KR100308226B1 - 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

에코 제거기는 비선형 에러 전력 추정치(24)와 또한 되도록 선형 에러 전력 추정치(22)에 의해 동적 임계값(TH(n))을 결정한다. 잔류신호(e(n))의 잔류전력 추정치(28)는 이러한 동적 임계값과 비교된다. 만약 잔류전력 추정치가 동적 임계값 미만이면 잔류신호는 비선형 프로세서(20)에서 감쇠된다.

Description

잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 방법 및 장치{METHOD AND DEVICE FOR ECHO CANCELLATION USING POWER ESTIMATION IN A RESIDUAL SIGNAL}

에코는 디지털 셀룰러 시스템처럼 지연이 긴 전화시스템, 예를 들어 장거리 전화 또는 오랜 처리 지연을 이용하는 전화 시스템에서 인식된 음성의 품질에 문제점이 있다. 에코는 PSTN/가입자 인터페이스에서 4-2선식 변환(four-to-wire conve rsion)으로 발생한다. 이러한 에코를 제거하기 위해, 에코 제거기는 보통 장거리 통화를 위한 중계 교환기(transit exchange)와 셀룰러에 적용하기 위해 이동 서비스 교환 센터에 설치된다.

에코 제거기는 그것의 위치에 따라서 채택될 수 있고, 동일한 에코 제거기는 PSTN으로 많은 다른 가입자에 대하여 사용된다. 이러한 채택은 전송 네트워크의 일정하지 않은 성질, 예컨대 위상 슬립(phase slips), 3자 호출(three-party call), 등등으로 인하여 다른 호출 사이에서 뿐만 아니라 각각의 호출시에도 필요하다.

에코 제거기의 주요 부품은 적응 필터이다. 이 필터는 에코의 복사를 발생시켜 근지점 신호로부터 감산된다. 에코 발생 시스템에 대한 불완전한 지식으로 인해, 그 추정 에코 신호는 항상 에러를 포함한다. 그러므로, 적응 필터를 사용하여 얻은 에코 감쇠는 보통 약 30dB 정도이다. 장시간 지연을 위해 이 정도의 감쇠는 충분하지 않으며, 이러한 에러의 가청 효과(audible effect)를 최소화하기 위해서 잔류 에코 억제기가 사용된다. 또한, 에코 억제기의 사용 목적은 이러한 신호가 에코 추정시 에러에 의해 좌우될 때마다 잔류신호를 더 억제하는 것이다. 이것은 일정한 레벨의 출력신호에 대해 에코 제거기의 출력을 차단하는 것에 의해 행해진다.

참고 문헌[1]은 적응 중앙 클리퍼(adaptive center clipper)의 형태로 에코 억제기가 제공된 에코 제거기를 설명한다. 상기 에코 제거기로 산출한 에코 추정치는 신호처리수단을 거쳐 임계값을 제어하고, 그 결과 이러한 적응 클리퍼의 클리핑 윈도우(clipping window)를 제어하는데 사용된다. 만약 잔류신호의 전력이 적응하는 임계값 이하로 떨어지면, 잔류신호는 차단되거나 제거되고, 그렇지 않으면, 잔류신호는 수정 없이 적응 클리퍼를 통과한다. 그러나 잔류신호는 잔류 에코뿐만 아니라 근지점 가입자에서 발생한 배경 잡음(background noise)도 포함한다. 종종, 잔류 에코 표본과 배경잡음 표본이 구조적으로 더해지고, 결과적으로 잔류신호는 임계값을 초과할 수도 있다. 그 결과 잔류 에코를 포함하는 잔류신호의 바람직하지 못한 산발적인 전송으로 이어지는데, 이것은 매우 짜증스러운 것이 될 수 있다.

에코를 제거함에 있어 근본적인 문제는 에코 제거기가 다음과 같은 시스템과 신호 상태에서 광 범위하게 작동한다는 것이다.

(ⅰ) 시스템은 6∼25dB의 감쇠도를 가지며 선형 모델로 잘 설명될 수 있다.

(ⅱ) 근지점에서 배경 잡음 레벨은 -65dB∼-30dB 사이이다.

(ⅲ) 시스템은 불충분한 감쇠를 갖고 선형 시스템으로 만들어지기에는 불충분하다.

