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HINTERGRUND
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Diese
Anmeldung ist verwandt mit dem U.S.-Patent Nr. 6 044 068 „SILENCE-IMPROVED ECHO CANCELLER", die gleichzeitig
von Karim El Malki eingereicht wurde.
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1. Gebiet
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft die Verarbeitung von Sprach- und
akustischen Signalen, und insbesondere eine Bestimmung der Echowegverzögerung sowie
den Betrieb von Echokompensatoren.
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2. Stand der
Technik und weitere Überlegungen
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Echokompensatoren
werden in großem
Umfang sowohl in terrestrischer als auch atmosphärischer (d.h. Funk, Mikrowelle)
Kommunikation verwendet, um das Phänomen des „Echos" zu beseitigen, welches eine große Auswirkung
auf die Qualität der
Sprache und der Audiodienste hat. Ein Echokompensator benutzt im
wesentlichen eine Kopie der für einen
Hörer eingehenden
Daten, um das Echo, das auf der abgehenden Leitung zurückkehren
sollte, digital zu schätzen.
Nach Berechnung des Schätzwertes
subtrahiert der Echokompensator den Echoschätzwert von dem abgehenden Signal,
so dass das Echo ausgeglichen wird.
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Die
Echoproblematik tritt beispielsweise in Fernsprechübertragungen
auf. In den meisten Fällen wird
eine Telefonkonversation zwischen einer Endeinrichtung (terminating
equipment – TE)
und einer Übertragergabelschaltung über ein
Paar einseitig gerichteter Zweidrahtleitungen (d.h. über vier
Drähte) übertragen,
und dann von der Hybridschaltung über eine zweiseitig gerichtete
Zweidrahtleitung. Hierdurch wird der Übergang zwischen den beiden
Leitungsarten durch die Übertragergabel
implementiert. Da Übertragergabeln
für eine
mittlere Leitungsimpedanz symmetriert sind, trennen sie die beiden
einseitig gerichteten Pfade nicht perfekt voneinander, so dass Echosignale
erzeugt werden. Kommt es ferner zu einer Verzögerung in dem Vierdrahtpfad
(was bei einer Satellitenübertragung
oder bei digitaler Verschlüsselung
vorkommen kann), müssen
die Echos kompensiert werden, um eine bessere Sprachqualität sicherzustellen.
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Einfach
ausgedrückt
wenden Echokompensatoren normalerweise einen adaptiven digitalen FIR-Filter
(finite impulse response – FIR),
einen Kompensationsprozessor zur Steuerung des FIR, einen Subtraktor,
einen am nahen Leitungsende vorgesehenen Sprachdetektor sowie einen
nichtlinearen Prozessor an. Der FIR empfängt die Kopie der Daten (welche
nacheinander abgetastet werden), die auf einem eingehenden Kommunikationspfad
vom fernen Leitungsende an das nahe Leitungsende übertragen werden.
Der FIR erzeugt einen Schätzwert
des Echos, das auf einem abgehenden Kommunikationspfad vom nahen
Leitungsende zum fernen Leitungsende zurückreflektiert werden würde, es
sei denn, es wird kompensiert. Zur gegebenen Zeit zieht der Subtraktor
den Echoschätzwert
des FIR von dem Signal auf dem abgehenden Kommunikationspfad ab,
um so das Echo zu kompensieren. Beim Erzeugen seines Echoschätzwertes
wird der FIR von dem Kompensationsprozessor gesteuert. Beim Steuern
des FIR berücksichtigt
der Kompensationsprozessor den Signalausgang vom Subtraktor sowie
jeden Hinweis vom Sprachdetektor am nahen Leitungsende, das ein
Doppelsprechen auftritt (z.B. dass beide Teilnehmer am fernen und
nahen Leitungsende sprechen). Der nichtlineare Prozessor versucht,
jede Restmenge des Echos, die vom FIR nicht kompensiert werden kann,
zu unterdrücken.
