JPS62122342A - エコ−キヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線４線変換における反射信号や音響的なカ
ップリングによる反響信号を消去するエコーキャンセラ
の改良に関する。

（従来の技術） エコーキャンセラは長距離回線におけるエコーや、テレ
コンファレンスなどのようにマイクロホンとスピーカと
の間のカップリングにより生ずる音響的な回り込み信号
などを除去するために用いられている。エコーキャンセ
ラは、不要な反射の発生する箇所に挿入される。つまり
、反射の生ずる系の入力と出力とを測定し、その系の特
性を推定し、それに基づいて反射信号を作り出し、実際
の反射信号から差し引くという処理を行なうことにより
、不要な信号を除去するものである。エコーキャンセラ
の従来例としては、特願昭５６−１０１９３８号明細書
に記述されているようにトランスバーサルフィルターが
用いられていた。

第３図は、従来のエコーキャンセラの実施例である。第
３図においては反射は反響路５にて生ずる。

反射は、長距離電話回線では２線４線変換回路において
、テレコンファレンスにおいてはスピーカからマイクへ
の回り込みによって生ずる。ここでは、電話回線につい
て中心に説明を続ける。

遠端から送られて来た信号（受信側信号）ＸはＡＤ変換
器１１によってディジタル信号ｘ（ｎ）に変換される。

信号ｘ（ｎ）はＸメモリ２０に蓄えられる。反響路５の
特性を表わすインパルス応答の推定値ｈ（ｉ）はＨメモ
リ３０に蓄えられている。積和回路４０はＨメモリ３０
とＸメモリ２０の内容から次式に従って疑似反響信号ｚ
（ｎ）を計算する。

ｚ（ｎ）＝Σｘ（ｎ　−１）＊ｈ（ｉ）ここで、Ｎはタ
ップ数である。

近端からの信号（送信側信号）、つまり反響路５を通っ
てきた信号ｙはＡＤ変換器１３によってディジタル信号
ｙ（ｎ）に変換される。このｙ（ｎ）から、上で求めた
疑似反響信号を引くと残差信号ｅ（ｎ）が得られる。

この残差信号ｅ（ｎ）には反射信号は含まれてはおらず
、ＤＡ変換器１４によってアナログ信号に変換したのち
に遠端に送り出す。修正回路６０は、グラディエンド法
にもとづいて、残差信号ｅ（ｎ）と受信側信号ｘ（ｎ−
ｉ）とを用いてＨメモリ３ｏの内容を次式に従って計算
する。

ｈ（ｉ）＝ｈ（ｉ）＋ｇ　−ｘ（ｎ　−１）ｅ（ｎ）こ
こで、ｇは修正ゲインであり、ｉは０がらＮ−１までの
値である。上式の＝は、左辺を右辺で置き換えるという
ことを意味しており、修正回路６ｏとＨメモリ３０で置
換が行なわれる。

（発明が解決しようとする問題点） 以上が従来のエコーキャンセラの動作の概要であるが、
上で述べた修正アルゴリズムを安定に動作させようとす
ると、タップ数Ｎが増すにっれＮに反比例して修正速度
が遅くなるため、大きなＮのときに修正速度が遅くなる
、つまり反響路の変化への追従性が悪くなるという問題
点を有していた。

そのため、修正アルゴリズムとしてカルマンフィルタの
ような高速アルゴリズムを用いることなどが提案されて
いるが、これはタップ数が増すとそれに応じて演算量も
大幅に増大してしまうという欠点を持っている。また、
前述の文献１のように帯域を分割しそのあと時間軸上で
処理する方法もあるが、修正速度の改良には限界があっ
た。さらにまた、ある周波数においてだけ利得が大きい
ような場合には、追従性の悪さなどのために生ずるエコ
ーキャンセラのちょっとしたずれなどにより、ある周波
数だけ、エコーが大きく残ってしまうという現象もあっ
た。このとき、回線の一巡利得がＯｄＢを越すと発信が
生ずる。

本発明の目的は、タップ数が大きい場合でも修正速度が
低下せず、つまり反響路の変化への追従性が高く、いか
なる場合にもエコーの戻りが少なく、かつ装置規模の小
さいエコーキャンセラの提供にある。

