景雑音が大きい環境下においてエコー消去性能の向上を図ることができる。

（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明に係るエコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法の第１の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。

第１の実施形態は、例えば、電話回線において２線４線変換機能を有するハイブリッド回路で生じる回線エコーを消去するエコーキャンセラに、本発明のエコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法を適用する場合を例に挙げて説明する。

（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、本発明の第１の実施形態に係るエコーキャンセラの機能構成を示すブロック図である。

図１において、第１の実施形態のエコーキャンセラ１００は、適応フィルタ１１、加算器１２、ダブルトーク検出器１３、背景雑音推定手段１１０、電力算出手段１４０、ステップサイズ算出手段１５０、を少なくとも有して構成される。

図１に示すエコーキャンセラ１００は、図９に示した従来のエコーキャンセラ１０の構成において、背景雑音推定手段１１０を追加し、この追加に伴い、ステップサイズ算出手段１５及び２乗ノルム算出手段１４のそれぞれをステップサイズ算出手段１５０及び電力算出手段１４０に置換した構成である。なお、図１において、図９に示す構成要素と同様の機能を果たす部分には同一の符号を付している。

適応フィルタ１１は、後述するステップサイズ算出手段１５０からステップサイズμを受け取り、このステップサイズμを用いて数３の式を演算してフィルタ係数の係数更新を実行すると共に、上述した数４の式を演算して擬似エコー信号ｙ（ｎ）を生成するものである。また、適応フィルタ１１は、生成した擬似エコー信号ｙ（ｎ）を加算器１２に与えるものである。

加算器１２は、送信入力信号Ｓｉｎから擬似エコー信号ｙ（ｎ）を減算し、エコー信号を除去するエコー除去手段として機能するものである。

電力算出手段１４０は、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値を算出するものであり、算出した受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値を、ステップサイズ算出手段１５０及び背景雑音手段１１０に与えるものである。

なお、電力算出手段１４０による受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値の算出方法は、図９に示す２乗ノルム算出手段１４と同様に、正規化ＬＭＳアルゴリズムの演算過程において算出する２乗ノルム‖ｘ（ｎ））‖^２を用いるが、これに限定されず、別の方法によって求めてもよい。

背景雑音推定手段１１０は、近端の背景雑音の電力値を推定するものである。背景雑音推定手段１１０は、加算器１２からの残留誤差信号ＲＥＳ（＝ｅ（ｎ））を受け入れると共に、電力算出手段１４０により算出された受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値を受け入れる。そして背景雑音推定手段１１０は、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値が閾値以下（すなわち、遠端話者無通話状態）であるときの残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））の電力値を平均化することにより、近端の背景雑音電力値ｂ（ｎ）を推定する。また、背景雑音推定手段１１０は、推定した近端の背景雑音電力値ｂ（ｎ）をステップサイズ算出手段１５０に与えるものである。

背景雑音推定手段１１０は、電力算出手段１４０から電力値（‖ｘ（ｎ）‖^２）を受け取り、閾値は一例であるが、‖ｘ（ｎ）‖^２≦−４０ｄＢｍのときには背景雑音推定の演算をイネーブル状態とし、それ以外のときには前値保持とする。

図２は、背景雑音推定手段１１０の機能構成を示す構成図である。図２において、背景雑音推定手段１１０は、乗算手段１１１と、平均化手段１１２とを有する。平均化手段１１２は、第１の実施形態では、例えばＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）形ＬＰＦとし、その構成は、乗算手段１１３及び１１６、加算器１１４、遅延部１１５を有する。

乗算手段１１１は、イネーブル状態の場合、残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））を２乗し、その乗算結果をＩＩＲ形ＬＰＦ１１２に与える。

ＩＩＲ形ＬＰＦ１１２は、所定の時定数を有し、乗算手段１１１からの乗算結果を平均化して、背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）を算出するものである。

第１の実施形態のＩＩＲ形ＬＰＦ１１２の時定数は、例えば２００ｍｓである。また、ＩＩＲ形ＬＰＦ１１２の係数は、例えば“ａ”及び“１−ａ”であり、ａ＝ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ）である。ＴはＩＩＲ形ＬＰＦ１１２のサンプリング周期であり、ＣＲは時定数である。

第１の実施形態では、背景雑音電力値の推定に、送信入力信号Ｓｉｎ（ｄ（ｎ））でなく、残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））を用いることとする。これは、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値が−４０ｄＢｍ以下のときであっても、送信入力信号Ｓｉｎ（ｄ（ｎ））にエコー成分が含まれていることがあるので、エコーの影響を極力低減するため、加算器１２通過後の、エコー成分が減衰しているエコーキャンセラ出力の残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））を用いるようにしているのである。