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Der
FIR ist ein Transversalfilter mit einer Reihe von Abtastpunkten
und einer entsprechenden Anzahl von Koeffizienten. Ein Abtastpunkt
ist eine Einheit der Verzögerungszeit
gleich der Abtastzeit oder -geschwindigkeit. Die Koeffizienten sind
(in Registern gespeicherte) Werte, die mit dem Eingangssignal multipliziert
werden, um den Echoschätzwert
zu erhalten. Der Kompensationsprozessor führt einen Algorithmus zum Anpassen
(z.B. Modifizieren oder Aktualisieren) der Filterkoeffizienten aus,
so dass die Filterkoeffizienten schneller zu optimalen (oder nahezu
optimalen) Werten konvergieren, als sich die Echoantwortkennlinien ändern, und
somit die Kompensation des Echos ermöglichen. Siehe z.B. die U.S.- Patentanmeldung mit
dem Aktenzeichen Nr. 08/679,387, die am 8. Juli 1996 von Antoni
Fertner eingereicht wurde und den Titel A FREQUENCY DOMAIN SIGNAL
RECONSTRUCTION IN SAMPLED DIGITAL COMMUNICATIONS SYSTEMS hat, auf die
hier allgemein Bezug genommen wird.
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In
den meisten Echokompensatoren erfolgt keine derartige Anpassung,
während
der Sprachdetektor am nahen Leitungsende den Zustand des Doppelsprechens
erfasst. Die Länge
des FIR (Anzahl der Abtastpunkte) und die Geschwindigkeit, mit welcher die
Koeffizienten aktualisiert werden müssen, hängt vom Diensttyp, den Kennlinien
des Pfades (z.B. der Leitung) sowie der Entfernung der Echoquelle
vom Kompensator ab.
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Der
Betrieb eins Kompensators gemäß dem Stand
der Technik involviert normalerweise eine Schätzung der gesamten Echowegantwort.
Die typische Echowegantwort bildet sich aus einem „reinen Verzögerungs"-Element sowie einer „Nachlaufverzögerung". Die reine Verzögerung ist
die aktuelle Laufzeit, die von dem Signal von seiner Quelle (z.B.
dem Echokompensator) hin zu einer Hybridschaltung und zurück gebraucht
wird. Die „Nachlaufverzögerung" andererseits ist
die Antwort der Hybridschaltung, welche die Vierdrahtleitung abschließt und eine
Impedanzanpassung durchführt.
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Nicht
sämtliche
der Echowegantworten sind für
die Berechnungen eines Echokompensators relevant. Das reine Verzögerungselement
sowie jeder Abschnitt, der der Nachlaufverzögerung folgt, ist nicht relevant
und muss daher nicht in die adaptiven Berechnungen des Echokompensators
miteinbezogen werden.
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Da
die Komplexität
eines Echokompensators mit der Anzahl der von diesem verwendeten
Filterabtastpunkte zu tun hat, ist die Reduzierung der Anzahl dieser
Filterabtastpunkte für
die Optimierung des Filterbetriebes wesentlich. Um die Berechnungen
des Echokompensators zu minimieren, muss ein Schätzwert der Echowegverzögerung derart
berechnet werden, dass die aktuelle Anzahl benötigter Abtastpunkte bestimmt
werden kann. Aus diesem Grund ist zur Optimierung eines Echokompensators
ein Verfahren zum Bestimmen der Dauer dieser Abschnitte der Echowegantwort
notwendig.
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Im
U.S.-Patent 4,736,414 von Montagna wird ein Suchvorgang nach den
Koeffizienten des adaptiven Filters durchgeführt, um den maximalen Absolutwert
herauszufinden, der dem Spitzenwert der Echowegantwort entspricht.
Gemäß der Technik nach
Montagna (dargestellt in 8) wird unter der Annahme, dass
der maximale Wert beim Koeffizienten oder Filterabtastpunkt WMAX gefunden wird, ein Wert W durch Subtrahieren
einer feststehenden ganzen Zahl von WMAX berechnet.
Geht man davon aus, dass die Hybridantwort N Abtastwerte (oder Abtastpunkte)
dauert und die Hybridantwort bei W startet, so ist das Ende des
relevanten Abschnittes der Impulsantwort WMAX +
N – 1.