모든 관련 상황에서 에코 억제기의 성능을 좋게 하는 임계값을 결정하는 것은 전력 비교를 토대로 한 제어방법의 근본적인 문제이다. 케이스(ⅰ)에 대해 임계값을 정하면 케이스(ⅲ)에 의해 설명된 시스템에 대한 잔류 에코의 억제가 불충분하게 된다. 그러나, 케이스(ⅲ)에 대해 정하면 케이스(ⅰ)로 설명된 시스템에 대해 매우 보수적인 억제 기능을 가져 오게 된다. 또한, 근지점 측(케이스(ⅱ))의 배경 잡음의 양은 에코 제거기에서 적응 필터의 성능에 영향을 준다. 높은 배경잡음 레벨에 대해 추정된 모델의 변동 및 모델 오류가 아닌 것은 그 잔류신호를 억제할 수 있다. 그러므로, 케이스(ⅰ)로 설명된 시스템 조차도, 에코 억제기에 대한 다른 제어 방법은 배경 잡음 레벨에 의해 결정되어야 한다. 앞서 설명한 것처럼, 불가능하지는 않지만, 모든 관련 상황에서 에코 억제기의 성능을 좋게하는 한 세트의 일정된 변수와 한 개의 일정한 제어 방법을 얻는 것은 분명히 어렵다.

본 발명은 잔류신호를 형성하는 에코 경로 모델을 사용하는 에코 제거기와 에코 제거방법에 관한 것이다.

도 1은 에코 발생 시스템의 블록도;

도 2는 에코 제거 시스템의 블록도;

도 3은 가변 중앙 클리퍼가 있는 공지된 에코 제거기의 블록도;

도 4는 도 3의 에코 제거기에 있는 중앙 클리퍼의 전송 기능을 나타낸 도시도;

도 5a 내지 도 5b는 가능한 가장 낮은 감쇠에서 2개의 다른 경우에 대해 본 발명 따른 비선형 프로세서의 다른 전달 함수를 나타내는 도시도;

도 6a 내지 도 6b는 낮은 감쇠에서 2개의 다른 경우에 대해 본 발명에 따른 비선형 프로세서의 다른 전달 함수를 나타내는 도시도;

도 7a 내지 도 7b는 높은 감쇠에서 2개의 다른 경우에 대해 본 발명 따른 비선형 프로세서의 다른 전달 함수를 나타내는 도시도;

도 8a 내지 도 8b는 가능한 가장 높은 감쇠에서 2개의 다른 경우에 대해 본 발명 따른 비선형 프로세서의 다른 전달 함수를 나타내는 도시도;

도 9는 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 실행하는 비선형 프로세서의 작동을 나타내는 흐름도;

도 10은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라서 동적 임계값을 결정하는 방법을 나타내는 흐름도; 및

도 11은 본 발명의 에코 제거방법에 따라 작동하는 에코 제거기의 블록도.

본 발명의 목적은 상기의 문제점을 극복하기 위해 다른 상황에 대해 관련된 변수를 적응시키는 새로운 에코 제거방법 및 새로운 에코 제거기를 제공하는 것이다.

본 발명의 기본적인 개념은 잔류신호에서 동적 전력 추정치의 비선형 에러 및 선형 에러를 이용하여 그 동적 임계값을 결정하여, 그 잔류신호의 전력이 동적 임계값 이하로 떨어지면 잔류신호를 감쇄시키는 것이다.

다음 설명에서 같거나 유사한 기능을 실행하는 구성 요소는 동일한 참조 번호로 나타낸다.