（問題点を解決するための手段） 本発明によると、遠端からの信号に対して直交変換を行
なう第１の変換回路と、近端からの信号に対して直交変
換を行なう第２の変換回路と、前記第１の変換回路の出
力に重みを乗じる重み回路と、前記第２の変換回路の出
力から前記重み回路の出力を引く減算回路と、前記減算
回路の出力信号が小さくなるように適応的に前記重みを
修正する適応回路と、前記減算回路の出力を逆直交変換
する回路とを有するエコーキャンセラであって、前記第
１の変換回路の出力された要素と前記第２の変換回路の
出力の要素とを対応させながら各要素毎に利得を監視し
て前記減算回路の入力あるいは前記逆直交変換回路の入
力において損失を挿入するようにしたエコーキャセラが
得られる。

（作用） 本発明においては、信号を直交変換し、その結果を用い
てエコーキャンセルをおこなう。さらに、その直交変換
結果がち各要素における利得を監視しその周波数の成分
を効果的に抑圧するものである。

直交変換された信号はお互いに独立あるいはそれに近い
状態になるため、直交化した結果を独立に処理しやすく
なる、という特徴がある。直交変換として様々な変換が
あるが、ここではフーリエ変換による方法について説明
する。遠端からの信号ｘ（ｎ）と近端からの信号である
反響信号ｙ（ｎ）とをフーリエ変換すると、次式に従っ
て、それぞれ周波数領域の信号Ｘ（ｉ、ｎ）、Ｙ（ｉ、
ｎ）が得られる。

Ｘ（ｉ、ｎ）　＝Σｘ（ｎ　−Ｎ　＋　１　＋　ｋ）＊
ＷＨｋＹ（ｉ、ｎ）＝Σｙ（ｎ　−Ｎ　＋　１　＋　ｋ
）本Ｗｉｋここで、ｉはｉ番目の周波数、ｎはサンプリ
ング時刻、Ｗｉｋ＝　ｅｘｐ（−ｊ２ｎｉｋ／Ｎ）であ
る。このようにして求めた周波数領域の信号における積
によって時間軸上のコンボリューションを行なうことが
できる。

つまり、インパルス応答ｈ（ｉ）をフーリエ変換したＨ
（ｉ、ｎ）をＸ（ｉ、ｎ）に乗することにより、疑似反
響信号ｚ（ｎ）をフーリエ変換したものに対応するＺ（
ｉ、ｎ）が得られる。

Ｚ（ｉ、ｎ）＝　Ｘ（ｉ、ｎ）・Ｈ（ｉ、ｎ）ただし、
ここでの積は複素乗算になっており、この複素乗算は各
ｉ（０≦ｉ≦Ｎ−１）について行なわれる。このように
して求まった結果を周波数領域のままで実際の反響信号
から差し引いても反響成分が消去できる。この残差を逆
フーリエ変換することにより時間軸上の信号ｅ（ｎ）が
得られる。つまり、この点では従来の時間軸上のエコー
キャンセラと同じ動作となる。

反響路の特性を推定するために、Ｈ（ｉ、ｎ）を修正し
ていかねばならない。そのアルゴリズムの一例を下に示
す。

Ｈ（ｉ、ｎ　＋　１）　＝　Ｈ（ｉ、ｎ）　−ｇ−Ｘ、
（ｉ、ｎ）・Ｅ（ｉ、ｎ）ここで、０≦ｉ≦Ｎ−１、ｇ
は修正ゲイン、Ｘ（、（ｉ、ｎ）はＸ（ｉ、ｎ）の共役
複素数をしめす。なお、収束速度を上げるために、ｇに
工夫を施している例もある。

また、反響路が信号を増大させないとするならば、Ｘ（
ｉ、ｎ）はとのｉに対してもＹ（ｉ、ｎ）よりも常に大
きな振幅を持つはずである。また、反響路に利得がある
場合でも、その利得以上にはならないはずである。した
がって、ある周波数で反射信号の方がある程度以上大き
くなったとしたら、そのときは反響路になんらかの信号
が入ったものと判断することができる。この状態は、普
通、双方向通話と呼ばれる状態であり、反響路の特性の
推定はうまくいかなくなる。したがって、このときには
上式による修正を停止しなければならない。なお、従来
の実施例においては、送信側信号と受信側信号の電力の
比で双方向通話を検出している。

