JP2000502229A

JP2000502229A - 残留信号内の電力見積を使用するエコーキャンセルのための方法および装置

Info

Publication number: JP2000502229A
Application number: JP9522699A
Authority: JP
Inventors: エリクソン，アンダース; カールセン，ヨハニー
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲツトエルエムエリクソン
Priority date: 1995-12-18
Filing date: 1996-12-06
Publication date: 2000-02-22
Also published as: KR20000064382A; BR9612049A; SE9504520L; DE69633458D1; CA2240726A1; AU1155297A; AU723722B2; SE505692C2; KR100308226B1; SE9504520D0; DE69633458T2; WO1997023055A1; EP0868787A1; EP0868787B1; US6195430B1

Abstract

(57)【要約】エコーキャンセラは、非線形誤差電力見積値（２４）、そして好ましくは線形誤差電力見積値（２２）にも依存する動的しきい値（ＴＨ（ｎ））を決定する。残留信号（ｅ（ｎ））の残留電力見積値（２８）は、その動的しきい値と比較する。残留信号は、残留電力見積値が動的しきい値を下回る場合に、非線形プロセッサ（２０）において減衰させる。

Description

【発明の詳細な説明】残留信号内の電力見積を使用するエコーキャンセルのための方法および装置技術分野本発明は、残留信号を形成するためのエコー経路のモデルを使用するエコーキャンセラおよびエコーキャンセル方法に関するものである。発明の背景エコーは、長い遅延をもつ電話（telephony）システム（例えば、長距離電話、またはデジタル・セルラシステムのような長い処理遅延を使用する電話システム）において認識されるスピーチ品質に関係する問題である。エコーは、ＰＳＴＮ／加入者インターフェースにおける４線式−２線式変換において生起される。このエコーを除去するために、長距離トラヒックのためのトランシット交換機内に、またセルラ用途のためのモバイルサービス交換センター内に、エコーキャンセラが通常設けられている。エコーキャンセラのこの位置のため、これは適応型とされ、そして、この同じエコーキャンセラは、ＰＳＴＮ内の多くの異なった加入者に対し使用される。この適応は、異なったコール間のみならず、各コールの間においても必要であるが、それは、伝送ネットワークの非固定の性質（例えば、位相スリップ、三者間コール等）のためである。エコーキャンセラの主要な部分は、適応型フィルタである。このフィルタは、エコーのレプリカを生成し、そしてこれを、近端信号から減算する。エコー生成システムが完全には分からないため、その見積もったエコー信号は、常に誤差を含んでいる。したがって、実際には、適応型フィルタを使用することにより得られるエコー減衰は、通常、多くても約３０ｄＢである。長い時間遅延に対しては、この減衰量は十分ではなく、したがってそれら誤差による可聴の影響を最小限にするため、残留エコーサプレッサが使用されている。このエコーサプレッサの目的は、残留信号を、この信号がエコー見積もりにおける誤差により支配されているときはいつでも、さらに抑圧することである。これは、エコーキャンセラの出力を、その出力信号のある一定のレベルに対して阻止することにより行われる。