DE69631086T2 - Teilbandechokompensationsverfahren unter Verwendung eines Projektionsalgorithmus - Google Patents

Teilbandechokompensationsverfahren unter Verwendung eines Projektionsalgorithmus

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DE69631086T2
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Yoichi Nerima-ku Haneda
Junji Nerima-ku Kojima
Shoji Machida-shi Makino
Akira Kokubunji-shi Nakagawa
Suehiro Minami Shimauchi
Masashi Tokorozawa-shi Tanaka
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    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
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    • H04B3/20Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/21Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a set of bandfilters
    • HELECTRICITY
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    • H04MTELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M9/00Interconnection arrangements not involving centralised switching
    • H04M9/08Two-way loud-speaking telephone systems with means for suppressing echoes or otherwise conditioning for one or other direction of traffic
    • H04M9/082Two-way loud-speaking telephone systems with means for suppressing echoes or otherwise conditioning for one or other direction of traffic using echo cancellers

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein Echokompensationsverfahren zum Kompensieren von Echos, die Pfeifen verursachen und psycho-akustische Probleme bei einer 2-Draht-/4-Draht-Umsetzung und einem Freisprech-Telekommunikationssystem darstellen, und insbesondere ein Teilband-Echokompensationsverfahren, das eine geschätzte Impulsantwort eines geschätzten Echowegs in jedem geteilten Teilband einregelt.
  • Angesichts der weit verbreiteten Anwendung der Satellitenkommunikation und Fernsprechkonferenzen besteht ein großer Bedarf an Telekommunikationsausrüstung, deren Leistungsfähigkeit hinsichtlich des gleichzeitigen Sprechens hervorragend ist und die im Wesentlichen frei von Echoeinflüssen ist. Um diese Anforderungen zu erfüllen, sind Echokompensatoren vorgeschlagen worden. 1 zeigt beispielhaft ein Freisprech-Telekommunikationssystem mit einem herkömmlichen Echokompensator, der in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 220530/89 beschrieben wird. Bei einem Echokompensator, bei dem ein an einem Empfangsanschluss 1 empfangenes Signal x(t) durch einen Lautsprecher 2 wiedergegeben wird, und ein an ein Mikrofon 3 geschicktes Sendesignal über einen Sendeanschluss 4 ausgesendet wird, wird das empfangene Signal x(t) durch einen Analog-/Digital-(A/D)-Wandler 5 zu einem Abtastwert gewandelt, und das empfangene Signal x(n) wird an einen geschätzten Echoweg 6 geschickt, der einen Raumechoweg 9 simuliert, durch den eine Echokopie y ^(n) erzeugt wird. Andererseits breitet sich die vom Lautsprecher 3 erneut erzeugte Sprache über den Echoweg 9 aus und wird vom Mikrofon 3 als ein Echo y(t) aufgenommen, das von einem A/D-Wandler 7 zu einem abtastwertbehafteten Echo y(n) gewandelt wird. Die Echokopie y ^(n) wird von einem Subtraktionsglied 8 vom Echo y(n) subtrahiert, um sie zu beseitigen. Die resultierende Fehlanpassung e(n) wird als Restsignal an einen Digital-/Analog-(D/A)-Wandler 10 geschickt und von diesem in ein analoges Signal gewandelt, das an den Sendeanschluss 4 gelegt wird.
  • Da sich in diesem Fall die Impulsantwort h(t) des Raumechowegs 9 mit einer Änderung des Schallfeldes z. B. aufgrund der Bewegung einer Person oder eines Gegenstands im Raum ändert, muss die Impulsantwort des geschätzten Echowegs 6 entsprechend den zeitlichen Änderungen des Echowegs 9 vom Lautsprecher 2 zum Mikrofon 3 ebenfalls geändert werden. Im dargestellten Beispiel wird der geschätzte Echoweg 6 mit einem digitalen FIR-Filter gebildet, dessen Filterkoeffizient h ^(n) iterativ eingeregelt wird, so dass sich die Fehlanpassung oder der Rest e(n) = y(n) – y ^(n) null nähert, wozu ein Schätzungsteil 11 dient, der einen Algorithmus der kleinsten Quadrate (least mean squares – LMS), einen normalisierten Algorithmus (normalized – NLMS), einen exponentiell gewichteten Schrittgrößen-(ES)-Algorithmus, einen Projektionsalgorithmus oder einen ES-Projektionsalgorithmus verwendet. Durch eine solche Einregelung des Filterkoeffizientenvektors h ^(n), der der Übertragungscharakteristik oder der Impulsantwort des geschätzten Echowegs 6 entspricht, wird stets eine optimale Echokompensation ausgeführt.
  • Ein adaptiver Algorithmus des Gradiententyps wie LMS, NMLS oder dgl. wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: h ^(n + 1) = h ^(n) + α[–Δ(n)]; (1)dabei
    h ^(n) = [h ^ 1(n), h ^ 2(n), ... h ^ L(n)]T : Koeffizientenvektor (Impulsantwort) des geschätzten Echowegs (FIR-Filter)
    Δ(n): Gradientenvektor der (mittleren) quadratischen Fehler
    α: Schrittgröße (skalare Größe)
    L: Anzahl der Anzapfungen
    T: Transpose des Vektors
    n: diskrete Zeit
  • Beim ES-Algorithmus handelt es sich um einen Algorithmus, der die Schrittgröße α, die herkömmlicherweise als skalare Größe im adaptiven Algorithmus des Gradiententyps gegeben ist, zu einer Diagonalmatrix erweitert, die als Schrittgrößenmatrix A bezeichnet wird; dieser Algorithmus wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt: h ^(n + 1) = h ^(n) + A[–Δ(n)]; (2)dabei
    A = diag[α1, α2, ..., αL]: Schrittgrößenmatrix
    αi = α0λi–1 (i = 1, 2, ... L)
    λ: Dämpfungsrate der Änderung der Impulsantwort (0 < λ < 1)
  • Wird der geschätzte Echoweg 6 vom digitalen FIR-Filter gebildet, simuliert sein Filterkoeffizientenvektor h ^(n) direkt die Impulsantwort h(n) des Raumechowegs 9. Demzufolge ist der gemäß den Änderungen des Raumechowegs 9 erforderliche Einstellungswert des Filterkoeffizienten gleich der Änderung seiner Impulsantwort h(n). Die Schrittgrößenmatrix A, die die Schrittgröße der Filterkoeffizienteneinstellung repräsentiert, wird dann unter Anwendung der zeitveränderlichen Charakteristik der Impulsantwort gewichtet. Die Änderung der Impulsantwort in einem Raumschallfeld wird normalerweise als Exponentialfunktion unter Verwendung der Dämpfungsrate λ ausgedrückt. Wie in 2A dargestellt dämpfen die diagonalen Elemente αi (i = 1, 2, ..., L) der Schrittgrößenmatrix A mit ansteigendem i exponentiell von α0 und nähern sich mit dem gleichen Gradienten wie dem der Exponentialdämpfungscharakteristik der Impulsantwort allmählich null. Obiges wird detailliert in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 01-220530 und von S. Makino, Y. Kaneda und N. Koizumi in "Exponentially weighted stepsize NLMS adaptive filter based on the statistics of a room impulse response", IEEE Trans. Speech and Audio, Bd. 1, S. 101–108, Jan. 1993, beschrieben. Dieser Algorithmus macht sich die Erkenntnis bzw. das Wissen zu Nutze, dass bei Änderung der Impulsantwort eines Raumechowegs durch die Bewegung einer Person oder eines Gegenstands diese Änderung (eine Differenz der Impulsantworten) mit der gleichen Dämpfungsrate wie die der Impulsantwort exponentiell dämpft. Durch Einregeln der Anfangskoeffizienten der Impulsantwort mit großen Änderungen in großen Schritten und der nachfolgenden Koeffizienten mit kleinen Änderungen in kleinen Schritten ist es möglich, einen Echokompensator mit rascher Konvergenz bereitzustellen.
  • Der Projektionsalgorithmus basiert auf der Idee, die Konvergenzgeschwindigkeit für korrelierte Signale wie Sprachsignale zu verbessern, indem die Autokorrelation zwischen Eingangssignalen im Algorithmus entfernt wird. Die Entfernung der autokorrelierten Komponenten bedeutet die Aufhellung der Signale im Zeitbereich. Der Projektionsalgorithmus wird von K. Ozeki und T. Umeda detailliert in "An Adaptive Filtering Algorithm Using an Orthogonal Projection to an Affine Subspace and its Properties", Trans. (A), IEICE Japan, Bd. J67-A, Nr. 2, S. 126–132, Feb. 1984, beschrieben. Der Projektionsalgorithmus p-ter Ordnung aktualisiert den Filterkoeffizientenvektor h ^(n) auf eine solche Weise, dass korrekte Ausgänge y(n), y(n – 1), ..., y(n – p + 1) für die letzten p Eingangssignalvektoren x(n), x(n – 1), ..., x(n – p + 1) erhalten werden. Das heißt, ein Filterkoeffizient h ^(n + 1) wird berechnet, der den folgenden Gleichungen genügt: x(n)T h ^(n + 1) = y(n); (3) x(n – 1)T h ^(n + 1) = y(n – 1); (4)... x(n – p + 1)T h ^(n + 1) = y(n – p + 1); (5)dabei
    x(n) = [x(n), x(n – 1), ..., x(n – L + 1)]T.