도 1은 전화 시스템에서의 에코 발생 과정을 나타낸다. 아래에서는 원지점 가입자(far end subscriber)라 칭하는 가입자 A는 2선식 선로를 통해 하이브리드(하이브리드는 당 기술에서 잘 알려진 바와 같이 4선식 및 2선식 접속 사이에 인터페이스를 형성한다)로 접속된다. 마찬가지로, 아래에서 근지점 가입자로 불리는 가입자 B는 2선식 선로를 통해 다른 하이브리드로 접속된다. 2선식 선로는 입력 및 출력 음성신호를 전송한다. 도 1에서 원지점 가입자 A로부터의 출력 음성은 상부의 2선식 선로를 통해 근지점 가입자 B로 전송된다. 마찬가지로, 도 1에서 원지점 가입자 B로부터의 출중계 음성은 하부의 2선식 선로를 따라 원지점 가입자 A로 전송된다. 그러나, 가입자 B에서 가입자 A까지의 하부 2선식 선로는 가입자 A의 출력 음성의 에코를 또한 포함하는데, 가입자 B에서 하이브리드는 완전히 억제할 수 없다. 또한, 도 1에서 상부 2선식 신호는 가입자 B의 출중계 음성에서의 에코를 포함한다.

도 2는 가입자 A로 귀환하는 에코가 근지점 측에서 제거되는지 방법을 나타낸다(같은 장치가 원지점 측에도 제공된다). 입력신호 x(n)는 가입자 A로부터의 음성을 나타내는데, n은 이산 시간을 의미한다. 입력신호 x(n)는 하이브리드로 인해 감쇠되고, 가산장치(14) 및 필터(10)에 의한 전달 함수 H(q^-1)로 나타낸다. 여기서, q^-1는 역방향 시프트 연산자(q^-1x(n))=x(n-1))를 나타내고, 최종 에코 신호 s(n)는근지점 음성을 포함하거나 포함하지 않는 근지점 신호((v(n))와 덧셈 장치(14)에서 결합된다. 필터(10)의 감쇠는 에코 경로 감쇠 ERL(Echo Return Loss)로 나타난다. 따라서, 최종 출력신호 y(n)은 근지점 신호 및 원지점 신호로부터의 모든 에코 를 포함한다. 또한, 입력신호 x(n)은 적응 필터(12)로 전달되고, 그것의 필터 계수를 조정하므로서 하이브리드의 임펄스 응답을 형성한다. 에코 신호 s(n)의 최종 추정치는으로 표시된다. 이러한 추정치는 출력신호 y(n)로부터 가산 장치(16)에서 감산되고(ERLE = Echo Return Loss Enhancement는 에코 감쇠의 상), 그 결과의 에러 신호 e(n)은 필터 계수를 조정하는 적응 필터(12) 및 원단 가입자 A로 귀환하는 이선식 선로로 전달된다. 필터(12)의 계수는 예를 들어 NLMS 알고리즘에 따라 조정될 수 있다([2]를 보시오).

적응 필터(12)가 에코를 완전히 제거하지 못하기 때문에, 그 에코 제거기에는 에코 억제기가 추가될 수 있다. 도 3은 참고문헌 [1]에서 설명된 이러한 형태의 장치를 나타낸다. 여기서 에코 억제기는 가변 중앙 클리퍼(18)의 형태이고, 이것은 추정된 에코 신호에 의해 제어된다. 중앙 클리퍼(18)의 출력신호 e_vcc(n)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 τ는 중앙 클리퍼(18)의 가변 임계값이고, δ는 상수 환산계수(constant scaling factor)이다. 이러한 전달 함수는 도 4에 나타내었다. 따라서, 만약 신호e(n)이 중앙 원도우 내에 있으면 그것은 완전히 차단되고, 그렇지 않으면 그것은 변경안된 중앙 클리퍼(18)를 통과한다. 그러나, 임계값 τ는에 의존한다. 따라서, 만약의 크기가 작다면, 임계값 τ역시 작다. 이러한 경우 만약 신호 e(n)이 가입자 B로부터의 상당한 배경 잡음을 포함한다면은 실제로 임계값을 초과한다. 따라서, 신호 e_vcc(n)는 에코와 배경 잡음을 포함하는 산발 신호(spora dic signal)를 포함할 수 있다. 이러한 공지의 장치에서 환산계수(δ)는 상수이므로 이러한 상황을 피할 수 있는 방법은 없다.

지금부터 도 5 내지 도 11을 참조하여 본 발명을 설명한다.

간단히, 본 발명은 세 가지, 즉, 잔류신호 e(n)의 비선형 처리, 선형 및 비선형 에러에 따른 동적 임계값의 결정, 및 이러한 임계값에서 동적 환산계수의 결정시 선행 기술과는 차이가 있다.