Hierdurch ergeben sich die Grenzen für das Segment T2, welcher der
einzige Abschnitt des Echoweges ist, der für die Echokompensation nötig ist.
Sobald dieser aufgebaut ist, arbeitet der adaptive Filterechokompensator
auf dem Intervall T2 und verwendet lediglich das Intervall T1 als reine
Verzögerung.
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Jedoch
besteht ein Problem bei der oben beschriebenen Technik in deren
Annahme, dass – wie in 9 dargestellt – WMAX vom Start der Hybridantwort an eine festgelegte
ganzzahlige Menge von Abtastwerten zugrunde liegt. Findet diese
Annahme bei einem bestimmten System keine Anwendung, so ergibt sich
eine fehlerhafte Echowegberechnung, die ein Divergieren des Filters
verursacht und die Kommunikation unterbricht. Deshalb ist es für die Implementierung
dieser Technik notwendig, eine Eichung auf die Art der Leitungskennlinien
jeder Anwendung vorzunehmen.
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Es
wurden weitere Versuche unternommen, um einen Echokompensator mit
weniger als einer Gesamtzahl verfügbarer Filterabtastpunkte zu
betreiben. Im U.S.-Patent 4,751,730 von Galand et al. wird eine
Bestimmung eines Koeffizientenbereiches vorgenommen, der für den Betrieb
eines Kompensationsfilters notwendig ist, indem Energien eingehender und
abgehender Signale gemessen werden und dann das Verhältnis der
Energien mit einer vorbestimmten Schwelle verglichen wird, um Flag-Informationen zu
erzeugen, die benutzt werden, um eine Durchschaltung auf dem Echoweg
zu steuern.
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Im
U.S.-Patent 5,473,686 von Virdee findet eine kontinuierliche Modifizierung
der Länge
(oder Anzahl der Abtastpunkte) eines adaptiven FIR-Filters statt,
mittels Auswählen
einer Versuchszahl von Abtastwerten, mittels Steuern des Filters
während
einer ausreichenden Zeitdauer, um eine Stabilisierung der Abtastpunktgewichte
in dem Filter zu ermöglichen, mittels Überprüfen der
Abtastpunktgewichte, um zu bestimmen, ob die Abtastpunkte am Ende
Filters zum Echoschätzwert
beitragen, und (gegebenenfalls) mittels Erhöhen oder Vermindern der Anzahl
von vom Filter verwendeten Abtastpunkten.
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Es
besteht somit ein Bedarf an einem Verfahren und einer Vorrichtung
zum akkuraten Bestimmen der Echowegverzögerung sowie zum akkuraten
Bestimmen einer geeigneten Anzahl von Abtastpunkten zur Verwendung
für einen
FIR-Filter eines Echokompensators.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Eine
Vorrichtung bzw. ein Verfahren zur Echokompensation beinhaltet einen
Vorgang AEPR zum Analysieren der Echowegantwort (analyzing echo
path response) sowie anschließend
einen Vorgang CR zum Konfigurieren eines adaptiven FIR-Filters.
Die Konfigurierung des adaptiven Filters ergibt in vorteilhafter
Weise lediglich einen Bereich von Filterabtastpunkten und Koeffizienten
zwischen zwei festgelegten Abtastpunktendpunkten, die in die Filtermultiplizierung,
-addition und -speicherung während
des Echokompensationsvorganges involviert sind.
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Der
Vorgang zum Analysieren der Echowegantwort bestimmt die Echoweglänge eines
Kommunikationssystems mit einem eingehenden Kommunikationspfad und
einem abgehenden Kommunikationspfad. Anschließend an die Konvergenz des
Filters umfasst das Verfahren die Übertragung eines Signals auf
dem eingehenden Kommunikationspfad, und dann, in bezug auf das Signal,
die Bestimmung, welcher einer ersten vorbestimmten Anzahl von Abtastpunkten
des Filters einen vorbestimmten Wert aufweist. Anschließend wird
ein erster Abtastpunkt des Filters lokalisiert, der einen Wert aufweist,
der einen vorbestimmten Faktor größer ist als der vorbestimmte
Wert. Als nächstes
wird als ein Grenzabtastpunkt ein Abtastpunkt des Filters ausgewählt, welcher
eine Abtastpunktordnung aufweist, die eine zweite vorbestimmte Anzahl
von Abtastpunkten kleiner ist, als der lokalisierte Abtastpunkt.