文献［１］は、適応型センタークリッパの形態のエコーサプレッサを設けたエコーキャンセラについて記述している。このエコーキャンセラが発生するエコー見積もりは、この適応型クリッパのそのしきい値を信号処理手段を介して制御しそしてそれによってそのクリッピングウィンドウを制御するのに使用される。残留信号の電力がその適応型しきい値より下になった場合、その残留信号を阻止またはクリップし、それ以外の場合には、残留信号をこれに対し修正を加えずに適応型クリッパを通過させる。しかし、この残留信号は、残留エコーだけでなく近端加入者で発生された背景ノイズも含んでいる。時には、残留エコーサンプルと背景ノイズサンプルとが建設的に加算され、そしてその結果生じる残留信号がしきい値を超えることがある。その結果、残留エコーを含む残留信号の望ましくない突発性の伝送が生じ、これは、非常にうるさいものとなり得る。エコーキャンセルに伴なう基本的な問題は、エコーキャンセラが広範囲のシステムおよび信号条件で動作することである。 (ｉ) システムは、例えば６〜２５ｄＢの減衰をもつことがあり、これは、線形モデルにより十分記述することができる。 (ii) 近端の背景ノイズレベルは、例えば−６５〜−３０ｄＢｍ０の間となることがある。 (iii) システムは、減衰量が乏しくなることがあり、線形システムとして不完全にしかモデル化できない。あらゆる関連した状況においてエコーサプレッサの満足できる性能を与えるしきい値の適切な値を決定することは、電力比較に基づく制御策に関する基本的な問題である。ケース(i) に対してしきい値を設計することは、ケース(iii) により記述されたシステムに対しては残留エコーの不完全な抑圧をもたらす。しかし、ケース(iii) に対し設計することは、ケース(i) により記述されたシステムに対しては非常に控えめな抑圧機能をもたらす。さらに、近端側からの背景ノイズの量（ケース(ii)）は、エコーキャンセラ内の適応型フィルタの性能に影響を及ぼす。高い背景ノイズレベルに対しては、見積もりをしたモデルの変動（モデル誤差ではない）は、残留信号を支配することがある。したがって、ケース(i) により記述したシステムに対してさえも、エコーサプレッサに関する異なった制御策を、背景ノイズレベルに依存してとるべきである。この説明から明らかなように、全ての関連する状況においてエコーサプレッサの満足できる性能をもたらす、１つの固定した制御策並びに１組の固定したパラメータを得るのは、不可能ではないにしても困難である。発明の摘要本発明の目的は、関連のパラメータを異なった状況に適応させて上記問題を回避する、新規なエコーキャンセラおよび新規なエコーキャンセル方法を提供することである。本発明の基本的な思想は、残留信号内の非線形誤差の動的電力見積値そして好ましくは線形誤差の動的電力見積値をも使用して、動的しきい値を決定し、そして残留信号の電力がこの動的しきい値を下回る場合に残留信号を減衰させることである。図面の簡単な説明本発明は、その更なる目的および利点と共に、添付の図面と一緒に以下の説明を参照することによって最もよく理解できる。図１は、エコー生成システムのブロック図である。図２は、エコーキャンセル・システムのブロック図である。図３は、可変センタークリッパをもつ既に知られたエコーキャンセラのブロック図である。図４は、図３のエコーキャンセラのセンタークリッパの伝達関数を図示するダイアグラムである。図５ａ−ｂは、可能な最も低い減衰量での、２つの異なったケースに対する、本発明による非線形プロセッサの異なった伝達関数を図示するダイアグラムである。図６ａ−ｂは、低い減衰量での、２つの異なったケースに対する、本発明による非線形プロセッサの異なった伝達関数を図示するダイアグラムである。