비선형 처리(non-linear processing)

잔류신호 e(n)을 직접 임계값과 직접 비교하는 대신에 소정의 시간 주기 동안의 전력 추정치 R_e(n)는 다음과 같은 등식에 따라 얻는다.

R_e(n) = ρR_e(n - 1) + (1 - ρ)e²(n) (2)

여기서 가중 계수(weighting factor) ρ는 0과 1 사이의 상수, 예컨대 127/128이다. 또한 전력은, 예컨대, e(n)의 마지막 128 표본의 제곱을 합하므로서 추정될 수 있지만, 방정식(2)의 계산은 더 간소화 될 필요가 있다.

비선형 처리는 두 단계로 나뉜다. 제1단계에서 전달 함수의 형태는 다음에 따라서 정해진다.

여기서, TH(n)은 동적 임계값(아래에서 정해진)이고, NL은 근지점 가입자 B의 배경잡음 레벨의 크기이다. 배경 잡음 레벨 NL은, 예컨대, 긴 시간 간격 동안 잔류전력 (R_e)의 최소값으로 추정될 수 있다.

제2단계에서 감쇠 A(n)은 다음 식에 따라서 결정된다.

(4)

여기서 감쇠는 32레벨로 나뉘나, 이것은 단지 예일 뿐이다. 좀 더 많거나 적은 레벨로 나눌 수 있다.

최종적으로, (3)의 보상 신호 e_c(n)는 다음 식에 따라서 감쇠된다.

(5)

도 5 내지 도 8은 다른 감쇠에 대한 이러한 절차를 나타낸다. 도 5a 내지 도 8a는 R_e(n) ＜ TH(n) 경우에 대해 본 발명에 따라 선형 처리된 전달 함수를 나타낸다. 마찬가지로, 도 5b 내지 도 8b는 R_e(n) ≥ TH(n) 경우에 대한 전달 함수를 나타낸다. 이러한 도면들에서 보여지는 바와 같이, 그 전달 함수의 형태는 전력 추정치R_e(n)가 임계값 TH(n) 이하로 떨어지는지 초과하는지 여부에 따라 달라진다. 만약, 전력 추정치가 임계값을 초과하면, 그 전달 함수는 도 5b 내지 도 8b에서 직선으로 나타낸 바와 같이 단순한 선형 함수가 된다. 반면에, 만약 전력 추정치 R_e(n)가 임계값 TH(n) 이하로 떨어지면, 전달 함수는 잡음 레벨(NL) 이하의 e(n)의 진폭에 대한 선형 부분과 잡음 레벨(NL)을 초과하는 값에 대한 일정한 부분이 존재하는 비선형 함수이다. 도 5 내지 도 8에서 보인 바와 같이 왼쪽의 도면은 모양이 유사하지만 다른 감쇠도를 가지며, 오른 쪽의 도면도 이와 마찬가지이다. 이것은 식(4)에서 알 수 있듯 감쇠 A(n)는 이전 표본의 감쇠 A(n-1)에 달려있기 때문이다.

도 5a 내지 도 8a에서 보인 바와 같이, R_e(n) ＜ TH(n) 동안, 감쇠 A(n)는 감쇠 A(n)가 그것의 최대 값(도 8a)에 이르러 신호가 완전히 억제될 때까지 증가한다. 도 4와 비교하여 중요한 차이는 이러한 최대 감쇠에서 중앙 클리핑 창의 범위 내에 있는 값뿐만 아니라 e(n)의 모든 값이 차단된다는 것이다. 따라서, 이러한 경우에, 잔류 에코와 배경 잡음을 포함하는 신호는 이러한 신호가 구조적으로 합산될 때에도 억제될 것이다.

반면에, 도 5b 내지 도 8b에서 보인 바와 같이, R_e(n)이 TH(n)을 초과할 때 출력신호 e_NLP(n)는 신호 e(n)에 대해 정비례한다. 만약 상기의 상태가 감쇠 A(n)이 0레벨에 이를 때까지 지속된다면, 신호 e(n)은 변하지 않는다.