Die Verwendung einer Position des Grenzabtastpunktes wird dann zum
Bestimmen der Echoweglänge
verwendet.
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Der
Vorgang CR zum Konfigurieren eines adaptiven FIR-Filters bestimmt,
welcher einer ersten vorbestimmten Anzahl von Abtastpunkten des
Filters einen vorbestimmten Wert aufweist. Anschließend wird
ein erster Abtastpunkt des Filters lokalisiert, der einen Wert aufweist,
der einen vorbestimmten Faktor größer ist als der vorbestimmte
Wert. Als nächstes wird
als ein erster Konfigurationsgrenzabtastpunkt ein Abtastpunkt des
Filters ausgewählt,
welcher eine Abtastpunktordnung aufweist, die eine zweite vorbestimmte
Anzahl von Abtastpunkten kleiner ist, als der lokalisierte Abtastpunkt.
Ein zweiter Konfigurationsgrenzabtastpunkt des Filters wird ausgewählt, welcher
eine Abtastpunktordnung aufweist, die eine dritte vorbestimmte Anzahl
von Abtastpunkten größer ist,
als der erste Konfigurationsgrenzabtastpunkt. Der erste Konfigurationsgrenzabtastpunkt
und der zweite Konfigurationsgrenzabtastpunkt werden verwendet, um
zu bestimmen, welche Abtastpunkte von der Filtermultiplikation während des
Echokompensationsvorganges ausgeschlossen werden sollen. Sämtliche Abtastpunkte,
die kleiner sind als der erste Konfigurationsgrenzabtastpunkt, dienen
als ein Zwischenspeicher, durch welchen Abtastwerte des Signals während des
Echokompensationsvorganges geschoben werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Die
oben genannten sowie weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung
gehen aus der folgenden ausführlichen
Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen, die in den beigefügten Zeichnungen
dargestellt sind, hervor, wobei sich die Bezugszeichen in den verschiedenen
Ansichten auf dieselben Teile beziehen. Die Zeichnungen skalieren nicht
notwendigerweise, die Betonung liegt auf der Illustration der Grundsätze der
Erfindung.
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1 ist
eine schematische Ansicht eines Echokompensators gemäß einer
Ausführungsform der
Erfindung.
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2 ist
eine schematische Ansicht eines beispielhaften Kommunikationssystems,
das den Echokompensator gemäß 1 verwendet.
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3 ist
eine graphische Ansicht einer typischen Echowegimpulsantwort.
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4 ist
ein Flussdiagramm, in dem die von einer Steuerung des Echokompensators
gemäß 1 durchgeführten Schritte
dargestellt sind.
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4A ist
ein Flussdiagramm, in dem von einem Echowegverzögerungsschätzer des Echokompensators gemäß 1 durchgeführte allgemeine
Schritte dargestellt sind.
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4B ist
ein Flussdiagramm, in dem von dem Echowegverzögerungsschätzer des Echokompensators gemäß 1 durchgeführte ausführlichere Schritte
dargestellt sind.
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5 ist
eine graphische Ansicht, die eine Echowegverzögerung und weitere Berechnungen gemäß einem
Verfahren der Erfindung zeigen.
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6 ist
eine schematische Darstellung der Verwendung eines digitalen 512-Abtastpunktfilters
in einem Vorgang gemäß vorliegender
Erfindung zum Analysieren der Echowegantwort.
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7 ist
eine schematische Darstellung der Verwendung eines digitalen Filters
nach optimierter Konfiguration des Filters gemäß einem Anschauungsfall der
vorliegenden Erfindung.
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8 ist
eine graphische Ansicht, die eine Echowegverzögerung und weitere Berechnungen gemäß einem
Verfahren nach dem Stand der Technik zeigt.