ステップサイズ算出手段１５０は、背景雑音推定手段１１０の出力を用いて、数５の式を演算してステップサイズμの値を求め、このステップサイズμを適応フィルタ１１に与えるものである。すなわち、ステップサイズ算出手段１５０は、背景雑音推定手段１１０から背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）を受け取ると共に、電力算出手段１４０から受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値（２乗ノルム‖ｘ（ｎ）‖^２）を受け取り、これらを用いて数５の式の演算を行う。

ここで、αはステップサイズパラメータである。また、βは通常０よりも大きい定数であるが、β＝０としてもよい。

ｂ（ｎ）は、背景雑音推定手段１１０の出力値、γは定数であり、例えば、γ＝１００×Ｍである。

また、‖ｘ（ｎ）‖^２は、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の２乗ノルムであり、‖ｘ（ｎ）‖^２＝ｘ^２（ｎ）＋ｘ^２（ｎ−１）＋…＋ｘ^２（ｎ−Ｍ＋１）＝‖ｘ（ｎ−１）‖^２＋ｘ^２（ｎ）−ｘ^２（ｎ−Ｍ）である。Ｍは、フィルタのタップ長である。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、エコーキャンセラ１００の動作（第１の実施形態のエコーキャンセル方法）について説明する。

エコーキャンセラ１００に遠端側からの受信入力信号Ｒｉｎが入力されると、その受信入力信号Ｒｉｎは、電力算出手段１４０及び適応フィルタ１１に入力されるとともに、エコーキャンセラ１００の受信経路を経由してハイブリッド回路２０に入力される。

受信入力信号Ｒｉｎが電力算出手段１４０に入力されると、受信入力信号Ｒｉｎすなわち受信入力信号ｘ（ｎ）の電力値（‖ｘ（ｎ）‖^２）が求められ、この受信入力信号ｘ（ｎ）の電力値‖ｘ（ｎ）‖^２が、ステップサイズ算出手段１５０及び背景雑音推定手段１１０に与えられる。

また、エコーキャンセラ１００から出力された受信出力信号Ｒｏｕｔ（＝受信入力信号Ｒｉｎ）は、ハイブリッド回路２０を経由して近端話者つまり電話機（図示せず）へ送出される。

このとき、ハイブリッド回路２０においてエコー（回線エコー）が発生し、そのエコー信号がエコーキャンセラ１００の送信経路に流れる。つまり、エコー信号である送信入力信号Ｓｉｎが、エコーキャンセラ１００の加算器１２に入力される。

一方、受信入力信号Ｒｉｎつまり受信入力信号ｘ（ｎ）が入力された適応フィルタ１１は、その受信入力信号ｘ（ｎ）とフィルタ係数とを基に擬似エコー信号ｙ（ｎ）を生成して、加算器１２に向けて出力する。なお、擬似エコー信号ｙ（ｎ）は、上記数４の式に従って演算することで求められる。

加算器１２は、送信入力信号（エコー信号）Ｓｉｎから擬似エコー信号ｙ（ｎ）を減算し、この減算した結果（残留誤差）つまり残留誤差信号ＲＥＳを出力する。このようにして加算器１２から出力された残留誤差信号ＲＥＳは、適応フィルタ１１、ステップサイズ算出手段１５０及び背景雑音推定手段１１０に入力される。

背景雑音推定手段１１０は、電力算出手段１４０から受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値（‖ｘ（ｎ）‖^２）と閾値（例えば−４０ｄＢｍ）との比較を行い、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値が閾値以下である場合（‖ｘ（ｎ）‖^２≦−４０ｄＢｍの場合）、フィルタ係数の係数更新をイネーブル状態とし、入力された残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））を２乗して、その乗算結果を平均化することで、残留誤差信号ＲＥＳの電力値（電力レベル）を推定し、この残留誤差信号ｅ（ｎ）の推定値ｂ（ｎ）をステップサイズ算出手段１５０に与える。

ステップサイズ算出手段１５０は、電力算出手段１４０から受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値（‖ｘ（ｎ）‖^２）を、背景雑音推定手段１１０から背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）を受け取り、この電力値（‖ｘ（ｎ）‖^２）及び推定値ｂ（ｎ）を用いて数５の式を演算し、ステップサイズμの値を求め、ステップサイズμの値を適応フィルタ１１に与える。

図３は、背景雑音の電力値とステップサイズμとの関係を示す関係図である。ここでの条件は、ステップサイズパラメータα＝０．５、β＝０、タップ長Ｍ＝１２８、定数γ＝１００×Ｍ＝１２８００とする場合である。