따라서, 고정된 두 경우에서(감쇠 A(n)이 최대이거나 최소인 경우), 신호e(n)은 완전히 억제되거나(도 8a) 변하지 않는다(도 5b). 도 6 및 7은 이러한 두 고정상태사이의 위상 변화를 나타낸다. 도 5 내지 도 8에서 이중 화살표는, 하나의 표본에 대한 전력 추정 R_e(n)이 임계값 TH(n) 미만이고 R_e(n+1)이 다음 표본에 대한 경계값 TH(n+1)을 초과한다면, 또는 그 반대의 경우에도 마찬가지로 전달함수의 모양이 변할 수 있다는 것을 나타낸다. 결국 이러한 실험 조건의 결과에 따라 전달 함수의 모양이 갑자기 변할 수 있지만, 감쇠 A(n)은 거의 같은 레벨로 유지될 것이며, 만약 실험의 변화된 결과가 계속 지속된다면 천천히 변할 것이다.

근지점 배경잡음이 존재하는 상황에서 이러한 비선형 처리로 발생되는 잡음펌핑(pumping) 효과를 피하기 위해서, 본 발명의 양호한 실시예에 따른 적정 잡음(comfort noise)은 다음 공식에 따라서 보상된 신호에 더해진다.

(6)

여기서, CN(n)은 이러한 적정 잡음(같은 잡음 레벨 NL로 발생된 잡음)을 나타낸다.

임계값 TH(n) 결정

상기에서 설명된 비선형 처리에서 사용되는 임계값 TH(n)은 다음과 같이 정해진다.

(7)

여기서, γ는 상수 환산계수이며, 바람직하게는 1-10(바람직한 실시예에서 γ = 4)의 범위에 있고, α(n), β(n)은 동적 환산계수이고(아래에서 정해진), R_x(n),는 다음 식에 따라서 정해진다.

(9)

여기서, X(n)은 입력신호 x(n)의 M의 벡터(예를 들어 128, 256, 512, 즉, 필터(12)의 길이와 같은) 샘플이고,는 추정된 에코이다.

등식(7)에서 괄호안의 제1 항목, 즉, α(n)·R_x(n)는 에코 신호의 추정치에서 선형 에러(추정된 에코와 이러한 에코에 가장 근사한 에코 추정치 사이의 차)를 나타낸다. 제2 항목, β(n)·은 에코 경로에 의해 유도된 비선형 에러를 나타내는 것으로서 선형 모델(FIR 필터)로 형성될 수 없다.

등식(7)의 중요한 특징은 환산계수 α(n)과 β(n)에 의한 크기이다. 이러한 환산계수는 동적이다(표본화 주기마다 갱신된다). 환산계수의 결정은 다음의 두 단락에서 설명할 것이다. 그러나, 이러한 환산계수를 더 설명하기 전에, 본 발명에 따른 비선형 처리가 도 9의 흐름도를 참조로 설명된다.

단계(300)에서 표본화 주기가 갱신된다. 단계(310)에서 환산계수 α(n)이 결정된다(다음 단락에서 설명). 단계(320)에서 전력 추정치 R_x(n)은 등식(8)에 따라서 계산된다. 단계(330)에서 환산계수 β(n)이 결정된다(도 10을 참조하여 아래에서 설명 됨). 단계(340)에서는 전력 추정치이 방정식(9)에 따라 계산된다. 단계(350)에서는 방정식(7)에 따라서 현재 표본화 주기에 대한 임계값 TH(n)을 계산한다. 단계(360)에서, 잔류신호 e(n)의 전력 추정치 R_e(n)는 방정식(2)으로 계산한다. 단계(370)에서는 이러한 전력 추정치가 현재 임계값 이하로 떨어지는지 여부를 테스트한다. 만약 그렇다면, 보상 신호 e_c(n)과 감쇠 A(n)은 식(3), (4)의 제1부분에 따라 각각 계산된다(각각 단계 380과 390). 반면에, 만약 R_e(n)이 임계값 TH(n)을 초과한다면, 보상 신호 e_c(n)과 감쇠 A(n)은 식(3), (4)의 아래 부분에 따라 각각 계산된다(각각 단계 400과 410). 결국, 신호 e_NLP(n)는 등식(6)에 따라서 계산된다(단계 420). 그후, 흐름도는 단계(300)로 되돌아가서 다음 표본화 주기에 대해 동일한 과정을 반복한다.