図７ａ−ｂは、高い減衰量での、２つの異なったケースに対する、本発明による非線形プロセッサの異なった伝達関数を図示するダイアグラムである。図８ａ−ｂは、可能な最も高い減衰量での、２つの異なったケースに対する、本発明による非線形プロセッサの異なった伝達関数を図示するダイアグラムである。図９は、本発明による方法の好ましい実施例を実行する非線形プロセッサの動作を図示するフローチャートである。図１０は、本発明の好ましい実施例による動的しきい値を決定するための方法を図示するフローチャートである。図１１は、本発明のエコーキャンセル方法に従い動作するエコーキャンセラのブロック図である。好ましい実施例の詳細な説明以下の説明においては、同じまたは類似の機能を実行するエレメントには、同じ参照符号を付してある。図１は、電話システムにおけるエコー生成プロセスを示している。加入者Ａ（以下では、遠端加入者と呼ぶ）は、２線式ラインを介して１つのハイブリッド（ハイブリッドは、当該分野では周知のように、４線式接続と２線式接続との間のインターフェースを形成）に接続されている。同様に、加入者Ｂ（以下では近端加入者と呼ぶ）は、２線式ラインを介して別のハイブリッドに接続されている。それら２線式ラインは、入および出の双方のスピーチ信号を転送する。遠端加入者Ａからの出スピーチは、図１の上側の２線式ラインを介して近端加入者Ｂに転送される。同様に、近端加入者Ｂからの出スピーチは、図１の下側の２線式ラインを介して遠端加入者Ａに転送される。しかし、加入者Ｂから加入者Ａへの下側２線式ラインはまた、加入者Ａからの出スピーチのエコーも含んでおり、そのエコーは、加入者Ｂ側のハイブリッドでは完全に抑圧できなかったものである。同様に、図１の上側２線式ラインは、加入者Ｂからの出スピーチによるエコーを含んでいる。図２は、加入者Ａに戻るエコーを近端側においてどのようにしてキャンセルするかを示している（同様の構成は、遠端側にも設けている）。入力信号ｘ（ｎ）（ただし、ｎは、離散的時間を示す）は、加入者Ａからのスピーチを表す。この入力信号ｘ（ｎ）は、伝達関数Ｈ（ｑ^-1）をもつフィルタ１０（ここでｑ^-1は、後方シフト演算子（ｑ^-1ｘ（ｎ）＝ｘ（ｎ−１））を表す）と加算ユニット１４とにより表すハイブリッドにより、減衰させ、そしてその結果のエコー信号ｓ（ｎ）は、加算ユニット１４において、近端信号ｖ（ｎ）（これは、近端スピーチを含んでいたり含んでいなかったりする）と組み合わせる。フィルタ１０のこの減衰は、エコー経路減衰量ＥＲＬ（ＥＲＬ＝エコー戻り損失）により表す。したがって、その結果生ずる出力信号ｙ（ｎ）は、近端信号とそして遠端信号からのエコーとの両方を含んでいる。さらに、入力信号ｘ（ｎ）はまた適応型フィルタ１２にも向け、このフィルタは、そのフィルタ係数を調節することによりハイブリッドのインパルス応答をモデル化する。エコー信号ｓ（ｎ）のその結果のｙ（ｎ）から減算し（ＥＲＬＥ＝エコー戻り損失エンハンスメントは、エコー減衰において得られる改善を表す）、そしてその結果の誤差信号ｅ（ｎ）は、フィルタ係数の調節のため適応型フィルタ１２に、また遠端加入者Ａへ戻る２線式ラインヘ送る。フィルタ１２の係数は、例えばＮＬＭＳアルゴリズム（［２］を参照）に従い調節することができる。適応型フィルタ１２は、エコーを完全に除去しないことがあるので、エコーキャンセラをエコーサプレッサで補完するようにできる。図３は、文献［１］に記述されたこのタイプ構成を示している。ここで、エコーサプレッサは、可変センにより制御する。センタークリッパ１８からの出力信号ｅ_vcc（ｎ）は、と記述することができ、ここで、τはセンタークリッパ１８の可変しきい値であり、δは一定のスケーリングファクタである。この伝達関数は、図４に示している。