  • Da die Anzahl p der Gleichungen kleiner ist als die unbekannte Anzahl (Anzahl Anzapfungen) L, ist die Lösung h ^(n + 1) der simultanen Gleichungen (3) bis (5) unterbestimmt. Der Filterkoeffizientenvektor wird deshalb aktualisiert, um den Wert oder die Größe der Aktualisierung ||h ^(n + 1) – h ^(n)|| zu minimieren. Der Algorithmus p-ter Ordnung in einem solchen Fall wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
    Figure 00030001
    dabei
    x(n) = [x(n), x(n – 1), ... x(n – p + 1)]
    e(n) = [e(n), ..., (1 – α)p–1e(n – p + 1)]T
    e(n) = y(n) – y ^(n)
    y ^(n) = h ^(n)Tx(n)
    β(n) = [β1, β2, ..., βp]T
    +: = generalisierte inverse Matrix
    –1: = inverse Matrix.
  • In den obigen Ausdrücken ist β(n) die Lösung der nachstehenden simultanen linearen Gleichung mit p Unbekannten: [X(n)TX(n)]β(n) = e(n); (7)
  • Um Instabilität bei der inversen Matrixoperation zu vermeiden, kann eine kleine positive Konstante δ wie folgt verwendet werden: [X(n)TX(n) + δI]β(n) = e(n); (7')wobei I eine Einheitsmatrix ist. X(n)β(n) in Gl. (6) steht für die Verarbeitung zum Entfernen der Autokorrelation des Eingangssignals und bedeutet deshalb eine Aufhellung der Signale im Zeitbereich. Das heißt, der Projektionsalgorithmus kann dahingehend verstanden werden, dass er die Aktualisierungsgeschwindigkeit der Impulsantwort durch die Aufhellung des Eingangssignals im Zeitbereich erhöht. Es sind mehrere schnelle Projektionsalgorithmen zur Verringerung der Rechenkomplexität vorgeschlagen worden, die detailliert in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 92980/95 beschrieben werden.
  • Der ES-Algorithmus gibt nur die Änderungscharakteristik des Echowegs wieder, während der Projektionsalgorithmus nur die Eigenschaft des Eingangssignals wiedergibt. Der ES-Projektionsalgorithmus kombiniert den ES- und den Projektionsalgorithmus und erlaubt durch die Nutzung ihrer Vorteile die Implementierung eines Echokompensators hoher Konvergenzgeschwindigkeit. Der ES-Projektionsalgorithmus p-ter Ordnung kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:
    Figure 00040001
    wobei μ die zweite Schrittgröße (skalare Größe) ist. In den obigen Ausdrücken ist β(n) die Lösung der nachstehenden simultanen linearen Gleichung: [X(n)TAX(n)]β(n) = e(n); (9)
  • Um Instabilität bei der inversen Matrixoperation zu vermeiden, kann eine kleine positive Konstante δ wie folgt verwendet werden: [X(n)TAX(n) + δI]β(n) = e(n); (9')wobei I eine Einheitsmatrix ist.
  • 3 zeigt beispielhaft die Konfiguration des Schätzungsteils 11 in 1, der sich des ES-Projek tionsalgorithmus p-ter Ordnung bedient. Der ES-Projektionsalgorithmus wird übrigens zum Projektionsalgorithmus, indem A = I gesetzt wird (wobei I eine Einheitsmatrix ist).
  • Bei jedem Anlegen eines empfangenen Signals x(n) erzeugt ein Speicherteil 31 für das empfangene Signal eine Matrix X(n) des empfangenen Signals, die aus p empfangenen Signalvektoren x(n), x(n – 1), ..., x(n – p + 1) besteht. In einem Speicherteil 32 der Schrittgrößenmatrix ist eine Matrix A der ersten Schrittgröße gespeichert. Ein Autokorrelations-Berechnungsteil 33 berechnet eine Autokorrelationsmatrix X(n)TAX(n) für die Matrix X(n) des empfangenen Signals, die mit der Matrix A der ersten Schrittgröße gewichtet wird. Die so berechnete Autokorrelationsmatrix und das Rest-e(n) aus einem Restspeicherteil 34 werden in einen Berechnungsteil 35 für β(n) eingegeben, der die simultane lineare Gleichung mit p Unbekannten (9) löst, um eine Konstante β(n) zu erhalten.
  • Die Schrittgrößenmatrix A, die Matrix X(n) für das empfangene Signal, die Konstante β(n) und die in einem Schrittgrößen-Speicherteil 36 gespeicherte Matrix μ der zweiten Schrittgröße werden an einen Generatorteil 37 für den eingeregelten Vektor geliefert, der den folgenden eingeregelten Vektor berechnet: μAX(n)β(n). (10)
  • Der Ausgang des Generatorteils 37 für den eingeregelten Vektor wird an einen Addierer 38 geliefert, in dem er zum aktuellen Koeffizientenvektor h ^(n) aus einem Anzapfungs-Koeffizientenspeicherteil 39 addiert wird, um h ^(n + 1) zu erhalten. Das Berechnungsergebnis h ^(n + 1) wird dem geschätzten Echoweg 6 (1) bereitgestellt und gleichzeitig in den Anzapfungs-Koeffizientenspeicherteil 39 eingegeben, um den darin gespeicherten Wert zu aktualisieren.
  • Durch die obige Operation wird der geschätzte Echowert 6 sequentiell entsprechend der nachstehenden Gleichung eingeregelt. h ^(n + 1) = h ^(n) + μAX(n)β(n); (11)
  • Die Impulsantwort h ^(n) nähert sich also allmählich der Impulsantwort h ^(n) des wahren Echowegs 6.
  • Wird der Echokompensator mit mehreren DSP- (Digital Signal Prozessor – Digitalsignalprozessor)-Chips aufgebaut, wird die exponentiell abnehmende Kurve der Schrittgröße αi schrittweise angenähert und die Schrittgröße αi wird in diskreten Schritten mit einem festen Wert für jeden Chip eingestellt, wie in 2B dargestellt ist. Dies gestattet die Implementierung des ES-Projektionsalgorithmus, wobei die Rechenbelastung und Speicherkapazität etwa gleich gehalten werden wie im Fall des herkömmlichen Projektionsalgorithmus. Der ES-Projektionsalgorithmus wird in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 244043/93 und von S. Makino und Y. Kaneda in "Exponentially weighted step-size projection algorithm for acoustic echo cancelers", Trans. IEICE Japan, Bd. E75-A, Nr. 11, S. 1500–1508, Nov. 1992, detailliert beschrieben.
  • Es hat auch den Ansatz gegeben, bei dem ein Signal in mehrere Teilbänder geteilt und dann in jedem Teilband der Filterkoeffizient des geschätzten Echowegs 6 auf Basis von Änderungen des Echowegs 6 mittels eines solchen adaptiven Algorithmus des Gradiententyps wie dem LMS-Algorithmus, NLMS-Algorithmus oder ES-Algorithmus eingestellt wird und die Reste in den jeweiligen Teilbändern kombiniert und ausgegeben werden. Dies wird z. B. in U.S.-Patent Nr. 5,272,695 und von S. Gay und R. Mammone in "Fast converging subband acoustic echo cancellation using RAP on the WE® DSP15A", Proc. ICASSP90, S. 1141–1144, Apr. 1990, offenbart. Dieser Ansatz einer Teilbandanalyse beinhaltet das Abflachen oder das so genannte Weißmachen von Signalen im Frequenzbereich, wodurch die Konvergenzgeschwindigkeit bei der Schätzung des Filterkoeffizienten des geschätzten Echowegs im Zeitpunkt der Änderungen des Echowegs erhöht wird.
  • Der herkömmliche Schätzungsalgorithmus für die Impulsantwort des Echowegs wird für die Impulsantwort im Vollband im Projektions- oder ES-Projektionsalgorithmus verwendet. Mit dieser herkömmlichen Technik kann die Konvergenzgeschwindigkeit für die Echowegänderung gegenüber dem NLMS-Algorithmus durch die Verwendung des Projektionsalgorithmus zweiter Ordnung oder des ES-Projektionsalgorithmus um etwa das Zwei- bis Vierfache erhöht werden; jedoch ließe sich die Konvergenzgeschwindigkeit nicht erhöhen, selbst wenn ein Projektions- oder ES-Projektionsalgorithmus höherer Ordnung gewählt wird. Dies wird von Tanaka, Makino und Kaneda in "On the order an performance of the Projection Algorithm with Speech Input", Proc. Herbstkonferenz der Acoust. Society, Japan, 1-4-14, S. 489–490 (Okt. 1992) detailliert offenbart. Es wird angenommen, dass dieses Problem auf die Tatsache zurückzuführen ist, dass die Anzahl der Anzapfungen für die Impulsantwort des Echowegs zu groß ist.
  • Die EP 0412691 beschreibt einen Teilbandechokompensator, bei dem eine Menge generalisierter adaptiver Filter den Teilbändern zugeordnet ist.
  • Um eine rasche Konvergenz auf eine gewünschte Impulsantwort zu verwirklichen, wird den Filtern dynamisch Echtzeit zugewiesen gemäß Kriterien auf Basis des Ausmaßes der Fehlanpassung der Filter selbst und/oder der zu den einzelnen Teilbändern gehörigen Erregungsenergien.
  • Wie zuvor erwähnt erhöhen der Projektionsalgorithmus und der ES-Projektionsalgorithmus die Konvergenzgeschwindigkeit durch Abflachen (oder Weißmachen) der Signale im Zeitbereich. Andererseits erhöht der Ansatz der Teilbandanalyse die Konvergenzgeschwindigkeit auch durch Abflachen (oder Weißmachen) der Signale im Frequenzbereich. Demnach wird es im Allgemeinen für sinnlos gehalten, den Projektions- oder ES-Projektionsalgorithmus zur Schätzung des Echowegs im Ansatz der Teilbandanalyse einzusetzen, der ein Weißmachen (Abflachen) des Eingangssignals vorsieht; der Ansatz der Teilbandanalyse wendet deshalb nur den LMS-, NLMS- und ES-Algorithmus zur Schützung des Echowegs an.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Teilbandechokompensationsverfahren bereitzustellen, das eine höhere Konvergenzgeschwindigkeit als bisher erzielt, indem es den Projektions- oder ES-Projektionsalgorithmus höherer Ordnung verwendet.