図３に示すように、背景雑音の電力値が十分に小さい環境下、例えば背景雑音電力値が−６５ｄＢｍの場合、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値の値に拘わらず、ステップサイズμは、従来技術を用いたエコーキャンセラ１０でのステップサイズμとほとんど変わらない。

一方、背景雑音の電力値が比較的大きい環境下、例えば背景雑音電力値が−４５ｄＢｍの場合、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値の値に応じて、ステップサイズμは、従来技術のエコーキャンセラ１０でのステップサイズμとの差分が大きくなる。

つまり、例えば受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値が０ｄＢｍ〜１０ｄＢｍ程度までの区間においては、従来技術とほぼ同等のステップサイズμとなる。一方、受信入力信号Ｒｉｎ（ｘ（ｎ））の電力値が約１０ｄＢｍより小さくなるにつれて、従来技術でのステップサイズμより、第１の実施形態によるステップサイズμが小さくなるという特性を示す。

図４及び図５は、背景雑音が比較的大きい環境下でのシミュレーションの信号波形及び信号レベル（電力レベル）を示す図である（例えば、背景雑音電力値が−４５ｄＢｍの場合）。

前述したように、従来技術を用いたエコーキャンセラ１０では、送信入力信号Ｓｉｎのエコーの信号レベルのピークが約−１５ｄＢｍであるのに対して、収束後の残留誤差信号ＲＥＳのピークは約−３５ｄＢｍとなっており、エコーは減衰しているものの、背景雑音の信号レベル−４５ｄＢｍに比べて約１０ｄＢ大きい値となってしまっており、エコー消去性能が著しく劣化していた。

これに対して、図４及び図５に示すように、本発明の第１の実施形態のエコーキャンセラ１００を用いた場合、収束後の残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））の信号レベルは、−４５ｄＢｍとほとんど同じになり、ピークがわからないほどにエコーを消去できている。つまり、本発明の第１の実施形態により、背景雑音が大きい環境下において、エコー消去性能を向上させる効果がある。

また、図６及び図７は、背景雑音が十分に小さい環境下でのシミュレーションの信号波形及び信号レベル（電力レベル）を示す図である（例えば、背景雑音電力値が−６５ｄＢｍの場合）。図３の背景雑音とステップサイズμの関係について示したように、ステップサイズμは従来技術を用いた場合とほとんど変わらない。

従って、収束速度、収束後のエコー消去量のどちらも、従来技術とほぼ同様の良好な特性となっており、収束後の残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））のピークの信号レベルは、背景雑音の信号レベル−６５ｄＢｍに近い値となっている。

（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上のように、第１の実施形態によれば、背景雑音の小さい環境下における収束速度を低下させることなく、背景雑音が大きい環境下においてエコー消去性能を向上させることができるという効果を奏する。

（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明に係るエコーキャンセラ及びエコーキャンセル方法の第２の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
第２の実施形態に係るエコーキャンセラは、上述した図１の第１の実施形態に係るエコーキャンセラ１００において、図２に示す背景雑音推定手段１１０の機能構成の代わりに、図８に示す背景雑音推定手段２１０の機能構成を備えるものである。

そこで、以下では、図８に示す背景雑音推定手段２１０の機能構成を中心に説明し、それ以外の機能構成については、図１に示す機能構成及びこれに付した符号を用いて説明する。

図８は、第２の実施形態の背景雑音推定手段２１０の機能構成を示す構成図である。図８において、背景雑音推定手段２１０は、振幅制限手段２１７、乗算手段１１１と、平均化手段１１２とを有する。平均化手段１１２は、第１の実施形態と同様に、例えばＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）形ＬＰＦとし、その構成は、乗算手段１１３及び１１６、加算器１１４、遅延部１１５を有する。

振幅制限手段２１７は、乗算手段１１１の前段に設けられ、残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））の２乗処理の前処理として、入力された残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））の振幅を振幅制限閾値までに制限し、振幅制限した信号を乗算手段１１１に与えるものである。振幅制限閾値としては、例えば−４０ｄＢｍのサイン波の振幅である。

（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
次に、第２の実施形態に係るエコーキャンセラの動作（第２の実施形態のエコーキャンセル方法）について説明する。

第２の実施形態のエコーキャンセラの動作は、背景雑音推定手段２１０おける背景雑音電力の推定値ｂ（ｎ）を求める処理が、第１の実施形態の動作と異なる。

背景雑音推定手段２１０は、第１の実施形態と同様に、受信入力信号Ｒｉｎが無通話状態、すなわち（受信入力信号ｘ（ｎ）の電力値‖ｘ（ｎ）‖^２≦−４０ｄＢｍの場合）にイネーブル状態となる。