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9 ist
eine graphische Ansicht, die Ungenauigkeiten einer Echowegverzögerung und
weitere Berechnungen gemäß einem
Verfahren nach dem Stand der Technik zeigt.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die 1 zeigt
ein Kommunikationssystem 18, das einen Echokompensator 20 gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung verwendet. Das Kommunikationssystem 18 ist
mit einem fernen Leitungsende 26 und einem nahen Leitungsende 28 dargestellt.
Ein eingehender Kommunikationspfad 30 befördert Signale
vom fernen Leitungsende 26 zum nahen Leitungsende. Ein
abgehender Kommunikationspfad 32 befördert Signale vom nahen Leitungsende 28 zum
fernen Leitungsende 26. Die Pfade 30 und 32 können terrestrische
Leitungen (z.B. Drähte)
oder Richtfunkkanäle
sein, oder können
Satellitenverbindungen involvieren.
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Die 2 zeigt
ein Beispiel eines Kommunikationssystems 18', das einen Echokompensator 20 verwendet.
Das Beispiel gemäß 2 ist
ein Fernsprechkommunikationssystem 18', wobei eine Telefonkonversation
zwischen einer Endeinrichtung (terminating equipment – TE) 40 und
einer Übertragergabelschaltung 41 über ein
Paar einseitig gerichteter Zweidrahtleitungen 42A, 42B (d.h. über vier
Drähte) übertragen
wird, und dann von der Hybridschaltung 41 über eine
zweiseitig gerichtete Zweidrahtleitung 43. Es versteht
sich, dass die Verwendung des Echokompensators 20 nicht
auf dieses Beispiel beschränkt
ist, sondern dass der Echokompensator 20 auch in anderen
Anwendungen verwendet werden kann, einschließlich Digital-, Mikrowellen-
und Satellitenanwendungen.
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Der
Echokompensator 20 gemäß 1 umfasst
einen adaptiven FIR-Filter 52, eine Kompensationssteuerung 54,
einen Sprachdetektor 56 am nahen Leitungsende, einen Subtraktor 58 sowie
einen nichtlinearen Prozessor 60. Der adaptive FIR-Filter 52 ist
so verbunden, dass er ein Signal x(t) auf dem eingehenden Kommunikationspfad 30 empfängt. Der FIR-Filter 52 ist
so verbunden, dass sein Betrieb von der Steuerung 54 überwacht
wird. Ein vom FIR-Filter 52 erzeugter Echoschätzwert wird
an den Subtraktor 58 angelegt, der den Echoschätzwert von
dem abgehenden Signal ya(t) auf dem Pfad 32 abzieht,
um ein Signal e(t) zu erzeugen. Der Sprachdetektor 56 am nahen
Leitungsende ist mit dem abgehenden Kommunikationspfad 32 verbunden,
um die Sprache, die am nahen Leitungsende 28 auftritt,
zu überwachen sowie
um ein Spracherkennungssignal am nahen Leitungsende zu erzeugen,
um dieses auf der Leitung 64 an die Steuerung 54 anzulegen.
Das Signal e(t) wird sowohl an die Steuerung 54 als auch
an den nichtlinearen Prozessor 60 angelegt. Die Steuerung 54 ist
zur Überwachung
des Betriebes des nichtlinearen Prozessors 60 verbunden.
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Die
Steuerung 54 umfasst einen Echowegverzögerungsschätzer 55. Die Funktionen
des Schätzers 55 werden
im folgenden ausführlicher
beschrieben.
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Die
Impulsantwort einer Vierdrahtleitung, die von einer Hybridschaltung
abgeschlossen wird, wie beispielsweise der in der 2 gezeigten,
weist die in 3 gezeigte Form auf, die eine
sync-ähnliche Funktion
darstellt. Die typische Echowegantwort bildet sich aus einer reinen
Verzögerungskomponente PD
und einer Nachlaufverzögerungskomponente
TD. Die reine Verzögerungskomponente
PD ist die aktuelle Laufzeit, die von dem Signal von seiner Quelle (z.B.