したがって、信号ｅ（ｎ）がそのセンターウィンドウ内に入る場合、それを完全に阻止し、その他の場合には、信号ｅ（ｎ）は変更を受けずにセンタークリこの場合では、｜ｅ（ｎ）｜は、信号ｅ（ｎ）が加入者Ｂからのかなりの背景ノイズを含む場合にはそのしきい値を実際に超えることがある。したがって、信号ｅ_vcc （ｎ）は、エコーおよび背景ノイズを含む突発性の信号を含むことがある。この既に知られた構成においては、スケールファクタδが一定であるため、この状況を避ける方法はない。次に、本発明について図５−１１を参照して説明する。簡単に述べると、本発明は、従来技術のものとは３つの点、すなわち、残留信号ｅ（ｎ）の非線形処理と、線形誤差と非線形誤差の両方に依存する動的しきい値の決定と、そしてこのしきい値の動的スケーリングファクタの決定という３つの点で異なっている。非線形処理残留信号ｅ（ｎ）をしきい値と直接比較するのではなく、所定の時間に渡る電力見積値Ｒ_e （ｎ）を、例えば R_e(n) ＝ ρRe(n-1) + (1-ρ)e²(n) (2) に従い形成する。ただし、重み付けファクタρは０と１の間の定数であって、例えば１２７／１２８である。さらに、電力は、ｅ（ｎ）の最近の１２８個のサンプルの二乗を加算することにより見積もりを行うことができるが、式（２）は、それよりも複雑でない実現法で済む。この非線形処理は、２つのステップに分かれる。第１のステップでは、伝達関数のシェイプを、に従い定める。ここで、ＴＨ（ｎ）は動的しきい値（以下で定める）であり、ＮＬは近端加入者Ｂからの背景ノイズレベルの測定値である。背景ノイズレベルＮＬは、例えば、長い時間インターバルに渡る残留電力Ｒ_e の最小値として見積もることができる。第２のステップでは、減衰量Ａ（ｎ）を、に従って決定する。ここで、この減衰は、３２個のレベルに分割するが、ただしこれは単なる１例に過ぎない。これより多いあるいは少ないレベルも可能である。最後に、式（３）の補償した信号ｅ_c （ｎ）を、に従い減衰させる。図５−８は、異なった減衰量に対するこの手順を示している。図５ａ−８ａは、Ｒ_e （ｎ）＜ＴＨ（ｎ）のケースに対する、本発明による線形処理が定める伝達関数を示している。同様に、図５ｂ−８ｂは、Ｒ_e (ｎ) ≧ ＴＨ (ｎ) のケースに対する伝達関数を示している。これらノイズから分かるように、伝達関数のシェイプは、電力見積値Ｒ_e （ｎ）がしきい値ＴＨ（ｎ）を上回るかあるいは下回るかに依存している。電力見積値がしきい値を上回る場合、伝達関数は、単に図５ｂ−８ｂに直線で表した線形関数となる。他方、電力見積値Ｒ_e （ｎ）がしきい値ＴＨ（ｎ）を下回る場合、伝達関数は、非線形となり、ノイズレベルｎＬより下のｅ（ｎ）の振幅に対する線形部分と、ノイズレベルｎＬより上の値に対する一定部分とを有している。図５−８から分かるように、左側の図は、シェイプが類似しているが、異なった減衰量をもっている。これと同じことが、右側の図にも言える。この理由は、式（４）おいて、減衰量Ａ（ｎ）が以前のサンプルの減衰量Ａ（ｎ−１）に依存するからである。図５ａ−８ａから分かるように、Ｒ_e （ｎ）＜ＴＨ（ｎ）である限り、減衰量Ａ（ｎ）は増加し、そしてこの増加は、信号ｅ（ｎ）が完全に抑圧される（このとき減衰量Ａ（ｎ）は最大値にする（図８ａ））まで続く。図４と比較したときの本質的な相違点は、この最大減衰量において、センタークリッピングウィンドウ内に入る値だけでなく、全ての値のｅ（ｎ）を阻止する。したがって、この場合、残留エコーと背景ノイズとの双方を含む信号は、それら信号が建設的に加わるときでも抑圧されることになる。他方、図５ｂ−８ｂから分かるように、Ｒ_e （ｎ）がＴＨ（ｎ）を上回るとき、出力信号ｅ_NLP （ｎ）は、信号ｅ（ｎ）を線形にスケーリングしたものとなる。