近端からの送信入力信号Ｓｉｎが背景雑音のみで、その背景雑音の振幅が振幅制限閾値に比べて小さいとき、残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））には背景雑音がほぼそのまま表れ、振幅制限手段２１７の出力にも背景雑音がほぼそのまま表れる。従って、背景雑音推定手段２１７の出力値ｂ（ｎ）は、背景雑音の平均電力値に近い値となることが期待できる。

一方、近端からの送信入力信号Ｓｉｎが背景雑音に加えて音声信号（近端話者の音声）も含んでいるとき、第１の実施形態においては、音声信号の影響により、背景雑音推定手段１１０の出力値ｂ（ｎ）が、実際の背景雑音に比べて極端に大きくなることがある。

そうすると、ステップサイズ算出手段１５０が算出するステップサイズμが必要以上に小さくなり、適応フィルタ１１におけるフィルタ係数の係数更新に係る収束速度が低下する可能性がある。

これに対して、第２の実施形態では、この場合、振幅制限手段２１７が、振幅制限閾値を用いて、入力された残留誤差信号ＲＥＳ（ｅ（ｎ））の振幅を制限するようにする。これにより、背景雑音推定手段２１０の出力値ｂ（ｎ）が、実際の背景雑音に比べて極端に大きくなってしまうのを防止することができる。

（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
以上のように、第２の実施形態によれば、第１の実施形態で説明した効果と同様の効果を奏することができる。

第２の実施形態によれば、背景雑音推定手段２１０に振幅制限手段２１７を備えることにより、送信入力信号Ｓｉｎに背景雑音に加えて音声信号が含まれている場合でも、振幅を制限することができるので、背景雑音推定手段２１０の出力値が実際の背景雑音に比べて極端に大きくなってしまうのを防止することができる。その結果、ステップサイズμが必要以上に小さくなること、フィルタ係数の係数更新に係る収束速度が低下することを防止できる効果を奏する。

（Ｃ）他の実施形態
本発明は、電話回線において２線４線変換機能をもつハイブリッド回路で生じる回線エコーを除去するエコーキャンセラのほか、スピーカからマイクロホンに回り込んだエコー（音響エコー）を除去するエコーキャンセラにも適用することができる。

また、上記第１及び第２実施形態の説明では、エコーキャンセラがハードウェア的に構成されているイメージで説明したが、ソフトウェア的にエコーキャンセラを構成しても良く、また、エコーキャンセラを１チップ又は１チップの部分として構成するようにしても良い。

さらに、第１及び第２の実施形態では、数５の式におけるγを定数として説明したが、このγ（すなわち、背景雑音の推定電力値に乗算する数）は、任意の数とし、また可変できるものとしてもよい。これにより、背景雑音の電力レベルに応じて、ステップサイズμの値を調整することができる。すなわち、γの値を小さくすれば、ステップサイズを比較的大きくすることができ、γの値を大きくすれば、ステップサイズを比較的小さくすることができる。

第２の実施形態で説明した図８では、乗算手段１１１の前段に振幅制限手段２１７を設けた場合を示したが、近端で入力した音声信号の影響を小さくすることができれば、図８に示す構成に限定されない。例えば、乗算手段１１１と平均化手段１１２との間に、乗算手段１１１の２乗値に制限を設ける制限手段を備えるようにしてもよい。

第１の実施形態に係るエコーキャンセラの機能構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る背景雑音推定手段の構成を示す構成図である。 第１の実施形態に係る背景雑音とステップサイズとの関係を示す関係図である。 第１の実施形態の背景雑音が大きい環境下におけるシミュレーションの信号波形を示す図である。 第１の実施形態の背景雑音が大きい環境下におけるシミュレーションの信号レベルを示す図である。 第１の実施形態の背景雑音が小さい環境下におけるシミュレーションの信号波形を示す図である。 第１の実施形態の背景雑音が小さい環境下におけるシミュレーションの信号レベルを示す図である。 第２の実施形態に係る背景雑音推定手段の構成を示す構成図である。 従来のエコーキャンセラの機能構成を示すブロック図である。 従来の背景雑音が小さい環境下におけるシミュレーションの信号波形を示す図である。 従来の背景雑音が小さい環境下におけるシミュレーションの信号レベルを示す図である。 従来の背景雑音が大きい環境下におけるシミュレーションの信号波形を示す図である。 従来の背景雑音が大きい環境下におけるシミュレーションの信号レベルを示す図である。