dem Echokompensator 20 gemäß 2) auf der
Vierdrahtleitung hin zur Hybridschaltung (z.B. Hybridschaltung 41)
und zurück
gebraucht wird. Die Nachlaufverzögerungskomponente
TD ist die Antwort der Hybridschaltung selbst, welche die Vierdrahtleitung
abschließt
und eine Impedanzanpassung durchführt. Die reine Verzögerungskomponente PD
sowie jeder Abschnitt, der nach der Nachlaufverzögerung TD kommt, ist nicht
relevant und sollte nicht in die adaptiven Berechnungen des Echokompensators 20 involviert
sein. Deshalb stellt der Echokompensator 20 gemäß der vorliegenden
Erfindung ein Verfahren zum Bestimmen der Dauer dieser Komponenten
oder von Abschnitten der Echowegantwort bereit, und optimiert dadurch
dessen Funktion.
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Die 4 ist
ein Flussdiagramm, welches zwei von der Echosteuerung 54 ausgeführte Vorgänge zeigt.
Der erste Vorgang (Vorgang AEPR gemäß 4) ist eine
Analyse der Echowegantwort. Der Echowegantwortvorgang AEPR wird
insbesondere von dem Schätzer 55 der
Echosteuerung 54 durchgeführt. Der zweite Vorgang ist
die Konfiguration des adaptiven FIR-Filters 52 (Vorgang
CF gemäß 4), so
dass lediglich ein Bereich von Filterabtastpunkten zwischen zwei
festgelegten Abtastpunktendpunkten während des Echokompensationsvorganges
genutzt wird.
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Die 4A ist
ein Flussdiagramm, welches die von dem Schätzer 55 der Echosteuerung 52 durchgeführten Schritte
im Nachgang zur Konvergenz des Echokompensators 20 darstellt.
Ein erster Schritt 400 in dem Verfahren ist ein erster
Suchvorgang nach dem maximalen Absolutwert MAX, der in den ersten
D Koeffizienten des Filters enthalten ist. Der Wert von D ist vorzugsweise
klein und ist im dargestellten Beispiel mit 10 gewählt. Die
Abtastpunktposition dieses maximalen Wertes wird (in Schritt 402)
festgestellt und als HMAX-Wert bezeichnet. Schritt 404 beinhaltet
einen Suchvorgang nach dem ersten sich ergebenden Filterkoeffizienten
mit einem Absolutwert, der K Mal größer ist als MAX. Der Wert für K, auch
bekannt als ein vorbestimmter Faktor, sollte mindestens auf 4 gesetzt
sein, jedoch nicht größer als
20 sein, um lokale Störspitzen
zu vermeiden. Die Position des Abtastpunktes für den in Schritt 404 erhaltenen
Filterkoeffizienten wird als HFIRST bezeichnet.
In Schritt 406 wird ein Beginn der Impulsantwort als HFIRST – D
berechnet, wobei dieser Abtastpunkt auch als der erste Konfigurationsgrenzabtastpunkt bekannt
ist. In Schritt 408 wird ein Wert HYBRRID, der der maximalen
Nachlaufverzögerungsdauer
entspricht, zu HFIRST – D hinzugefügt, um HLAST zu erzeugen, welcher das Ende der Impulsantwort
markiert und welcher auch bekannt ist als der zweite Konfigurationsgrenzabtastpunkt.
Die maximale Nachlaufverzögerung
HYBRID wird vorzugsweise auf 8N – 1 Abtastpunkte gesetzt (wobei
N eine ganze Zahl ist).
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Das
vorliegende Verfahren gewährleistet eine
korrekte Schätzung
des Betrages der reinen Verzögerung
und der Position des Segmentes T2 der Impulsantwort in 5.
Es ist während
der Zeit des Segmentes T2, dass die Koeffizienten des FIR-Filters 52 potentiell
zum Zwecke der Echokompensation aktualisiert werden.
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Die 4B zeigt
die in der 4A abgebildeten Schritte in
größerem Detail.
Folgendes wird in Verbindung mit den Schritten gemäß 4B angenommen:
Der adaptive FIR-Filter 52 hat konvergiert. Es liegt ein
Vektor H vor, der die Anzahl M von Filterkoeffizienten enthält (H[0]
bis H[M – 1]).