この条件が、減衰量Ａ（ｎ）がゼロレベルに達するまで持続した場合、信号ｅ（ｎ）は変更されないことになる。したがって、上記２つの静止したケース（最大または最小の減衰量Ａ（ｎ）の場合）、信号ｅ（ｎ）は、完全に抑圧されるか（図８ａ）、あるいは変更を受けない（図５ｂ）。図６および図７は、それら２つの静止した状態の間の遷移相を表している。図５−８内の双方向矢印は、１つのサンプルに対し電力見積値Ｒ_e （ｎ）がしきい値ＴＨ（ｎ）を下回りそして次のサンプルに対しＲ_e （ｎ＋1）がしきい値ＴＨ（ｎ＋1）を上回る場合、あるいはその逆の場合に、伝達関数がシェイプを変化させるということを示している。したがって、このテスト条件の結果に依存して、伝達関数のシェイプは、急激に変化することがあるが、減衰量Ａ（ｎ）は、ほぼ同じレベルに維持され、そしてそのテストの変化した結果が持続する場合にゆっくりと変化するだけである。近端背景ノイズのある状況においてこの非線形処理が導入するノイズポンピング効果を回避するため、本発明の好ましい実施例によれば、コンフォート（comf ort）ノイズを、補償済みの信号に対し、に従い加えることができる。ここで、ＣＮ（ｎ）はそのコンフォートノイズ（ＮＬと同じレベルをもつ生成したノイズ）を表す。しきい値ＴＨ（ｎ）の決定上記の非線形プロセスにおいて使用するしきい値ＴＨ（ｎ）は、 TH(n) = γ{α(n)・R_x(n) +β(n)・R_s(n)} (7) として定めることができ、ここで、γは、好ましくは１〜１０の範囲（好ましい実施例ではγ＝４）である一定のスケーリングファクタであり、α（ｎ）， β（ｎ）は動的スケールファクタであり（後述）、そしてR_x （ｎ），Rg （ｎ）は、に従って定める。ここで、Ｘ（ｎ）は、入力信号ｘ（ｎ）のＭ個（例えば、１２８，２５６，５１２、すなわちフィルタ１２の長さと同じもの）のサンプルのベクトルであり、そしてh（ｎ）は見積もったエコーである。式（７）において、括弧内の第１の項、すなわちα（ｎ）Ｒ_x （ｎ）は、エコー信号の見積値内の線形誤差（見積もったエコーと、このエコーの可能な最良の線形エコー見積値との間の差）を表している。第２の項であるβ（ｎ）Ｒg （ｎ）は、エコー経路が導入する非線形誤差を表しており、これは、線形モデル（ＦＩＲフィルタ）によってはモデル化できないものである。式（７）の重要な特徴は、スケールファクタα（ｎ）およびβ（ｎ）によるスケーリングである。これらスケールファクタは、動的なもの（サンプリング周期毎に更新する）であることに注目されたい。これらスケールファクタの決定については、次の２つの項において説明する。しかし、これらスケールファクタについてさらに説明する前に、本発明による非線形プロセスについて、図９のフローチャートを参照して説明する。ステップ３００において、サンプリング周期を更新する。ステップ３１０では、スケールファクタα（ｎ）を決める（これについては、次の項で説明する）。ステップ３２０においては、式（８）に従い、電力見積値Ｒ_x （ｎ）を計算する。ステップ３３０では、スケールファクタβ（ｎ）を決定する（これについては、以下に図１０を参照して記述する）。ステップ３４０では、式（９）に従い電力リング周期に対するしきい値ＴＨ（ｎ）を計算する。ステップ３６０では、式（２）に従い残留信号ｅ(ｎ）の電力見積値Ｒ_e （ｎ）を計算する。ステップ３７０は、この電力見積値がその現行のしきい値を下回るかどうかテストする。もし下回る場合、補償済み信号ｅ_c （ｎ）および減衰Ａ（ｎ）を、式（３）および式（４）の最初の部分に従いそれぞれ計算する（それぞれ、ステップ３８０および３９０）。他方、Ｒ_e （ｎ）がしきい値ＴＨ（ｎ）を上回る場合、式（３）および式（４）の下側部分に従い計算する（それぞれ、ステップ４００および４１０）。