환산계수 α(n) 결정

NLMS방법을 사용하여 갱신되는 FIR필터에 대해 α(n)을 결정하는 알고리즘은 다음 식으로 설명된다.

(10)

여기서 N은 에코 제거기에 있는 적응 필터의 필터 길이이고(예컨대, 512 탭), μ는 스텝 길이(예를 들면 1/2, 1/4, 1/8)이다. 또한, α(0) = 1이라 가정한다. 그러나, 다른 추정 방법 및/또는 필터 구조에 대하여 α(n)R_x(n)은 추정 에러의 전력에 근접한 추정치로 대체될 수 있어야 한다(이러한 에러들의 표시를 위해 예컨대 [3]을 보시오).

환산계수 β(n) 결정

환산계수 β(n)은 잔류신호 e(n)와 입력신호 X(n) 사이의 상관관계로 결정된다. 이러한 상관 관계를 결정하기 위해서 테스트 변수 T_k(n)은 다음 식에 따라서 결정될 수 있다.

(11)

여기서 E는 기대값을 나타낸다. 이론상, 이러한 테스트 변수는, 만약 e(n)과 x(n-k) 사이에 상관이 없다면 0일 것이고, 그렇지 않다면 0보다 클 것이다. 절차를 간소화하기 위해서 T_k(n)은 에코를 억제하는 래그(lag) k에 대해서만 계산된다. 또한, 추정된 에코는 지연된 입력신호 x(n)의 선형 결합이거나 또는

이다. 여기서, h(n)는 에코 제거기의 필터 계수이고 N은 다음 식으로 유도되는 필터(12)의 길이를 나타내는데, 테스트 변수(T)는 x(n-k) 대신를 사용하여 계산된다.

(13)

이 식과 동일한 표현인 다음과 같이 표현하면 더 유리하며,

E=이라는 점에서 등식(13)은 다음과 같이 새로 쓸 수 있다.

(15)

이러한 테스트 변수 T(n)는 β(n)에 대해 어떤 정확한 값을 제공하지는 않는다. 오히려 이러한 테스트 변수의 평균값은 도 10을 참조하여 설명할 β(n)의 암시적인 경신을 위해 사용된다. 만약 비선형 프로세서가 작동하지 않는다면, 즉, R_e(n)이 임계값을 초과하고 감쇄가 없다면, e(n)과사이에 상관 관계는 발견되지 않는데, 이것은 T(n)의 평균값이 0과 같다는 것을 의미한다. 만약 이러한 평균값이 0이 아니라면, β(n)이 너무 작아서 증가되어야 한다는 것을 의미한다. 마찬가지로, 만약 비선형 프로세서가 작동할 때, 상관 관계를 발견할 수 없다면(T(n)의 평균=0), 이것은 β(n)이 너무 커서 감소되어야 한다는 것을 의미한다.

도 10은 β(n)을 결정하는 절차를 나타낸 흐름도이다. 이러한 절차는 도 9의 흐름도에서 단계(330)부터 시작한다. 그 절차는 다음과 같이 요약될 수 있다.

T(n)의 단시간 평균(T_sA)은 128 표본의 시간 주기 동안 계산된다. 이러한 단시간 평균은 β(n)을 증가시키는데 이용된다(즉, 임계값 TH(n)을 올림). 이것은 도 10의 왼쪽 부분에 해당한다.

T(n)의 장시간 평균(T_LA)은 2048 샘플을 통하여 계산된다. 이러한 긴 시간 평균은 β(n)이 너무 크기 않다는 것을 점검하는데 이용된다(즉, 임계값 TH(n)이 너무 크다). 이러한 절차는 단지 비선형 프로세서가 작동하면 실행된다(R_e< TH).

절차는 단계(500)에서 시작된다. 단계(510)에서 T(n)는 등식(15)에 의해 계산된다. 또한 제1카운터 CNT_s1는 감소된다. 이러한 카운터는 1024와 0사이에서 실행되고 β(n)이 너무 빨리 증가하는 것을 막는다(1024 표본 마다 1레벨에 3dB).