Die im Vektor H enthaltene Impulsantwort startet bei H[0] und endet bei
H[M – 1].
D wurde auf einen kleinen Wert gesetzt (d.h. 10). K wurde auf eine
geeignete Zahl gesetzt (d.h. 5). HYBRID wurde auf (maximale Nachlaufverzögerung – 1) = 47
Abtastpunkte (z.B. 8n – 1
= 47 wenn N = 6) oder ca. 6 ms gesetzt.
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Im
Flussdiagramm gemäß 4B ist
eine FEHLER-Kondition enthaften. Die FEHLER-Kondition würde auftreten,
wenn die Leitungskennlinien relativ flach sind, und würde in jedem
Fall eine Störung des
Algorithmus verursachen. In diesem Fall wäre eine vernachlässigbare
Menge einer Echoreflexion vorhanden, und der Echokompensator 20 sollte
in der ersten Instanz nicht aktiviert worden sein.
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In 4B wird
weiterhin das Vorliegen der folgenden Variablen für Zwischenresultate
und Schleifenzählung
angenommen:
count1 – Zähler für erste
Schleife
count2 – Zähler für zweite
Schleife
Max – Maximaler
Absolutwert, der in den ersten
D Koeffizienten in Vektor H
enthalten ist
HMAX – Position in Vektor H des
Max-Wertes.
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Die
abs()-Funktion identifiziert den Absolutwert einer Variablen.
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Während des
Vorgangs der Analyse der Echowegantwort (der in 4A gezeigte
sowie in 4B ausführlicher gezeigte AEPR-Vorgang)
wird der digitale FIR-Filter 52 wie in 6 gezeigt
betrieben. Wie in 6 dargestellt, besitzt der digitale FIR-Filter 52 einen
Zwischenspeicher 52-1 von 512 Abtastpunkten, eine Vielzahl
(M Anzahl) von Multiplikatoren 52-2 sowie einen Summierer 52-3.
Der Filterzwischenspeicher 52-1 ist ein FIFO-(first-in, first-out)-Zwischenspeicher,
der Eingangsabtastwerte aus dem Signal x(t) auf dem eingehenden
Kommunikationspfad 30 empfängt. Die Abtastwerte werden durch
die 512 Abtastpunkte des Zwischenspeichers 52-2 geschoben
und stellen einen Vektor X mit den Elementen X(0) bis X(M – 1) dar,
wobei M = 512 für den
AEPR-Vorgang ist. In dem rechteckigen Kasten 52-1 in 6 ist
eine graphische Darstellung des Inhalts der Filterkoeffizienten
H(t) gezeigt. Ein erster der Multiplikatoren 52-2 multipliziert
X(0) mit H(0), ein zweiter der Multiplikatoren 52-2 multipliziert
X(1) mit H(1) usw., wobei eine Gesamtmenge von M = 512 Multiplikatoren
für den
AEPR-Vorgang verwendet wird. Die Ergebnisse sämtlicher Multiplikatoren 52-2 werden
im Summierer 52-3 summiert, woraus sich ein Filterausgangssignal
ergibt.
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Sobald
der Algorithmus für
die Echowegverzögerungsschätzung abgeschlossen
ist und der oben beschriebene AEPR-Vorgang eine Bestimmung ergeben
hat, welche Abtastpunkte des digitalen Filters 52 für die Multiplikation
von Koeffizienten verwendet werden müssen, wird der adaptive FIR-Filter 52 konfiguriert
und in einer optimierten Weise betrieben, wie durch den Vorgang
CF in 4 dargestellt und im folgenden mit Bezug auf die 7 beschrieben
ist.
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Die 7 ist
eine Darstellung der Optimierung eines 512-Abtastpunkt-Digitalfilter-Vorganges gemäß einem
Anschauungsfall der vorliegenden Erfindung. Im beispielhaften Fall
der 7 wird angenommen, dass das Verfahren der vorliegenden
Erfindung in den Echowegberechnungen mit den folgenden Werten resultiert:
HF I RST =
30; HFIRST – D = 20; HLAST =
20 + (48 – 1)
= 67. Entsprechend werden im Fall der 7 die Abtastpunkte
1 bis 19 und 68 bis 512 aus den Berechnungen des adaptiven FIR-Filters 52 ausgeschlossen.