  • Dieses Problem wird durch die Verfahren gemäß Anspruch 1 und 4 gelöst.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines herkömmlichen Echokompensators zeigt;
  • 2A ist ein Graph, der ein Beispiel der Diagonalkomponente αi der Schrittgrößenmatrix A zeigt;
  • 2B ist ein Graph, der ein Beispiel einer schrittweisen Näherung der Diagonalkomponente αi der Schrittgrößenmatrix A zeigt;
  • 3 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines Schätzungsteils 11 von 1 zeigt;
  • 4 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 5 ist ein Blockdiagramm, das die funktionale Konfiguration eines Teilbandanalyseteils 51 von 4 zeigt;
  • 6 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines k-ten Teilbandschätzungsteils 11k von 4 zeigt;
  • 7 ist ein Graph, der ein Beispiel des Frequenzspektrums eines Sprachsignals zeigt;
  • 8 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines Ordnungsbestimmungssteuerteils 54 für die Anwendung des ersten oder zweiten Ordnungsbestimmungskonzept von 4 zeigt;
  • 9 ist ein Graph, der Änderungen der Konvergenzgeschwindigkeit der Echodämpfungsverstärkung mit dem Anstieg der Projektionsordnung zeigt;
  • 10 ist ein Flussdiagramm, das die Ordnungsbestimmungsprozedur durch ein erstes Ordnungsbestimmungskonzept zeigt;
  • 11 ist ein Flussdiagramm, das die Ordnungsbestimmungsprozedur durch ein zweites Ordnungsbestimmungskonzept zeigt;
  • 12 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration eines Ordnungsbestimmungssteuerteils 64 für die Anwendung eines dritten Ordnungsbestimmungskonzepts zeigt;
  • 13 ist ein Flussdiagramm, das die Ordnungsbestimmungsprozedur durch das dritte Ordnungsbestimmungskonzept zeigt;
  • 14 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • 15 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines Teilbandanalyseteils 61 von 14 zeigt;
  • 16 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Teilbandsignals zeigt;
  • 17 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines k-ten Teilbandschätzungsteils 67k von 14 zeigt;
  • 18 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration eines Ordnungsbestimmungssteuerteils 64 für die Anwendung des ersten oder zweiten Ordnungsbestimmungskonzepts von 14 zeigt;
  • 19 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration eines Ordnungsbestimmungssteuerteils 64 für die Anwendung des dritten Ordnungsbestimmungskonzepts von 14 zeigt; und
  • 20 ist ein Graph, der die Simulationsergebnisse der ERLE-Konvergenz gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • 4 zeigt in Blockform ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines Echokompensators, der das Echokompensationsverfahren der vorliegenden Erfindung verwirklicht, wobei die Teile, die denen von 1 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet sind. Das empfangene Signal x(t) wird vom Lautsprecher 2 als Sprache wiedergegeben und gleichzeitig wird das empfangene Signal in einen Teilbandanalyseteil 51 eingespeist, wo es zu einem digitalen Signal gewandelt und in N reelle Signale xk(m) (k = 0, 1, ..., N – 1) geteilt wird. Andererseits breitet sich die wiedergegebene Sprache vom Lautsprecher 2 über den Echoweg 9 aus und wird vom Mikrofon 3 als Echo y(t) erfasst. Das Echo y(t) wird zum Teilbandanalyseteil 52 geschickt, wo es zu einem digitalen Signal gewandelt wird, das mit der gleichen Teilungscharakteristik wie die des Teilbandanalyseteils 51 in N reelle Signale yk(m) der jeweiligen Teilbänder geteilt wird.
  • In jedem der vom Teilbandanalyseteil 51 geteilten Teilbänder wird ein geschätzter Echoweg 6k bereitgestellt, der eine Echokopie y ^ k(m) erzeugt und sie durch ein Subtraktionsglied 8k vom entsprechenden Teilbandecho yk(m) subtrahiert, um das Echo zu kompensieren. Der geschätzte Echoweg 6k muss zeitlichen Änderungen des Echowegs 9 folgen; in diesem Fall wird der Filterkoeffizient eines FIR-Filters, der jeden geschätzten Echoweg 6k bildet, von einem Schätzungsteil 11k unter Anwendung des Projektions- oder ES-Projektionsalgorithmus iterativ geschätzt, so dass sich der Rest ek(m) = yk(m) – y ^ k(m) null nähert. Damit wird der geschätzte Echoweg 6k eingeregelt, wodurch stets eine optimale Echokompensation sichergestellt ist. Die Fehlersignale (Restsignale) ek(m) der jeweiligen Teilbänder werden von einem Teilbandsyntheseteil 53 zu einem Fehlersignal e(t) des Vollbandes kombiniert, das an den Sendeanschluss 4 gelegt wird.
  • 5 zeigt in Blockform die funktionale Konfiguration des Teilbandanalyseteils 51, in dem das empfangene Signal x(t) vom A/D-Wandler 5 in Abtastwerte gewandelt wird, die jeweils von einem Bandpassfilter 20k bandbegrenzt werden. Ein derartiges bandbegrenztes reelles Signal xk(n) könnte auch durch Ersetzen des Bandpassfilters 20k mit einer SSB (Single Side Band – Einseitenband)-Konfiguration erzeugt werden, wie sie von Crochiere und Rabiner in "Mutirate Digital Processing", Englewood Cliffs, NJ: Prentice Hall, S. 52–56, 1983, beschrieben wird. Das bandbegrenzte reelle Signal xk(n) wird mit einem Unterabtastverhältnis M unterabgetastet, um ein reelles Signal xk(m) zu erhalten. Das Signal xk(m) in jedem geteilten Teilband wird hierin im Folgenden als empfangenes Teilbandsignal bezeichnet. Der Teilbandanalyseteil 52 für das Echo y(t) ist in seinem Aufbau identisch dem Teilbandanalyseteil 51 von 5, und das vom Teilbandanalyseteil 52 in jedes Teilband geteilte Echo yk(m) wird hierin im Folgenden als Teilbandecho bezeichnet.
  • 6 zeigt in Blockform ein Beispiel der funktionalen Konfiguration eines k-ten Teilbandschätzungsteils 11k , für den angenommen wird, dass er einen ES-Projektionsalgorithmus pk-ter Ordnung (der Projektionsalgorithmus, wenn A = I) verwendet. Dieser Schätzungsteil 11k stellt einen der Unterschiede zwischen der den ES-Projektionsalgorithmus verwendenden vorliegenden Erfindung und dem oben erwähnten U.S.-Patent Nr. 5, 272,695 dar, das den ES-Algorithmus verwendet.
  • Mit jedem Anlegen des empfangenen Teilbandsignals xk(m) an den Speicherteil 31 für empfangene Signale erzeugt dieser pk-Teilbandsignalvektoren, von denen ein jeder aus aufeinanderfolgenden empfangenen Lk-Teilbandsignalen wie folgt besteht: xk(m) = [xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – Lk + 1)]T xk(m – 1) = [xk(m – 1), xk(m – 2), ..., xk(m – Lk)]T .
    .
    .
    xk(m – pk + 1) = [xk(m – pk + 1), xk(m – 2), ..., xk(m – pk – Lk + 2)]T
  • Ferner erzeugt der Speicherteil 31 für empfangene Signale aus diesen Vektoren die nachstehende Teilbandmatrix der empfangenen Signale:
    < Xk(m) = [xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – pk + 1)]T;
    dabei ist Lk die Anzahl Anzapfungen des den geschätzten Echoweg 6k im k-ten Teilband bildenden FIR-Filters. Es wird hier angenommen, dass der pk-Ordnungs-Projektionsalgorithmus oder der ES-Projektionsalgorithmus im k-ten Teilband verwendet wird. Im Speicherteil 32 für die Schrittgrößenmatrix ist die Matrix der ersten Schrittgröße Ak = diag[αk1, αk2, ..., αkLk] gespeichert. Die Schrittgrößenmatrix Ak wird unter Verwendung der Änderungscharakteristik im entsprechenden Teilband gewichtet.
  • Im einem normalen Raum wird die Änderung der Impulsantwort im k-ten Teilband als Exponentialfunktion mit einem Dämpfungsverhältnis γk ausgedrückt. Der Autokorrelationsberechnungsteil 33 berechnet eine Autokorrelationsmatrix Xk(m)TAkXk(m) der empfangenen Teilbandsignalmatrix Xk(m) gewichtet mit der Matrix Ak der ersten Schrittgröße. Die so berechnete Autokorrelationsmatrix und der Rest ek(m) werden in den βk(m)-Berechnungsteil 35 eingegeben, um die folgende simultane lineare Gleichung mit pk Unbekannten zum Erhalt von βk(m) zu lösen: [Xk(m)TAkXk(m)]βk(m) = ek(m); (12)
  • Um Instabilität bei der inversen Matrixoperation zu vermeiden, kann eine kleine positive Konstante δk wie folgt verwendet werden: [Xk(m)TAkXk(m) + δkI]βk(m) = ek(m); (12')wobei I eine Einheitsmatrix repräsentiert. Die zweite Schrittgröße μk aus dem Schrittgrößenspeicherteil 36, die Matrix Ak der ersten Schrittgröße, die Matrix Xk(m) der empfangenen Signale und die Konstante βk(m) werden an den Berechnungsteil 37 für den eingeregelten Vektor zur Berechnung des folgenden eingeregelten Vektors geliefert. μkAkXk(m)βk(m); (13)
  • Der eingeregelte Vektor wird an das Addierglied 38 geliefert, wo er zum Koeffizientenvektor h ^ k(m) bestehend aus Lk Elementen aus dem Anzapfungskoeffizientenspeicherteil 39 addiert wird, um den eingeregelten Koeffizientenvektor (Impulsantwort) h ^ k(m + 1) zu erhalten. Das berechnete Ergebnis h ^ k(m + 1) wird an den geschätzten Echoweg 6k und gleichzeitig an den Anzapfungskoeffizientenspeicherteil 39 geliefert, um den darin gespeicherten Wert zu aktualisieren.