단계(520)는 R_e> αR_x+ 2βR_s인지를 검사한다. 만약 이러한 조건이 충족되고 더블 토크 상황이 확실히 없다면, 즉, 조건 2R_s> Ry가 만족되지 않는다면, 단계(530)를 실행한다. 단계(530)에서, 단시간 평균(T_SA)이 갱신되고, 제2카운터 CNT_S2가 감소된다. 카운터(CNT_S2)가 128에서 0까지 카운트하고 β(n)은 T_SA가 T(n)의 새로운 표본들로 충족될 때만 증가된다.

다음 단계(540)는 모든 카운터가 0으로 감소되었는지를 결정한다. 만약 그렇다면, 단계(550)는 계산된 단시간 평균(T_SA)이 제1한계 UL을 초과하는지를 검사한다(UL의 적당한 값은 1.2이다). 만약 이러한 경우 단계(560)에서 β는 3dB만큼 증가하고, 카운터(CNT_S1와 CNT_S2)는 1024와 128로 각각 리셋된다. 단계(560)에서 또한 장시간 평균 T_LA과 제3카운터 CNT_L은 0으로 설정된 다음 단계(570)가 진행된다. 단계(570)는 만약 단계(520, 540, 및 550)가 충족되지 않으면 실행된다.

단계(570)는 비선형 프로세서가 작동하는지를 검사한다. 만약 그렇다면, 단계(580)는 R_e가 αR_y+ βR_s를 초과하는지를 검사한다. 만약 그렇다면, T(n)은 장시간 평균 T_LA과 더해지고, 만약 그렇지 않다면, 상수 LL이 T_LA과 더해진다. 그후에는 단계(610)에서 카운터 CNT_L이 증가된다.

단계(620)는 카운터 CNT_L이 값 2048에 이르렀는지를 검사한다(T(n)의 2048표본은 가산되었다). 만약 그렇다면, 단계(630)는 장시간 평균 T_LA이 상수 LL(LL의 적당한 값은 0.4이다) 미만이거나 같은지를 검사한다. 이러한 경우 단계(640)에서 β는 3dB만큼 감소된다. 그렇지 않다면 β는 변하지 않고 남아 있게 된다. 결국, T_LA과 CNT_L은 단계(650)에서 0으로 리셋되고, 그후 절차는 단계(660)로 간다.

단계(570, 620)의 조건에 부합되지 않는다는 것이 검사되면, 절차는 β를 감소시키지 않을 것이며 곧바로 단계(660)로 실행한다.

본 발명의 바람직한 실시예에서 동적 임계값의 비선형 부분은로 표현된다. 그러나, 유사한 절차는외의 다른 수량, 예를 들어, 식(9)에서 유추하여 계산된 수량 R_y(n) 또는 R_x(n)을 사용할 수 있다.

계산의 복잡성을 고려한다면, 간단한 표현 β(n)에 근거하여 임계값 TH(n)을 정하는 것 또한 가능하다(여기서 β(n)은 방정식(11)∼(15)를 참고하여 설명한 원리에 따라서 결정된다). 이러한 경우 이 임계값은 잔류신호 e(n)의 진폭과 직접 비교될 수 있다.

본 발명에 따른 방법을 실행하는 장치의 블록도가 도 11을 참조하여 설명된다.

비선형 프로세서(20)는 잔류신호 e(n)을 수신하고 처리된 신호 e_NLP(n)를 출력한다. 출력신호 e_NLP(n)는 방정식(3)∼(6)에 따라서 계산된다. 추정기(estimator) (22)는 신호 x(n)과 e(n)을 이용하여 방정식(7)의 제1항에 따라서 선형 에러의 전력을 추정한다. 마찬가지로, 추정기(24)는 신호 e(n)과를 사용하여 방정식(7)의 제2항을 계산한다. 임계값 TH(n)은 소자(26)에서 방정식(7)에 따라서 계산된다. 소자(28)는 방정식(2)을 이용하여 전력 추정치 R_e(n)을 계산한다. 비교기(30)는 R_e(n)과 TH(n)을 비교하고, 비교기(30)의 출력신호는 출력신호 e_NLP(n)의 형태와 감쇠를 결정한다.

소자(20∼30)의 기능은 마이크로 프로세서나 마이크로/시그널 프로세서 조합에 의해 실행된다.