第４図は本発明における直交変換の原理を示す図である
。第５図は第４図における各部の波形を示す図である。

ただし、本図においては入出力の信号はすべてディジタ
ル信号である。つまり、本図の外部にＡＤ変換器および
ＤＡ変換器があるものとする。

遠端からの信号ｘ（ｎ）はＤＦＴ回路１１０によってフ
ーリエ変換されＸ（ｉ、ｎ）が得られる。この様子は第
５図（ａ）に示すとうりである。ただし、図にはＸ（ｉ
、ｎ）の絶対値（振幅）が表わされている。また、ｉに
ついては半分の領域しか示していないが、それは、信号
ｘ（ｎ）が実数であるため、Ｘ（ｉ、ｎ）が共役対称に
なっているからである。Ｘ（ｉ、ｎ）は重み回路２１０
と、双方向通話検出器３００に入力される。重み回路２
１０においては、信号Ｘ（ｉ、ｎ）に重みＨ（ｉ、ｎ）
を乗じて疑似反響信号のフーリエ変換Ｚ（ｉ、ｎ）を作
る（第５図（ｄ））。近端からの信号である反射信号を
含む３Ｆ（ｎ）はＤＦＴ回路１２０でフーリエ変換され
Ｙ（ｉ、ｎ）となる（第５図（ｂ））。減算回路４００
はＹ（ｉ、ｎ）からＺ（ｉ、ｎ）を引いて残差信号Ｅ（
ｉ、ｎ）を作る（第５図（ｅ））。修正回路２２０は重
みＨ（ｉ、ｎ）の修正を行なう。残差信号Ｅ（ｉ、ｎ）
はＩＤＦＴ回路１３０で時間領域の信号ｅ（ｎ）に変換
される（第５図（０）。以上の処理は、既に述べた式に
従って行なわれる。なお、通常のＤＦＴにおいては、Ｎ
個のデータ（サンプル）が入ったところでＮ個の結果が
得られ、それがまた、Ｎ個のデータに戻る、というよう
にＮデータ毎に処理が行なわれる。しかし、本発明にお
いては適応処理が１データ毎に行なわれているため、１
データ入る毎にＮ次元のＤＦＴを行なう必要がある。し
かし、これでは無駄な演算が行なわれることになる。こ
のような演算を効率よく行なうには、藤井氏らによる［
周波数サンプリングフィルタを用いた伝送路適応・等信
器］と題した文献２（電子通信学会論文誌、Ｖｏｌ。

Ｊ６５−Ｂ、　Ｎｏ、　ｐ、１９８２）に示されている
、周波数サンプリングフィルタを用いればよい。文献２
の方法は装置実現上からも有利である。一方、ＩＤＦＴ
を行なう際には１点のみ、つまりｅ（ｎ）だけ求めれば
よい。

また、修正速度を上げるため、文献２に記述されている
ような方法、つまり前述の修正式のｇのよりよい値を推
定する方法もある。

双方向通話検出回路３００は、Ｘ（ｉ、ｎ）とＹ（ｉ、
ｎ）のそれぞれの振幅（絶対値）を比較しくそれらの相
対値の例を、第５図（ｃ）にＧで示しである）、送信側
にある反射信号Ｙ（ｉ、ｎ）の方が大きくなっている点
を数えて、それがある値以上になっている場合に双方向
通話であると判断して制御信号Ｃを出力する。修正回路
２２０は、制御信号Ｃに従って、修正動作をするかしな
いかという制御をおこなう。

しかしながら、ある周波数における利得がＯｄＢ以上の
ときに修正を停止してしまうとその周波数で発信の起こ
る可能性がある。そのため、本発明では周波数毎に送信
側の利得を制御することによって、そのような発信の可
能性をなくしている。利得の制御の詳細についてはつぎ
に、本発明の実施例として図面を用いて説明する。

（実施例） 第１図は本発明による実施例を示すブロック図である。

また、第２図は本発明による実施例における動作領域を
示す図である。第１図において第４図と同一の番号の回
路は同じ機能を有する回路であることを示している。第
１図で第４図と異なる点は、制御回路３１０と減衰器５
００の近傍だけである。ここでは、そのあたりを中心に
説明を行なう。制御回路３１０はＤＦＴ回路１２０と１
１０の出力Ｙ（ｉ、ｎ）とＸ（ｉ、ｎ）との比に基づい
て双方向通話を検出し修正回路２２０を制御するととも
に、両者の比に基づいて減衰器５００をも制御する。減
衰器５００は制ｊ卸回路３１０がらの指令によって次式
に示すように、信号をＯｄＢからあらかじめ定められた
値まで減衰するように働く。