  • Durch Wiederholen der oben beschriebenen Operation bei jedem Anlegen des empfangenen Teilbandsignals xk(m) wird der geschätzte Echoweg 6k nach Gleichung (14) iterativ aktualisiert und die Impulsantwort h ^ k(m) des geschätzten Echowegs 6k nähert sich der Impulsantwort hk(m) des wahren Echowegs im k-ten Teilband. h ^k(m + 1) = h ^k(m) + μkAkXk(m)βk(m); (14)dabei:
    Ak = diag[αk1, αk2, ..., αkLk]: Schrittgrößenmatrix im k-ten Teilband
    αki = αkoγk i–1 (i = 1, 2, ..., LK)
    γk = Dämpfungsverhältnis der Änderung der Impulsantwort im k-ten Teilband
    LK = Anzahl der Anzapfungen im k-ten Teilband
    h ^ k(m) =(h ^ k1(m), h ^ k2(m), ..., h ^ kLk(m)]T : geschätzter Echoweg-(FIR-Filter)-Koeffizient im k-ten Teilband ek(m) = [ek(m), (1 – μk)ek(m – 1), ..., (1 – μk)p k –1ek(m – pk + 1))T (15)ek(m) = yk(m) – h ^ k(m)Txk(m) : Schätzungsfehler im k-ten Teilband; Xk(m) = [xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – pk + 1)]T; (16) xk(m) = [xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – Lk + 1)]T; (17): empfangener Signalvektor im k-ten Teilband βk(m) = [βk1, βk2, ..., βkpk]T; (18)μk: zweite Schrittgröße (skalare Größe) im k-ten Teilband.
  • An dieser Stelle ist zu anzumerken, dass die Anzahl der Anzapfungen Lk in jedem Teilband durch Unterabtasten reduziert wird. Im (ES)-Projektionsalgorithmus wird die Beziehung zwischen der p-ten Ordnung und der Konvergenzcharakteristik durch die Anzahl der Anzapfungen L beeinflusst. Das heißt, dass bei einer großen Anzahl der Anzapfungen L die p-te Ordnung zur vollständigen Aufhellung (Abflachung) groß eingestellt werden muss, während bei kleiner Anzahl der Anzapfungen L eine vollständige Aufhellung mit einer kleinen p-ten Ordnung erzielt werden kann. Beträgt beispielsweise die Anzahl der Anzapfungen L ca. 1000, ist die p-te Ordnung auf die ungefähr 50. Ordnung einzustellen; wird dagegen die Anzahl der Anzapfungen Lk durch die Teilbandanalyse und durch Unterabtasten auf ca. 64 reduziert, genügt die ungefähr 16. Ordnung.
  • Im Beispiel des in 7A dargestellten Frequenzspektrums von Sprache ändert sich die spektrale Hüllkurve mit den Teilbändern, wenn das empfangene Signal in eine Vielzahl Teilbänder F0, F1, ..., FN–1 geteilt wird. Als Ergebnis ändert sich die Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus zum Weißmachen (Abflachen) des Signals in jedem Teilband ebenfalls. So verlangt beispielsweise das Teilband F9 in 7A einen (ES)-Projektionsalgorithmus höherer Ordnung, da sich das Spektrum kompliziert ändert, aber im Teilband Fk ist die erforderliche Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus niedrig, da das Spektrum ziemlich flach ist.
  • Die vorliegende Erfindung bestimmt also die für jedes Teilband geeignete Ordnung, d. h. die niedrigst mögliche Ordnung, mit der die raschest mögliche Konvergenz erzielbar ist. Zu diesem Zweck wird ein Ordnungsbestimmungssteuerteil bereitgestellt wie in 4 gezeigt. In 8 ist ein Beispiel ihrer funktionalen Konfiguration dargestellt. Die Ordnung pk des (ES)-Projektionsalgorithmus in jedem Teilband wird durch den Ordnungsbestimmungssteuerteil 54 wie nachstehend beschrieben bestimmt.
  • Konzept 1: Verlauf der Konvergenz vom Teilbandecho yk und Restsignal ek beobachten, während die Ordnung pk geändert wird. Der Ordnungsbestimmungssteuerteil 54 besteht in diesem Fall aus den Ordnungsbestimmungsteilen 540 bis 54N–1 , wobei jeder in einem der Teilbänder vorgesehen ist wie in 8 gezeigt. Durch Einstellen beispielsweise der Ordnung pk = 1 in jedem Teilband und Berechnen des Verhältnisses (echo return loss enhancement:ERLE) rpk = 20log10(yk/ek) zwischen dem Teilbandecho yk und dem Restsignal ek, das bei jeder Eingabe des empfangenen Teilbandsignals xk(m) erhalten wird, ergibt sich eine Konvergenzkurve der Echodämpfungsverstärkung ERLE, wie sie schematisch in 9 dargestellt ist. Ähnliche ERLE-Konvergenzkurven werden auch erhalten, wenn die Ordnung pk höher wird. Im Konzept 1 beginnt also die Echokompensation mit dem Projektionsalgorithmus pk-ter Ordnung im Zeitpunkt m = 0, und der Ordnungsbestimmungsteil 54k berechnet den ERLE-Wert rs in einem vorgegebenen Zeitpunkt m = mk für jede Ordnung einer Reihe Ordnungen pk = ps, wobei s = 1, 2, ..., die monoton ansteigen, so dass z. B. ps+1 = ps + 1, wobei p1 = 1. Nach jeder Berechnung des ERLE-Werts rs für jede Ordnung pk = ps berechnet dann der Ordnungsbestimmungsteil 54k das Verhältnis R = (rs – rs–1)/(ps – ps–1) der Differenz zwischen dem aktuellen ERLE-Wert rs und dem rs–1 in der Echokompensation mit dem Projektionsalgorithmus der aktuellen und unmittelbar vorhergehenden Ordnung pk = ps und pk = ps–1 zur Differenz (ps – ps–1) zwischen der aktuellen und der unmittelbar vorhergehenden Ordnung. Danach bestimmt der Ordnungsbestimmungsteil 54k die Ordnung pk = ps, in der der berechnete Wert beginnt, kleiner zu werden als ein vorgegebener Schwellenwert Rth.
  • 10 zeigt ein konkretes Beispiel der Ordnungsbestimmungsprozedur nach dem ersten Ordnungsbestimmungskonzept. Der Ordnungsbestimmungsteil 54k setzt zunächst in Schritt S1 integrale Parameter s und m auf 1 bzw. 0 und stellt in Schritt S2 die Ordnung pk = ps ein, die dem Schätzungsteil 11k im entsprechenden Teilband übergeben wird. Wird das vom Teilband empfangene Signal xk(m) in Schritt S3 eingegeben, geht die Prozedur zu Schritt S4 weiter, in dem der empfangene Signalvektor xk(m) dem geschätzten Echoweg 6k übergeben wird, um von diesem eine Echokopie y ^ k(m) = h ^ k(m)Txk(m) zu erhalten, und der Schätzungsfehler ek(m) = yk(m) – y ^ k(m) zwischen der Echokopie y ^ k(m) und dem Teilbandecho yk(m) wird vom Subtraktionsglied 8k berechnet. Ferner schätzt der Schätzungsteil 11k den Koeffizienten y ^ k(m + 1) des geschätzten Echowegs 6k durch den (pk = ps)-ten Projektionsalgorithmus unter Verwendung der empfangenen pk + Lk-Teilbandsignale xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – pk – Lk + 2) und der pk-Schätzungsfehler ek(m), ek(m – 1), ... ek(m – pk + 1), die im letzten Zeitpunkt m beginnen. Der so geschätzte Koeffizient h ^ k(m + 1) wird im entsprechenden geschätzten Echoweg 6k eingestellt. Das heißt, bei jedem Eingang des empfangenen Teilbandsignals xk(m) wird die Echokompensation auf Basis des (pk = ps)-ten Projektionsalgorithmus in Schritt 4 durch die zum k-ten Teilband im Echokompensator gemäß 4 gehörigen Teile durchgeführt.
  • In Schritt S5 wird geprüft, ob die Zeit m die vorgegebene Zeit mk erreicht hat; ist dies nicht der Fall, wird der Wert m in Schritt S6 um eins hochgezählt, die Prozedur geht zurück zu Schritt S3 und die Echokompensation wird in den Schritten S3 und S4 durch den Projektionsalgorithmus der pk-ten Ordnung durchgeführt. Die Echokompensation wird so oft wiederholt, bis die Zeit m mk erreicht, und im Zeitpunkt m = mk geht die Prozedur zu Schritt S7 weiter, wo der Ordnungsbestimmungsteil 54k den ERLE-Wert rs = 20log10(ys/es) aus dem Teilbandecho ys = yk(mk) und dem Schätzungsfehler es = ek(mk) in diesem Punkt zum Zeitpunkt m = mk sowie die Anstiegsrate R = (rs – rs–1)/(ps – ps–1) des ERLE-Werts auf einen Anstieg in der Ordnung berechnet (ps – ps–1), d. h. den Sättigungsgrad der Aufhellung. In diesem Fall ist R = ∞, wenn s = 1. In Schritt S8 wird dann geprüft, ob der Sättigungsgrad der Aufhellung R kleiner ist als der vorgegebene Wert Rth; falls nicht (die Aufhellung ist nicht gesättigt), wird der Parameter m auf null zurückgesetzt und der Parameter s in Schritt S9 im eins hochgezählt, worauf die oben beschriebene Verarbeitung der Schritte S3 bis S8 erneut durch den (pk = ps)-ten Projektionsalgorithmus durchgeführt wird. Wird in Schritt S8 R < Rth erfüllt, wird entschieden, dass die Aufhellung voll gesättigt ist, und in Schritt S10 wird bestimmt, dass die Ordnung ps zu diesem Zeitpunkt die Ordnung pk des Projektionsalgorithmus im k-ten Teilband ist, was an den entsprechenden Schätzungsteil 11k ausgegeben wird.