첨부된 청구항의 범위에서 벗어나지 않는 본 발명의 다양한 수정과 변경은 본 발명의 범위 내에 있다는 것을 해당 기술의 당업자라면 이해할 수 있을 것이다.

참고 문헌

[1] US, A, 4 577 071, assigned to British Telecommunications

[2] D.t.M. Slock, "On the Convergence Behavior of the LMS and the Normalized LMS Algorithms", IEEE Transactions on Signal Processing, 41(9) : 2811∼2825, September 1993

[3] L. Ljung and T. Soderstrom, "Theory and Practice of Recursive Identification", The MIT Press, Cambridge, Massachusetts, 1983, pp. 12∼16, 88∼96

Claims (9)

1. 잔류신호를 만드는 에코 경로의 모델을 사용하는 에코 제거방법에 있어서,

   상기 잔류신호의 잔류전력 추정치를 결정하는 단계;

   상기 잔류신호의 남아 있는 비선형 에러 부분의 비선형 에러 전력 추정치를 결정하는 단계;

   상기 비선형 에러 전력 추정치에 의존하는 동적 임계값을 결정하는 단계;

   상기 잔류전력 추정치를 상기 동적 임계값과 비교하는 단계; 및

   만약 상기 잔류전력 추정치가 동적 임계값 이하로 떨어지면 상기 잔류신호를 감쇠시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 잔류신호의 남아 있는 선형 에러 부분의 선형 에러 전력 추정치를 결정하는 단계; 및

   상기 선형 에러 전력 추정치와 상기 비선형 에러 전력 추정치 모두에 의존하는 동적 임계값을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거방법.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 잔류전력 추정치가 상기 동적 임계값 미만으로 떨어질 때마다 상기 잔류신호가 완전히 억제될 때까지 감쇠를 증가시키는 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거방법.
4. 제3항에 있어서, 상기 잔류전력 추정치가 상기 동적 임계값 미만일 때 마다 잔류신호의 진폭의 비선형 함수와, 상기 잔류전력 추정치가 상기 동적 임계값을 초과할 때마다 상기 잔류신호의 진폭의 선형 함수에 따라 상기 잔류신호를 감쇠시키는 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거방법.
5. 제4항에 있어서, 상기 비선형 함수는 추정 잡음 레벨 미만의 상기 잔류신호의 진폭에 대한 선형 함수 및 상기 추정 잡음 레벨을 초과하는 진폭에 대한 상수 함수(constant function)인 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거방법.
6. 제5항에 있어서, 상기 동적 임계값은 상기 선형 및 비선형 에러 전력 추정치의 합으로 정해지는 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는에코 제거방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 동적 임계값은 식 γ{α(n)·R_x(n) + β(n)·R_s(n)}에 따라 정해지고,

   여기서, R_x(n)는 상기 에코 경로에 대한 입력신호의 전력 추정치이고,

   R_s(n)는 상기 에코 경로에서의 출력신호의 전력 추정치이고,

   α(n)과 β(n)은 연속적으로 경신되는 환산계수이며, γ는 상수 환산계수인 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거방법.
8. 잔류신호를 만드는 에코 경로의 모델을 사용하는 에코 제거기에 있어서,

   상기 잔류신호의 잔류전력 추정치를 결정하는 수단(28);

   상기 잔류신호의 남아 있는 비선형 에러 부분에 대한 비선형 에러 전력 추정치를 결정하는 수단(24);

   상기 비선형 에러 전력 추정치에 따라 동적 임계값을 결정하는 수단(26);

   상기 잔류전력 추정치를 상기 동적 임계값과 비교하는 수단(30); 및

   만약 상기 잔류전력 추정치가 동적 임계값 미만으로 떨어지면 상기 잔류신호를 감쇠시키는 수단(20)을 포함하는 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거기.
9. 제8항에 있어서, 상기 잔류신호의 남아 있는 선형 에러 부분의 선형 에러 전력 추정치를 결정하는 수단(22); 및

   선형 에러 전력 추정치 및 상기 비선형 에러 전력 추정치 모두에 의존하는 동적 임계값을 결정하는 수단(26)을 포함하는 것을 특징으로 하는 잔류신호의 전력 평가로 에코를 제거하는 에코 제거기.