最後に、式（６）に従い信号ｅ_NLP （ｎ）を計算する。この後、フローチャートは、ステップ３００に戻り、そしてこの同じプロセスを次のサンプリング周期に対し繰り返す。スケールファクタα（ｎ）の決定ＮＬＭＳ法を使って更新するＦＩＲフィルタに対しては、α（ｎ）を決定するのに適当なアルゴリズムは、で記述できることが分かった。ここで、Ｎはエコーキャンセラ内の適応型フィルタのフィルタ長（例えば５１２タップ）であり、μはステップ長（例えば１／２，１／４，１／８）である。さらに、α（Ｏ）＝１と仮定する。しかし、その他の見積方法およびフィルタ構造の一方または双方に対しては、α（ｎ）Ｒ_x （ｎ）は、見積誤差の電力の適当な見積値と置き換えるべきである（これら誤差の表現に関しては例えば［３］を参照）。スケールファクタβ（ｎ）の決定スケールファクタβ（ｎ）は、残留信号ｅ（ｎ）と入力信号Ｘ（ｎ）との間の相関関係により決定する。この相関関係を決定するためには、テスト変数Ｔ_k （ｎ）をに従って形成することができ、ここで、Ｅは予測値を表している。理論的には、このテスト変数は、ｅ（ｎ）とｘ（ｎ−ｋ）との間に全く相関がない場合には、ゼロに等しくし、そしてその他の場合にはゼロよりも大きくすべきである。この手順を簡単にするため、エコーを支配するそれら遅れｋに対してのみＴｋ（ｎ）号ｘ（ｎ）の線形の組み合わせ、すなわち、であるため（ただし、ｈ（ｎ）はエコーキャンセラのフィルタ係数を表し、Ｎはを使うことにより演算することができ、これにより以下の式が導かれる。実現上の理由により、等価式を考慮するとさらに有利である。に書き直せる。このテスト変数Ｔ（ｎ）は、β（ｎ）に対し何ら明示的な値を与えない。むしろ、このテスト変数の平均値は、β（ｎ）の黙示的な更新のために使用し、これについては図１０を参照して説明する。非線形プロセッサが非アクティブの場合、すとの間には相関は見られずはずがなく、これは、Ｔ（ｎ）の平均がゼロに等しいはずであることを意味している。もしこの平均がゼロでない場合、これは、β（ｎ）が小さ過ぎしたがって増加させるべきことを示している。同様に、非線形プロセッサがアクティブのときに全く相関がみられない場合（Ｔ（ｎ）の平均＝０）、これは、β（ｎ）が大き過ぎしたがって減少させるべきことを示している。図１０は、β（ｎ）を決定するための手順を示すフローチャートである。この手順は、図９のフローチャートのステップ３３０から呼び出す。この手順は、以下のように要約することができる。Ｔ（ｎ）の短時間平均Ｔ_SAは、１２８サンプルの時間周期に渡って演算する。この短時間平均は、β（ｎ）を増加させる（すなわち、しきい値ＴＨ（ｎ）を上げる）のに使用する。これは、図１０の左側部分に対応している。Ｔ（ｎ）の長時間平均Ｔ_LAは、２０４８サンプルに渡って演算する。この長時間平均は、β（ｎ）が大き過ぎ（すなわち、しきい値ＴＨ（ｎ）が高過ぎ）でないことをチェックするのに使用する。本手順のこの部分は、非線形プロセッサがアクティブである場合（Ｒ_e ＜ＴＨ）にのみ実行する。本手順は、ステップ５００で開始する。ステップ５１０においては、式（１５）に従いＴ（ｎ）を演算する。さらに、第１カウンタＣＮＴ_S1を減分する。このカウンタは、１０２４と０との間で動き、β（ｎ）が余りにも急速に増加するのを防ぐ（１０２４サンプル毎に３ｄＢの１レベルのみ）。ステップ５２０は、Ｒ_e ＞αＲ_x ＋２βＲ_s であるかどうかテストする。この条件が満たされ、しかも明らかなダブルトーク状況がない、すなわち条件２Ｒ_s ＞Ｒｙが満たされない場合には、本手順はステップ５３０を実行する。ステップ５３０においては、短時間平均Ｔ_SAを更新し、そして第２カウンタＣＮＴ_S2を減分する。