  • Konzept 2: Ein Schwellenwert rk eines vorgegebenen Verhältnisses z. B. 30 dB, wird bezüglich des ERLE-Sättigungswertes bestimmt, indem die Tatsache genutzt wird, dass die Zeit bis zum Erreichend des festen ERLE-Werts rk mit höher werdender Ordnung pk abnimmt, wie in 9 dargestellt. Für jede der monoton ansteigenden Ordnungen pk = ps, wobei S = 1, 2, ..., wird die Echokompensation durch den Projektionsalgorithmus der (pk = ps)-ten Ordnung im Zeitpunkt m = 0 gestartet, und bei jedem Eingang des Teilbandsignals xk(m) wird die Berechnung des ERLE-Werts rs = 20log10(ys/es) im Ordnungsbestimmungsteil 54k von 8 wiederholt, wodurch die Zeit ms erkannt wird, zu der der ERLE-Wert rs kleiner als der Schwellenwert rk wird. Daran schließt sich die Bestimmung der Ordnung pk = ps an, in der das Verhältnis R = (ms–1 – ms)/(ps – ps–1) der Differenz zwischen Zeitpunkten ms–1 und ms, in denen rs > rk, was von der Echokompensation durch den Projektionsalgorithmus der unmittelbar vorhergehenden und der aktuellen Ordnung ps–1 bzw. pk = ps erkannt wird, zur Differenz zwischen den vorhergehenden und der aktuellen Ordnung (ps – ps–1) kleiner wird als der vorgegebene Schwellenwert Rth. 11 zeigt die Bestimmungsprozedur in diesem Fall.
  • Wie im Fall von 10 werden in Schritt S1 die integralen Parameter s und m zunächst auf 1 bzw. 0 gesetzt, danach in Schritt S2 die Ordnung pk auf ps, und mit jedem Eingang des empfangenen Teilbandsignals xk(m) in Schritt 3 wird die Echokompensation durch den Algorithmus ps-ter Ordnung in Schritt S4 durchgeführt. Beim zweiten Konzept berechnet der Ordnungsbestimmungsteil 54k in Schritt S5 den ERLE-Wert rs = 20log10(ys/es) aus dem Teilbandecho ys = yk(m) sowie den Schätzungsfehler es = ek(m) und in Schritt S6 wird bestimmt, ob der ERLE-Wert rs größer ist als der vorgegebene Wert rk; ist dies nicht der Fall, wird der Parameter m um eins hochgezählt, wonach die Prozedur zu Schritt S3 zurückgeht und die Schritte S4, S5 und S6 wiederholt werden. Ist rs > rk, wird in Schritt S8 entschieden, dass die aktuelle Zeit m die Zeit ms ist, wenn der ERLE-Wert rs den vorgegebenen Wert rk in der Echokompensation durch den Projektionsalgorithmus der Ordnung pk = ps erreicht hat. Dann wird das Verhältnis der Zeitdifferenz (ms–1 – ms) zwischen der aktuellen Zeit ms und der Zeit ms–1, in der der Wert rk im Falle der Ordnung pk = ps–1 erreicht worden ist, zur Differenz (ps – ps–1) zwischen der aktuellen und der unmittelbar vorhergehenden Ordnung des Projektionsalgorithmus für die Echokompensation, das heißt der Sättigungsgrad der Aufhellung, als R = (ms–1 – ms)/(ps – ps–1) berechnet. In diesem Fall ist R = ∞, wenn s = 1. In Schritt S9 wird dann geprüft, ob der obige Wert R kleiner geworden ist als der vorgegebene Schwellenwert Rth; falls nicht, wird der Parameter m auf null zurückgesetzt und der Parameter s in Schritt S10 im eins hochgezählt, worauf die Prozedur zu Schritt S2 zurückgeht, gefolgt von der Wiederholung der Schritte S2 bis S9. Wird in Schritt S9 entschieden, dass R < Rth erfüllt, wird in Schritt S11 bestimmt, dass die Ordnung pk = ps zu diesem Zeitpunkt die Ordnung pk des Projektionsalgorithmus im k-ten Teilband ist, und die so bestimmte Ordnung wird im entsprechenden Schätzungsteil 11k eingestellt.
  • In jedem Fall kann die monoton ansteigende Ordnung pk = ps (S = 1, 2, ...) des Projektionsalgorithmus im k-ten Teilband auf beispielsweise ps+1 = ps + d (dabei ist d eine feste ganze Zahl gleich oder größer 1) oder ps+1 = ps + sd, oder ps+1 = cps (dabei ist c eine feste ganze Zahl gleich oder größer 2) eingestellt werden. Es ist auch möglich, jede beliebige monoton ansteigende Funktion zu verwenden, sofern es sich dabei um allmählich ansteigende Funktionen handelt.
  • Konzept 3: Der (ES)-Projektionsalgorithmus pk-ter Ordnung entspricht dem Anlegen des Eingangssignals xk an ein (pk – 1)-tes Aufhellungs-FIR-Filter (d. h. ein lineares Prädiktionscodierfilter mit pk Anzapfungen). Dann wird jeder Ordnungsbestimmungsteil 54k (k = 0, 1, ..., N – 1) der Ordnungsbestimmungssteuerung 54 durch ein (pk – 1)-tes Aufhellungs-FIR-Filter 54Fk und einen Prädiktionsanalyseteil 54Pk wie in 12 dargestellt gebildet. Für eine Reihe empfangener Lk Teilbandsignale xk(m – j), die in das Aufhellungs-FIR-Filter Fk für jedes Teilband eingegeben werden, berechnet der Prädiktionsanalyseteil 54Pk Prädiktionskoeffizienten aki (i = 1, 2, ..., pk – 1), die die quadratische Summe der Lk Prädiktionsfehler εk(m – j) (j = 0, 1, ..., Lk – 1) gegeben durch die folgende Gleichung (19) minimieren.
  • Figure 00140001
  • (Dies wird allgemein als lineare Prädiktionsanalyse bezeichnet, die im Stand der Technik hinreichend bekannt ist). Durch Darstellung der Lk Prädiktionsfehler εk(m – j) (j = 0, 1, ..., Lk – 1), die durch Einstellen der Prädiktionskoeffizienten aki im Filter 54Fk erhalten werden, als Vektoren εk(m) = [εk(m), εk(m – 1), ..., εk(m – Lk + 1)]T; (20)können die Prädiktionsfehlervektoren εk(m) wie folgt ausgedrückt werden: εk(m) = Xk(m)ak(m); (21)dabei ak(m) = (1, –ak1, –ak2, ..., –akpk–1]T; (22)
  • Gl. (21) repräsentiert die Aufhellung der empfangenen Signalmatrix Xk(m) des Teilbands und die durch diese Aufhellung erhaltene folgende Kovarianzmatrix der Prädiktionsfehlervektoren εk(m) hat Lk Eigenwerte λk0, λk1, ..., λkLk–1. Qk(m) = εk(m)εk(m)T; (23) Das Verhältnis Cs zwischen den maximalen und minimalen dieser Eigenwerte λmax und λmin repräsentiert den Aufhellungsgrad der Teilbandsignalmatrix Xk(m). Je kleiner der Wert dieses Verhältnisses Cs ist, umso größer ist der Aufhellungsgrad. Bei vollständig erreichter Aufhellung ist das Verhältnis Cs = 1. Dann wird das Verhältnis Cs (s = 1, 2, ...) berechnet, wenn die Projektionsordnung pk = ps (s = 1, 2, ...) nacheinander auf einen höheren Wert erhöht wird, und die erste Ordnung ps zu dem Zeitpunkt, in dem das Verhältnis Cs kleiner wird als ein vorgegebener Schwellenwert Cth oder in dem die Verhältnisänderung ΔCs = Cs–1 kleiner als ein vorgegebener Schwellenwert ΔCth wird, wird als die Ordnung pk des Projektionsalgorithmus im k-ten Teilband bestimmt.
  • 13 zeigt die Prozedur zur Bestimmung der Ordnung pk des Projektionsalgorithmus im k-ten Teilband durch die Anwendung des dritten Konzepts. In Schritt S1 wird der integrale Parameter s auf 1 gesetzt, dann wird in Schritt S2 die Ordnung pk auf ps gesetzt und in Schritt S3 wird die erforderliche Anzahl der empfangenen Teilbandsignale xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – pk – Lk + 2) für den Aufbau der Matrix Xk(m) der empfangenen Signale eingegeben. Danach werden in Schritt S4 die eingegebenen empfangenen Teilbandsignale der linearen Prädiktionscodierungs- (LPC)-Analyse durch Gl. (19) unterzogen, um die Prädiktionskoeffizienten aki (i = 1, 2, ..., pk – 1) zu berechnen, und in Schritt S5 werden die empfangenen Teilbandsignale durch Gl. (21) aufgehellt, um die Schätzungsfehlervektoren εk(m) zu berechnen. In Schritt S6 werden dann die Kovarianzmatrix Qk(m) der Schätzungsfehlervektoren εk(m) und die Lk Eigenwerte λ0, λ1, ..., λLk–1 der Kovarianzmatrix Qk(m) berechnet. In Schritt S7 wird das Verhältnis λmaxmin zwischen den Maximum- und Minimumwerten der Eigenwerte berechnet und in Schritt S8 wird geprüft, ob das Verhältnis Cs kleiner ist als der Schwellenwert Cth. Ist dies nicht der Fall, wird der Parameter s in Schritt S9 um eins hochgezählt, worauf die Schritts S2 bis 8 wiederholt werden. Wird in Schritt S8 bestimmt, dass das Verhältnis Cs kleiner der Schwellenwert Cth ist, wird in Schritt S10 bestimmt, dass die Ordnung ps die Ordnung pk des Projektionsalgorithmus im k-ten Teilband ist, und die Ordnung ps = pk wird ausgegeben.