符号の説明

１００…エコーキャンセラ、１１…適応フィルタ、１２…加算器、１３…ダブルトーク検出器、１４０…電力算出手段、１５０…ステップサイズ算出手段、１１０、２１０…背景雑音推定手段、１１１…乗算手段、１１２…平均化手段、１１３、１１６…乗算手段、１１４…加算器、１１５…遅延部、２１７…振幅制限手段。

Claims (8)

1. フィルタ係数と受信入力信号を基に擬似エコー信号を生成する適応フィルタと、送信入力信号から上記擬似エコー信号を減算し、エコー信号を除去するエコー除去手段とを備えるエコーキャンセラにおいて、
   上記エコー除去手段によって減算処理された結果としての残留誤差信号に基づいて、近端の背景雑音の電力を推定する背景雑音推定手段と、
   上記背景雑音推定手段によって求められた背景雑音の推定電力値に所定数を乗算し、以下に示すステップサイズ算出式に従って、上記フィルタ係数の更新に関わるステップサイズの値を求め、上記適応フィルタに与えるステップサイズ算出手段と
   を備えることを特徴とするエコーキャンセラ。
   

   

   ただし、μはステップサイズ値であり、αはステップサイズパラメータであり、βは定数であり、γは定数であり、ｂ（ｎ）は上記背景雑音の推定電力値であり、
   ‖ｘ（ｎ）‖ ^２ は上記受信入力信号の２乗ノルムである。
2. 上記背景雑音推定手段は、
   上記受信入力信号の電力レベルが一定閾値以下の場合、上記残留誤差信号の電力を平均化した平均電力値を背景雑音の上記推定電力値として算出し、
   上記受信入力信号の電力レベルが一定閾値を超えている場合、背景雑音の上記推定電力値を前値保持する
   ことを特徴とする請求項１に記載のエコーキャンセラ。
3. 上記背景雑音推定手段が、
   上記残留誤差信号の電力を２乗する乗算部と、
   上記乗算部による乗算結果に対して平均化を行うフィルタ部と
   を有することを特徴とする請求項１又は２に記載のエコーキャンセラ。
4. 上記背景雑音推定手段が、所定の振幅制限閾値を用いて上記残留誤差信号の振幅を制限し、その振幅制限結果を上記乗算部に与える振幅制限部を有することを特徴とする請求項３に記載のエコーキャンセラ。
5. 適応フィルタがフィルタ係数と受信入力信号を基に擬似エコー信号を生成し、エコー除去手段が、送信入力信号から上記擬似エコー信号を減算し、エコー信号を除去するエコーキャンセル方法において、
   背景雑音推定手段及びステップサイズ算出手段を有し、
   上記背景雑音推定手段が、上記エコー除去手段によって減算処理された結果としての残留誤差信号に基づいて、近端の背景雑音の電力を推定する背景雑音推定工程と、
   上記ステップサイズ算出手段が、上記背景雑音推定手段によって求められた背景雑音の推定電力値に所定数を乗算し、以下に示すステップサイズ算出式に従って、上記フィルタ係数の更新に関わるステップサイズの値を求め、上記適応フィルタに与えるステップサイズ算出工程と
   を備えることを特徴とするエコーキャンセル方法。
   

   

   ただし、μはステップサイズ値であり、αはステップサイズパラメータであり、βは定数であり、γは定数であり、ｂ（ｎ）は上記背景雑音の推定電力値であり、
   ‖ｘ（ｎ）‖ ^２ は上記受信入力信号の２乗ノルムである。
6. 上記背景雑音推定手段は、
   上記受信入力信号の電力レベルが一定閾値以下の場合、上記残留誤差信号の電力を平均化した平均電力値を背景雑音の上記推定電力値として算出し、
   上記受信入力信号の電力レベルが一定閾値を超えている場合、背景雑音の上記推定電力値を前値保持する
   ことを特徴とする請求項５に記載のエコーキャンセル方法。
7. 上記背景雑音推定手段が、乗算部とフィルタ部とを有し、
   上記乗算部が上記残留誤差信号の電力を２乗し、
   上記フィルタ部が上記乗算部による乗算結果に対して平均化を行う
   ことを特徴とする請求項５又は６に記載のエコーキャンセル方法。
8. 上記背景雑音推定手段が、振幅制限部をさらに有し、
   上記振幅制限部が、所定の振幅制限閾値を用いて上記残留誤差信号の振幅を制限し、その振幅制限結果を上記乗算部に与えることを特徴とする請求項７に記載のエコーキャンセル方法。

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