カウンタＣＮＴ_S2は、１２８から０まで動き、そしてＴ_SAがＴ（ｎ）の新たなサンプルで完全に満たされたときにのみβ（ｎ）を確実に増加させる。この次のステップであるステップ５４０は、両方のカウンタがゼロまで減分されたかどうかテストする。もしゼロまで減分された場合、ステップ５５０は、計算した短時間平均Ｔ_SAが第１の限界値ＵＬ（ＵＬの適当な値は１．２）を上回っているかどうかテストする。もし上回っている場合、ステップ５６０は、βを３ｄＢ増加させ、またカウンタＣＮＴ_S1，ＣＮＴ_S2をそれぞれ１０２４と１２８とにリセットする。次に、ステップ５６０はまた、長時間平均Ｔ_LAと第３カウンタＣＮＴ_Lをゼロにセットし、そしてステップ５７０に進む。このステップ５７０は、ステップ５２０，５４０および５５０におけるテストでＮＯの場合にも実行する。テスト５７０は、非線形プロセッサがアクティブであるかどうかテストする。もしアクティブである場合、ステップ５８０は、Ｒ_e がαＲ_y ＋βＲ_s を上回るかどうかテストする。もし上回る場合、Ｔ（ｎ）を長時間平均Ｔ_LAに加算する。もし上回らない場合、定数ＬＬをＴ_LAに加算する。その後、ステップ６１０において、第３カウンタＣＮＴ_L を増分する。ステップ６２０は、カウンタＣＮＴ。が値２０４８に達した（Ｔ（ｎ）の２０４８個のサンプルが加えられた）かどうかテストする。もし達した場合には、ステップ６３０は、長時間平均が定数ＬＬ（ＬＬの適当な値は０．４）よりも小さいかあるいはそれに等しいかどうかテストする。もしそうである場合、ステップ６４０において、βを３ｄＢ減分する。それ以外の場合は、βは、変化させずに置く。最後に、ステップ６５０において、Ｔ_LAとＣＮＴ_L をゼロにリセットする。その後、本手順は、ステップ６６０に戻る。テスト５７０，６２０でＮＯの場合、本手順は、βを減少させず、そして直接ステップ６６０に進む。本発明の好ましい実施例においては、動的しきい値の非線形部分は、β（ｎ）量、例えば式（９）と類似の方法で計算する量Ｒ_y （ｎ）またはＲ_x （ｎ）に基づかせることができる。もし演算上の複雑さが問題ならば、しきい値ＴＨ（ｎ）を、単純な式β（ｎ）（１５）を参照して説明した原理に従って決定する）。このような場合、このしきい値は、残留信号ｅ（ｎ）の振幅と直接比較することができる。次に、本発明による方法を実行する装置のブロック図について、図１１を参照して説明する。非線形プロセッサ２０は、残留信号ｅ（ｎ）を受け、そして処理済み信号ｅ_NL _P （ｎ）を出力する。この出力信号ｅ_NLP （ｎ）は、式（３）〜（６）に従って演算する。見積器２２は、信号ｘ（ｎ）およびｅ（ｎ）を使用して、式（７）の最初の項に従い線形誤差の電力を見積もる。同様に、見積器２４は、信号しきい値ＴＨ（ｎ）は、式（７）に従いエレメント２６において演算する。エレメント（２８）は、式（２）に従い電力見積値R_e （ｎ）を演算する。比較器３０は、Ｒ_e （ｎ）をＴＨ（ｎ）と比較し、そして比較器３０からの出力信号は、出力信号ｅ_NLP （ｎ）のシェイプおよび減衰量を決定する。好ましくは、エレメント２０〜３０の機能は、マイクロプロセッサあるいはマイクロ／信号プロセッサ結合により実行する。当業者には理解されるように、本発明に対し、添付の請求の範囲の記載により定まるその精神および範囲から逸脱せずに、種々の変更および変形をなすことができる。文献［１］ US,A，4577071，assigned to British Telecommunications ［２］ D.T.M．Slock，"On the Convergence Behavior of the LMS and the Normalized LMS Algorithms"，IEEE Transactions on Signal Processing ,41(9): 2811-2825，September 1993 ［３］ L．Ljung and T．Soderstrom，"Theory and Practice of Recursive Identification"，The MIT Press，Cambridge，Massachusetts，1983, pp12-16，88-96