  • Während oben beschrieben worden ist, dass das Verhältnis Cs in Schritt S8 mit dem Schwellenwert Cth verglichen wird, ist es auch möglich, eine Prozedur anzuwenden, bei der die Differenz ΔCs = Cs–1 – Cs zwischen den Verhältnissen Cs–1 und Cs, die mit der unmittelbar vorhergehenden und der aktuellen Ordnung ps–1 bzw. ps erhalten werden, in Schritt S7 berechnet wird, und dann die Differenz ΔCs mit dem vorgegebenen Schwellenwert ΔCth in Schritt S8 verglichen wird; wird dann die Differenz ΔCs kleiner als der Schwellenwert ΔCth, wird die Ordnung pk = ps in diesem Zeitpunkt in Schritt S10 ausgegeben. Als Funktion für den monotonen Anstieg der Ordnung pk = ps können die gleichen monoton ansteigenden Funktionen wie zuvor in Zusammenhang mit dem ersten und zweiten Ordnungsbestimmungskonzepten verwendet werden.
  • Es ist möglich, die Ordnungen pk des Projektionsalgorithmus für verschiedene Sprachtöne durch jedes der Ordnungsbestimmungskonzepte 1 bis 3 zu bestimmen und die Ordnungen im Schätzungsteil 11k z. B. vor der Auslieferung vom Werk voreinzustellen. Es ist übrigens auch möglich, die Ordnungen pk des Projektionsalgorithmus bezüglich verschiedener Sprachtöne, verschiedener Anzahlen N der Teilbänder und der Anzapfungen Lk durch jedes der Konzepte 1 bis 3 zu bestimmen und einen Standardwert der Ordnung pk in einem ROM zu speichern, so dass ein Benutzer die Ordnung pk im Schätzungsteil 11k aus dem ROM entsprechend der gewünschten Anzahl N Teilbän der des Echokompensators einstellt.
  • Bei Verwendung des DSP zum Aufbau des Echokompensators kann in vielen Fällen die Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus aufgrund von Echtzeiteinschränkungen nicht auf den Pegel der vollständigen Aufhellung angehoben werden. In einem solchen Fall wird die Ordnung pk in jedem Teilband so bestimmt, dass der Echokompensator insgesamt das höchste Leistungsniveau innerhalb einer gegebenen Betriebszeit erreicht.
  • Wie oben beschrieben kann durch Einstellen der Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus in jedem Teilband auf den meist gewünschten Wert für den Echokompensator der Aufhellungseffekt durch Erhöhen der Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus angemessen erzeugt werden; deshalb kann ein Echokompensator mit rascher Konvergenz konfiguriert werden.
  • 14 zeigt eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die sich von der Ausführungsform gemäß 4 im Teilbandanalysekonzept und darin unterscheidet, dass die Signale Xk(m), Yk(m) und Ek(m) sowie der Koeffizient des geschätzten Echowegs (FIR-Filter) H ^ k(m) komplexe Zahlen sind. Ein das gleiche Teilbandanalysekonzept nutzender Echokompensator ist in der oben genannten Literatur von S. Gay und R. Mammone beschrieben. Das empfangene Signal x(t) wird durch einen Teilbandanalyseteil 61 in N komplexe Teilbandsignale Xk(m) geteilt (k = 0, 1, ..., N – 1). In ähnlicher Weise wird das Echo y(t) durch einen Teilbandanalyseteil 62 in N komplexe Teilbandsignale Yk(m) geteilt. In jedem Teilband wird ein geschätzter Echoweg 65k bereitgestellt, und eine Echokopie Yk(m) vom geschätzten Echoweg 65k wird von einem Subtraktionsglied 66k vom Teilbandecho Yk(m) subtrahiert, um es zu kompensieren.
  • Der geschätzte Echoweg (ein komplexes FIR-Filter) 65k muss zeitlichen Veränderungen des Echowegs 9 folgen; der geschätzte Echoweg 65k wird durch einen Schätzungsteil 67k unter Anwendung eines komplexen Projektions- oder komplexen ES-Projektionsalgorithmus iterativ geschätzt, so dass sich der Rest Ek(m) = Yk(m) – Y ^ k(m) null nähert, wonach der geschätzte Echoweg entsprechend eingeregelt wird – dies stellt stets eine optimale Echokompensation sicher.
  • Die Fehlersignale Ek(m) in den jeweiligen Teilbändern werden von einem Teilbandsyntheseteil 63 zu einem Vollbandsignal e(t) kombiniert. Dieser Teilungs-/Syntheseprozess kann mit einer N-Punkt-FFT wirksam durchgeführt werden.
  • 15 zeigt die interne Konfiguration des Teilbandanalyseteils 61, in dem das empfangene Signal x(t) durch einen A/D-Wandler 5 abgetastet wird, und dann die abgetasteten empfangenen Signale x(n) jeweils von einem Multiplizierglied 68k mit WN –nk = exp{–j2πnk/N} multipliziert werden, der multiplizierte Ausgang durch ein Tiefpassfilter 71k einer Passbandbreite von –π/ bis π/N bandbegrenzt und somit in N Teilbänder geteilt wird. Das auf diese Weise bandbegrenzte Signal Xk(n) wird mit dem Unterabtastverhältnis M unterabgetastet, um das Teilbandsignal Xk(m) zu erhalten. Die Teilbandsignale X0(m) bis XN–1(m) des Vollbandes entsprechen einem Kurzzeitspektrum. 16 zeigt Teilbänder für N = 16. Von den 16 Teilbandsignalen sind die Signale 0 und 8 reelle Signale, die anderen Signale sind komplex. Die zum Teilband 8 symmetrischen Teilbänder (z. B. Teilbänder 7 und 9) haben zueinander eine komplexe konjugierte Beziehung, und das Vollbandsignal könnte durch eine Summe aus neun Teilbandsignalen (zwei reelle und sieben komplexe) synthetisiert werden.
  • 17 zeigt ein Beispiel der internen Konfiguration des k-ten Teilbandschätzungsteils 67k , das den komplexen ES-Projektionsalgorithmus k-ter Ordnung (komplexer Projektionsalgorithmus, wenn A = I) verwendet.
  • Das empfangene Teilbandsignal Xk(m) wird in einen Speicherteil 75 für empfangene Signale eingespeist, in dem es zu einer Matrix Xk(m) der empfangenen Teilbandsignale gemacht wird. In einem Speicherteil 76 für die Schrittgrößenmatrix ist eine erste Schrittgrößenmatrix Ak gespeichert. Die Schrittgrößenmatrix Ak wird mit der Änderungscharakteristik der Impulsantwort im entsprechenden Teilband gewichtet. Im einem normalen Raum wird die Änderung der Impulsantwort im k-ten Teilband als Exponentialfunktion mit einem Dämpfungsverhältnis γk ausgedrückt. Ein Autokorrelationsberechnungsteil 33 berechnet eine Autokorrelationsmatrix Xk(m)TAkXk*(m) der Teilbandmatrix Xk(m) der empfangenen Signale gewichtet mit der Matrix Ak der ersten Schrittgröße, wobei * eine konjugiert komplexe Zahl repräsentiert. Die so berechnete Autokorrelationsmatrix und der Rest Ek(m) werden in den βk(m)-Berechnungsteil 79 eingegeben, um die folgende simultane lineare Gleichung mit pk Unbekannten zum Erhalt der Konstanten βk(m) zu lösen: [Xk(m)TAkXk*(m)]βk(m) = Ek(m); (24)
  • Um Instabilität bei der inversen Matrixoperation zu vermeiden, kann eine kleine positive Konstante δk wie folgt verwendet werden: [Xk(m)TAkXk(m) + δkI]βk(m) = Ek(m); (24')wobei I eine Einheitsmatrix repräsentiert.
  • Die Matrix Ak der ersten Schrittgröße, die Matrix Xk(m) der empfangenen Signale, die Konstante βk(m) und die Schrittgrößenmatrix μk aus einem Schrittgrößen-Speicherteil 81 werden an einen Generatorteil 82 für die eingeregelten Informationen zur Berechnung der folgenden Gleichung geliefert. μkAkXk*(m)βk(m); (25)
  • Der berechnete Ausgang wird an ein Addierglied 83 geliefert, wo er zum Koeffizientenvektor H ^ k(m) aus einem Anzapfungskoeffizientenspeicherteil 84 addiert wird, um H ^ k(m + 1) zu erhalten. Das berechnete Ergebnis H ^ k(m + 1) wird an den geschätzten Echoweg 6k und gleichzeitig an den Anzapfungskoeffizientenspeicherteil 84 geliefert, um den darin gespeicherten Wert zu aktualisieren.