Ｅ（ｉ、ｎ）　　　Ｆ（ｉ、ｎ） ここで、Ｆ（ｉ、ｎ）はある周波数ｉにおける損失量を
示す。制御回路３１０の動作について第２図を用いて詳
細に説明する。第２図において、横軸は遠端からの信号
（受信側信号）のＤＦＴ結果Ｘ（ｉ、ｎ）の振幅つまり
ある周波数ｉの成分であり、縦軸はそれと近端側からの
信号（送信側信号）のＤＦＴ結果Ｙ（ｉ、ｎ）の振幅の
比つまりある周波数ｉでの利得Ｇｉを表わす。受信側信
号のある周波数ｉの成分が一定値Ｔｈｍ（−４０ｄＢｍ
）よりも大きく、利得Ｇｉがある値Ｔｈ１（−５ｄＢ）
よりも小さい場合には、減衰器５００で損失を挿入する
必要はない。したがって、この状態がある時間継続した
ときには、損失ありの状態にあった場合は損失なしの状
態に戻す。損失なしの状態の場合にはそのままの状態に
しておく。利得Ｇｉカシある値Ｔｈ１（−５ｄＢ）より
も大きくかつＴｈ２（１０ｄＢ）よりも小さい場合には
、エコーキャンセラの動作が不完全になったときのこと
を考慮して、減衰器５００において損失（１５ｄＢ）を
挿入すべく指令を出す。つまり、損失なしの状態にあっ
た場合は損失ありの状態に移す。損失ありの状態の場合
はそのままにしておく。受信側信号の成分および利得Ｇ
ｉがこれ以外の状態に。

あったときには状態遷移は行なわない。減衰器５００は
制御回路３１０からの指令によって信号に損失を与える
。そのとき、損失は徐々に加えるかあるいは減するよう
にして、損失量の制御に伴う音質の変化を抑える。

第２図に示した動作領域は反響路の損失や信号のレベル
その他の要因によって変化するため、動作領域の決め方
や制御方法については上述の方法以外の方法も考えられ
る。また、損失の挿入を上記の条件を満足した周波数ｉ
についてのみ行なうだけでなく、その周波数ｉの近傍の
周波数でもなめらかに損失を与えてもよい。

さらにまた、本実施例においては残差信号に対して損失
を与えたのに対して、減算器４００の前に減衰器５００
を挿入してもよい。このようにすると、重み回路２１０
におけるダイナミックレンジを狭くすることができるが
、そのかわり見掛は上の反響路特性が変化するため重み
回路２１０の係数が時間的に変動することになる。した
がって、これらのいずれを使うべきかについては制御方
法および使用環境によって決定すべきである。

なお、本発明は周波数分割したエコーキャンセラなど様
々なエコーキャンセラに対して有効に適用することがで
きる。

（発明の効果） 以上述べたように、本発明においては、反響路を表わす
特性が直交変換された領域で表現されているため追従性
がよくなるとともに、直交変換された領域で各要素に損
失を個々に与えているため反射の多い成分を制御するこ
とができ、ハウリングやエコーの少ないエコーキャンセ
ラを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるエコーキャンセラの実施例をし
めすブロック図、第２図は本発明による動作領域を示す
図、第３図は従来のエコーキャンセラの実施例を示す図
、第４図は直交変換を用いたエコーキャンセラを示す図
、第５図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（
ｆ）はその各部の波形を示す図である。 図において、１，２，３．４は端子、５は反響路、１１
゜１３はＡＤ変換器、１２．１４はＤＡ変換器、２０は
Ｘメモリ、３０はＨメモリ、４０は積和回路、５０は減
算回路、６０は修正回路、１１０，１２０はＤＦＴ回路
、１３０はＩＤＦＴ回路、２１０は重み回路、２２０は
修正回路、３００は双方向通話検出器、３１０は制御回
路、４００は減算器、５００は減衰器である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 遠端からの信号に対して直交変換を行なう第１の変換回
   路と、近端からの信号に対して直交変換を行なう第２の
   変換回路と、前記第１の変換回路の出力に重みを乗じる
   重み回路と、前記第２の変換回路の出力から前記重み回
   路の出力を引く減算回路と、前記減算回路の出力信号が
   小さくなるように適応的に前記重みを修正する適応回路
   と、前記減算回路の出力を逆直交変換する回路とを有す
   るエコーキャンセラであって、前記第１の変換回路の出
   力された要素と前記第２の変換回路の出力の要素とを対
   応させながら各要素毎に利得を監視して前記減算回路の
   入力あるいは前記逆直交変換回路の入力において損失を
   挿入するようにしたエコーキャセラ。