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．残留信号を形成するためのエコー経路のモデルを使用するエコーキャンセル方法において、前記残留信号の残留電力見積値を決定するステップと、前記残留信号の残っている非線形誤差部分の非線形誤差電力見積値を決定するステップと、前記非線形誤差電力見積値に依存する動的しきい値を決定するステップと、前記残留電力見積値を前記動的しきい値と比較するステップと、前記残留電力見積値が前記動的しきい値を下回る場合に前記残留信号を減衰させるステップと、を特徴とするエコーキャンセル方法。２．請求項１記載の方法において、前記残留信号の残っている線形誤差部分の線形誤差電力見積値を決定するステップと、前記線形誤差電力見積値と前記非線形誤差電力見積値との双方に依存する動的しきい値を決定するステップと、を特徴とするエコーキャンセル方法。３．請求項１または２に記載の方法において、前記残留信号を完全に抑圧するまで、前記残留電力見積値が前記動的しきい値を下回る度に前記減衰量を増加させることを特徴とするエコーキャンセル方法。４．請求項３記載の方法において、前記残留信号を、前記残留電力見積値が前記動的しきい値を下回る度に前記残留信号の振幅の非線形関数として、そして前記残留電力見積値が前記動的しきい値を下回らない度に前記残留信号の振幅の線形関数として減衰させることを特徴とするエコーキャンセル方法。５．請求項４記載の方法において、前記非線形関数は、見積もったノイズレベルより下の前記残留信号の振幅に対しては線形関数であり、そして前記ノイズレベルより上の振幅に対しては一定の関数であることを特徴とするエコーキャンセル方法。６．請求項５記載の方法において、前記動的しきい値は、前記線形誤差電力見積値と前記非線形誤差電力見積値との和で形成したことを特徴とするエコーキャンセル方法。７．請求項６記載の方法において、前記動的しきい値は、式 γ{α(n)・R_x(n)+β(n)・R_s(n)} に従って形成し、ここで、Ｒ_x（ｎ）は、前記エコー経路への入力信号の電力見積値であり、Ｒ_s（ｎ）は、前記エコー経路からの出力信号の電力見積値であり、 α（ｎ）とβ（ｎ）は、連続的に更新するスケールファクタであり、 γは、一定のスケールファクタであること、を特徴とするエコーキャンセル方法。８．残留信号を形成するためのエコー経路のモデルを使用するエコーキャンセラにおいて、前記残留信号の残留電力見積値を決定する手段（２８）と、前記残留信号の残っている非線形誤差部分の非線形誤差電力見積値を決定する手段（２４）と、前記非線形誤差電力見積値に依存した動的しきい値を決定する手段（２６）と、前記残留電力見積値を前記動的しきい値と比較する手段（３０）と、前記残留電力見積値が前記動的しきい値を下回る場合に前記残留信号を減衰させる手段（２０）とを特徴とするエコーキャンセラ。９．請求項８記載のエコーキャンセラにおいて、前記残留信号の残っている線形誤差部分の線形誤差電力見積値を決定する手段（２２）と、前記線形誤差電力見積値と前記非線形誤差電力見積値との双方に依存する動的しきい値を決定する手段（２６）と、を特徴とするエコーキャンセラ。