  • Durch die oben beschriebene Operation wird der geschätzte Echoweg 6k entsprechend Gleichung (26) iterativ aktualisiert, und die Impulsantwort H ^ k(m) des geschätzten Echowegs 6k nähert sich der Impulsantwort Hk(m) des wahren Echowegs 9. H ^k(m + 1) = H ^k(m) + μkAkXk*(m)βk(m); (26)dabei
    Ak = diag[αk1, αk2, ..., αkLk]: Schrittgrößenmatrix im k-ten Teilband
    αki = αkoγk i–1 (i = 1 , 2,..., Lk)
    γk = Dämpfungsverhältnis der Änderung der Impulsantwort im k-ten Teilband
    LK = Anzahl der Anzapfungen im k-ten Teilband
    H ^ k(m) = [h ^ k1(m), h ^ k2(m), ..., h ^ kLk(m)]T : geschätzter Echoweg-(FIR-Filter)-Koeffizient im k-ten Teilband
    Ek(m) = [Ek(m), 1 – μk)Ek(m – 1), ..., (1 – μk)p k –1Ek(m – pk + 1))T
    Ek(m) = yk(m) – H ^ k(m)Txk(m): Schätzungsfehler im k-ten Teilband;
    Xk(m) = [xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – pk + 1)];
    xk(m) = [xk(m), xk(m – 1), ..., xk(m – Lk + 1)]T : empfangener Signalvektor im k-ten Teilband
    βk(m) = [βk1, βk2, ..., βkpk]T;
    μk: zweite Schrittgröße (skalare Größe) im k-ten Teilband.
    *: konjugiert komplexe Zahl.
  • Wie im Fall der Ausführungsform von 4 ist die Anzahl Anzapfungen durch das Unterabtasten verringert worden. Als Ergebnis unterscheidet sich die niedrigste Ordnung des komplexen (ES)-Projektionsalgorithmus zum Weißmachen (Abflachen) des Signals in jedem Teilband mit den Teilbändern. Die Ordnung pk des Projektionsalgorithmus in jedem Teilband kann durch die gleichen Verfahren wie die drei oben in Bezug auf die Ausführungsform von 4 beschriebenen Konzepte bestimmt werden.
  • 18 zeigt ein Beispiel der funktionalen Konfiguration des Ordnungsbestimmungssteuerteils 64 von 14, der für die Anwendung des ersten oder zweiten Ordnungsbestimmungskonzeptes verwendet wird. Es sind Ordnungsbestimmungsteile 640 bis 64N–1 bereitgestellt, die den jeweiligen Teilbändern entsprechen. Jedem Ordnungsbestimmungsteil 64k wird das komplexe empfangene Teilbandsignal Xk(m), das komplexe Teilbandecho Yk(m) und das komplexe Fehlersignal Ek(m) geliefert und wie im Fall von 8 bestimmt er die Ordnung pk des komplexen (ES)-Projektionsalgorithmus wie nachstehend beschrieben.
  • Beim ersten und zweiten Konzept wird die Konvergenz des ERLE-Werts rs = 20log10(Ys/Es), berechnet aus Yk = Ys und Ek = Es beobachtet, wenn die Ordnung pk zu pk = ps geändert wird, wobei s = 1, 2, ... Mit höher werdender Ordnung ps nimmt der Grad der Aufhellung zu und die Konvergenzgeschwindigkeit nähert sich einem Sättigungspunkt wie in 9 dargestellt. Die Ordnung pk = ps wird in dem Zeitpunkt, in dem entschieden wird, dass die Konvergenzgeschwindigkeit hinreichend gesättigt worden ist, im Schätzungsteil 67k eingestellt. Das heißt, im Fall der Verwendung des ersten Konzepts wie zuvor unter Bezugnahme auf 9 beschrieben, wird der ERLE-Wert rs = 20log10(Ys/Es) zu einer vorgegebenen Zeit mk nach dem Start der Echokompensation für jede Ordnung ps berechnet, und die Ordnung ps in dem Zeitpunkt, in dem das Verhältnis Rs = (rs – rs–1)/(ps – ps–1) der Differenz zwischen dem aktuellen und dem unmittelbar vorhergehenden ERLE-Wert rs und rs–1 zur Differenz zwischen der aktuellen und der unmittelbar vorhergehenden Ordnung ps und ps–1 kleiner als der Schwellenwert Rth wird, wird als Ordnung pk des Projektionsalgorithmus bestimmt. Im Fall des zweiten Konzepts wird die Zeit ms, in der der ERLE-Wert rs = 20log10(Ys/Es) den vorgegebenen Wert rk nach dem Start der Echokompensation erreicht, für jede Ordnung berechnet, und die Ordnung ps im Zeitpunkt, in dem das Verhältnis Rs = (ms–1 – ms)/(ps – ps–1) der Differenz zwischen den Zeiten ms und ms–1, das in der Echokompensation der aktuellen und der unmittelbar vorhergehenden Ordnung ps und ps–1 erkannt wird, zur Differenz zwischen der aktuellen und der unmittelbar vorhergehenden Ordnung ps und ps–1 kleiner als der Schwellenwert Rth wird, wird als Ordnung pk des Projektionsalgorithmus bestimmt.
  • 19 zeigt ein Beispiel der Konfiguration des Ordnungsbestimmungsteuerteils 64 zur Verwendung bei der Anwendung des dritten Konzepts zur Ordnungsbestimmung gemäß 14. Wie im Fall von 12 wird der Ordnungsbestimmungsteil 64k (k = 0, 1, ..., N – 1) in jedem Teilband durch ein (pk – 1)-tes Aufhellungs-FIR-Filter 64Fk und einen LPC-Analyseteil 64Pk gebildet. Das komplexe Teilbandsignal Xk wird an das (pk – 1)-te Aufhellungs-FIR-Filter 64Fk gelegt, danach eine LPC-Analyse durch den LPC-Analyseteil 64Pk durchgeführt, um den Prädiktionskoeffizienten aki (i = 1, 2, ..., pk – 1) zu bestimmen, und der Schätzungsfehlervektor εk(m) wird aus Xk(m)ak(m) berechnet. Ferner werden die Kovarianzmatrix Qk(m) = εk(m)εk(m)T des Schätzungsfehlervektors, dann ihre Lk Eigenwerte und das Verhältnis Cs = λmaxmin zwischen den maximalen und minimalen Eigenwerten berechnet. Dieses Verhältnis Cs wird mit höher werdender Ordnung ps kleiner und die Ordnung ps zum Zeitpunkt, in dem das Verhältnis Cs kleiner als der vorgegebene Wert Cth wird, wird als Ordnung pk des Projektionsalgorithmus bestimmt.
  • Wie bei der Ausführungsform gemäß 4 ist es auch möglich, die Ordnungen pk des Projektionsalgorithmus für verschiedene Sprachtöne, verschiedene Anzahlen N der Teilbänder und der Anzapfungen Lk zu bestimmen und einen Standardwert der Ordnung pk in einem ROM zu speichern, so dass dieser dem Schätzungsteil 6k aus dem ROM z. B. beim Einschalten zur Verfügung gestellt wird. Bei Verwendung des DSP zum Aufbau des Echokompensators kann in vielen Fällen die Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus aufgrund von Echtzeiteinschränkungen nicht auf den Pegel der vollständigen Aufhellung angehoben werden. In einem solchen Fall wird die Ordnung pk in jedem Teilband so bestimmt, dass der Echokompensator insgesamt das höchste Leistungsniveau innerhalb einer gegebenen Betriebszeit erreicht.
  • Wie oben beschrieben kann durch Einstellen der Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus in jedem Teilband auf die optimale Ordnung der Aufhellungseffekt durch Erhöhen der Ordnung des (ES)-Projektionsalgorithmus angemessen erzeugt werden; deshalb kann ein Echokompensator mit rascher Konvergenz konfiguriert werden.
  • Da außerdem normalerweise die Nachschwingzeit im Raum im Niederfrequenzband lang und im Hochfrequenzband kurz ist, wird vorzugsweise die Anzahl Anzapfungen Lk des geschätzten Echowegs im Niederfrequenzband hoch und die Anzahl Anzapfungen im Hochfrequenzband niedrig und somit die Projektionsordnung pk im Niederfrequenzband hoch und im Hochfrequenzband niedrig eingestellt. Des Weiteren wird im Niederfrequenzband die Anzahl Anzapfungen Lk vorzugsweise hoch eingestellt und somit wird auch die Ordnung pk des Projektionsalgorithmus durch Nutzen der Tatsache, dass z. B. im Fall eines Sprachsignals ungeachtet von Alter oder Geschlecht die Signalenergie vorherrschend im Niederfrequenzband konzentriert ist, hinreichend hoch eingestellt; damit ist es im Hochfrequenzband möglich, die Anzahl Anzapfungen Lk zu verringern und die Ordnung pk des Projektionsalgorithmus niedrig einzustellen. Weiterhin ist es möglich, die Anzahl Anzapfungen im Niederfrequenzband und damit die Projektionsordnung hoch einzustellen, und die Anzahl Anzapfungen im Hochfrequenzband und damit die Projektionsordnung niedrig einzustellen, indem die Tatsache genutzt wird, dass die menschliche Hörempfindlichkeit im Allgemeinen im Niederfrequenzband hoch und im Hochfrequenzband gering ist. Durch Einstellen einer niedrigen Anzahl Anzapfungen Lk oder einer niedrigen Ordnung des Projektionsalgorithmus im Hochfrequenzband wie oben erwähnt, kann die Rechenkomplexität des gesamten Projektionsalgorithmus verringert werden. Im Fall von Sprache ist das Frequenzband in beispielsweise 32 Teilbänder geteilt; die Projektionsordnung wird im ersten und zweiten der niedrigsten Teilbänder auf 16, im dritten und vierten Teilband auf 8, im fünften bis achten Teilband auf 4, im neunten bis sechzehnten Teilband auf 2 und in den restlichen höheren Teilbändern auf 1 eingestellt.
  • Im Rahmen des oben Gesagten wird es übrigens für sinnvoll gehalten, dass die Anzahl N der Teilbänder zwischen 32 und 64 liegt; bei einer zu großen Anzahl Teilbänder nimmt die Verzögerung zu. Das Frequenzband braucht nicht immer in Teilbänder verschiedener Breiten geteilt zu werden wie in 7 dargestellt, sondern kann auch in Teilbänder gleicher Breite geteilt werden. Das Konzept 1 zur Bestimmung der optimalen Ordnung pk in jedem Teilband ist fehlerfrei.
  • In 20 sind die Computersimulationsergebnisse zur Konvergenzcharakteristik bei der Echokompensation durch reelle Signale xk(m) und yk(m), die durch das in der oben genannten Literatur beschriebene SSB-Verfahren von Crochiere und Rabiner bandbegrenzt sind, anstelle der Bandbegrenzung durch die Bandpassfilter 200 bis 20N–1 im Teilbandanalyseteil 51 und 52 von 4. (Der Teilbandanalyseteil 52 hat eine identische Konfiguration wie der Teil 51 und ist nicht dargestellt). Bei den Computersimulationen wurde eine gemessene Impulsantwort (512 Anzapfungen und eine Abtastfrequenz von 10 kHz) verwendet. Die Anzahl N der Teilbänder beträgt 32 und das Unterabtastungsverhältnis M beträgt 8. Die Anzahl der Anzapfungen in jedem Teilband beträgt 64. Ein Sprachsignal wurde als empfangenes Signal verwendet. Ein Nahrauschen wurde zum Echo hinzugefügt, so dass der Rauschabstand 35 dB betrug. Die Ordnung des Projektionsalgorithmus ist pk = 1, 2, 4, 8, 16, 32. Die zweite Schrittgröße μk wurde so eingeregelt, dass die stationären ERLE-Werte gleich wurden.
  • Aus 20 ist ersichtlich, dass die Konvergenzgeschwindigkeit mit höher werdender Ordnung pk des Projektionsalgorithmus ansteigt. Das heißt, beim herkömmlichen Projektions- und ES-Projektionsalgorithmus, bei denen das Frequenzband nicht geteilt wird, steigt die Konvergenzgeschwindigkeit auch dann nicht an, wenn die Ordnung auf 2 oder höher eingestellt wird, aber gemäß der vorliegenden Erfindung kann die Konvergenzgeschwindigkeit durch Erhöhen der Ordnung des Projektionsalgorithmus erhöht werden. Außerdem ist die Konvergenzgeschwindigkeit durch die vorliegende Erfindung deutlich höher als die mittels der herkömmlichen Frequenzteilungsmethode, bei der das Signal durch die Frequenzteilungsverarbeitung aufgehellt wird, aber die Konvergenzgeschwindigkeit wird durch weiteres Weißmachen durch den Projektions- oder ES-Projektionsalgorithmus erhöht – dieser Effekt war in der Vergangenheit kaum zu erwarten. Wie 20 zeigt ist die Aufhellung (Abflachung) bei pk = 16; 32 vollständig und die Konvergenzgeschwindigkeit ist gesättigt und nahe am Grenzwert. Demzufolge ist es bei diesem Beispiel ausreichend, wenn die Ordnung pk 16 oder 32 oder dgl. beträgt. Somit kann gemäß der vorliegenden Erfindung mit dem ES-Projektionsalgorithmus niedriger Ordnung eine rasche Konvergenz erzielt werden. In einem Freisprechkommunikationssystem unterliegt der Echoweg aufgrund der Bewegung der Personen zahlreichen Änderungen, und es ist ein großer Vorteil, dass der Echokompensator solchen Änderungen rasch angepasst werden kann.
  • Außerdem kann durch die Bestimmung einer geeigneten Ordnung in jedem Teilband eine rasche Konvergenz bei geringerer Rechenkomplexität erzielt werden.
  • Es versteht sich, dass zahlreiche Modifikationen und Variationen vorgenommen werden können, ohne vom Gültigkeitsbereich der neuartigen Konzepte der vorliegenden Erfindung abzuweichen.

Claims (10)

  1. Teilbandechokompensationsverfahren, bei dem ein empfangenes Signal an einen wahren Echoweg ausgegeben und gleichzeitig in einen geschätzten Echoweg eingegeben wird, um eine Echokopie zu erzeugen, und diese von einem über den wahren Echoweg erfassten Signal subtrahiert wird, um das Echo zu kompensieren, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: (a) Teilen des empfangenen Signals und des Echos in N Teilbänder, um N empfangene Teilbandsignale und N Teilbandechos zu erzeugen, wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist; (b) Erzeugen von N Echokopien, indem die N empfangenen Teilbandsignale an N geschätzte Echowege gelegt werden, von denen ein jeder durch ein entsprechendes digitales Filter gebildet wird, dem eine vorgegebene Anzahl Koeffizienten zugewiesen wird, und das die Impulsantwort des wahren Echowegs im zugehörigen Teilband der N Teilbänder simuliert; (c) Subtrahieren der N Echosignale von den entsprechenden N Teilbandechos, um ein Echokompensationsfehlersignal in jedem der N Teilbänder zu erzeugen; (d) iteratives Einregeln der Filterkoeffizienten der digitalen Filter durch einen Projektionsalgorithmus oder einen exponentiell gewichteten Schrittgrößen-Projektionsalgorithmus; und (e) Kombinieren der Echokompensationsfehlersignale in den N Teilbändern zu einem Sendesignal mit voller Bandbreite, in dem das Echo unterdrückt ist; dadurch gekennzeichnet, dass Schritt (d) für jedes digitale Filter die Bestimmung einer entsprechenden Ordnung des Projektions- oder des exponentiell gewichteten Schrittgrößen-Projektionsalgorithmus als die Ordnung enthält, bei der mit höher werdender Ordnung die Änderungsrate bezüglich der Verstärkung der Echodämpfung für das zugehörige Teilband kleiner wird als ein vorgegebener Wert.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Änderungsrate das Verhältnis der Zunahme der Verstärkung der Echodämpfung zu einer entsprechenden Erhöhung der Ordnung des Projektionsalgorithmus ist.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Änderungsrate das Verhältnis einer Zeitdifferenz zur Erhöhung der Ordnung des Projektionsalgorithmus ist, wobei die Zeitdifferenz die Differenz der Dauer ist, die zum Erreichen eines vorgegebenen Werts der Verstärkung der Echodämpfung erforderlich ist.
  4. Teilbandechokompensationsverfahren, bei dem ein empfangenes Signal an einen wahren Echoweg ausgegeben und gleichzeitig in einen geschätzten Echoweg eingegeben wird, um eine Echokopie zu erzeugen, und diese von einem über den wahren Echoweg erfassten Signal subtra hiert wird, um das Echo zu kompensieren, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: (a) Teilen des empfangenen Signals und des Echos in N Teilbänder, um N empfangene Teilbandsignale und N Teilbandechos zu erzeugen, wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist; (b) Erzeugen von N Echokopien, indem die N empfangenen Teilbandsignale an N geschätzte Echowege gelegt werden, von denen ein jeder durch ein entsprechendes digitales Filter gebildet wird, dem eine vorgegebene Anzahl Koeffizienten zugewiesen wird und das die Impulsantwort des wahren Echowegs im zugehörigen Teilband der N Teilbänder simuliert; (c) Subtrahieren der N Echosignale von den entsprechenden N Teilbandechos, um ein Echokompensationsfehlersignal in jedem der N Teilbänder zu erzeugen; (d) iteratives Einregeln der Filterkoeffizienten der digitalen Filter durch einen Projektionsalgorithmus oder einen exponentiell gewichteten Schrittgrößen-Projektionsalgorithmus; und (e) Kombinieren der Echokompensationsfehlersignale in den N Teilbändern zu einem Sendesignal mit voller Bandbreite, in dem das Echo unterdrückt ist; dadurch gekennzeichnet, dass Schritt (d) für jedes digitale Filter die Bestimmung einer entsprechenden Ordnung des Projektions- oder des exponentiell gewichteten Schrittgrößen-Projektionsalgorithmus als die Ordnung enthält, bei der mit höher werdender Ordnung das Verhältnis Cs oder eine Änderung ΔCs im Verhältnis Cs zwischen maximalen und minimalen Eigenwerten einer Kovarianzmatrix eines Prädiktionsfehlervektors, der durch Weißmachen des zugehörigen empfangenen Teilbandsignals durch ein lineares Prädiktionsfilter erzeugt wird, kleiner als ein vorgegebener Schwellenwert wird.
  5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die empfangenen Teilbandsignale und die Teilbandechos reelle Signale und die vom Projektions- oder exponentiell gewichteten Schrittgrößen-Projektionsalgorithmus eingeregelten Filterkoeffizienten reelle Koeffizienten sind.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die empfangenen Teilbandsignale und die Teilbandechos komplexe Signale und die vom Projektions- oder exponentiell gewichteten Schrittgrößen-Projektionsalgorithmus eingeregelten Filterkoeffizienten komplexe Koeffizienten sind.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem der Schritt der Erzeugung der N empfangenen Teilbandsignale und der N Teilbandechos den Schritt der Teilung des empfangenen Signals und des Echos in N Teilbänder, gefolgt von Unterabtasten der Signale mit jeweiligen vorgegebenen Unterabtastverhältnissen enthält.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Anzahl Anzapfungen des den geschätzten Echoweg in jedem der Teilbänder bildenden digitalen Filters auf Basis zumindest entweder der Raumnachschwingcharakteristik, der Energieverteilung im Frequenzbereich eines gewünschten empfangenen Signals oder der menschlichen psycho-akustischen Charakteristik vorgegeben ist.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Anzahl Anzapfungen des digitalen Filters entsprechend einem jeweiligen der N Teilbänder größer ist als die Anzahl Anzap fungen entsprechend einem der Teilbänder mit höheren Frequenzen als die des jeweiligen Teilbandes.
  10. Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die Ordnung des Projektions- oder exponentiell gewichteten Schrittgrößen-Projektionsalgorithmus in dem jeweiligen der N Teilbänder größer eingestellt ist als in Teilbändern mit höheren Frequenzen als die des jeweiligen Teilbandes.
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