Das heißt,
die Multiplikatoren 52-2 werden nur für die 48 Abtastpunkte (Abtastpunkte
20 bis einschließlich
67) aktiviert, für
welche eine Aktualisierung notwendig ist. Die ersten 19 Abtastpunkte
des FIR-Filters 52 bilden einen Zwischenspeicher, durch welchen
die Eingangsabtastwerte x(t) seriell geschoben werden, wobei diese
Abtastwerte schließlich
die multiplikationsaktiven Abtastpunkte 20–67 erreichen.
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Die
Segmente unterhalb des Abtastpunktes 20 und oberhalb des Abtastpunktes
67 enthalten lediglich Geräusche
und Störungen
und erzeugen Ungenauigkeiten in der Echokompensationsprozedur durch
Speichern und Verbreiten von Geräuschen
in den Berechnungen. Im Beispiel der 7 agieren
die ersten 19 Abtastpunkte des Filters 52 als ein Zwischenspeicher,
der die flachen, reinen Verzögerungskennlinien
implementiert, während
die letzten 445 Abtastpunkte gar nicht berücksichtigt werden. Nach der
Optimierung gemäß 7 ist
M gleich 48 anstelle von 512, wodurch eine signifikante Reduktion
der Anzahl von Vorgängen
(z.B. Multiplikations- und Sumiervorgänge) erreicht wird.
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Nachdem
der Algorithmus für
die Echowegverzögerungsschätzung sowie
der AEPR-Vorgang abgeschlossen
sind, kann der Digitalfilter 52 des Echokompensators 20 somit
automatisch und optimal konfiguriert werden und dann entsprechend
seiner optimierten Konfiguration fungieren. Das heißt, sobald
die Steuerung 54 den Bereich von Abtastpunkten und Endabtastpunkten,
die zur optimalen Funktion notwendig sind, bestimmt hat, konfiguriert die
Steuerung 54 den FIR-Filter 52 durch Kürzen der Anzahl
von Abtastpunkten, die für
die Multiplikation verwendet werden, auf lediglich die Abtastpunkte,
die notwendig sind. Sollten sich die Konditionen ändern und
das System eine erneute Optimierung erfordern, so können die
hier beschriebenen Vorgänge
wiederholt werden.
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Es
versteht sich, dass in einer bestimmen Hardwareimplementierung des
Echokompensators 20 gemäß der Erfindung
die Funktionen des adaptiven FIR-Filters,
der Steuerung, des Sprachdetektors am nahen Leitungsende, des Subtraktors
und des Sprechpausenprozessors sämtlich
von einem Signalprozessor durchgeführt werden (der einen oder mehrere
Prozessoren enthalten kann). Alternativ können die Funktionen dieser
Elemente mittels Verwendung einer oder mehrerer integrierter Schaltungen
(z.B. ASICs) ausgeführt
werden. Derartige Schaltungen können
so konzipiert sein, dass sie die erforderliche digitale Filterung
und die Algorithmussteueranwendungen mittels Verwendung einer Logik durchführen, oder
sie können
eine eingebaute DSP-Vorrichtung (bzw. DSP-Vorrichtungen) sein.
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Es
versteht sich, dass der Echokompensator 20 gemäß der vorliegenden
Erfindung im Zusammenhang mit den Sprechpausendetektionstechniken betrieben
werden kann, die im U.S.-Patent Nr. 6 044 068 „A SILENCE-IMPROVED ECHO CANCELLER" offenbart sind,
welches gleichzeitig von Karim El Malki eingereicht wurde.
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Deshalb
stellt das Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung sowohl eine effizientere Nutzung der Berechnungsressourcen
als auch eine Verbesserung der Leistungsfähigkeit des Echokompensators
bereit. Im obigen Beispiel wird auch eine beträchtliche Speicherersparnis
erreicht, da die letzten 445 Koeffizienten und 445 Filterabtastpunkte
entfernt werden. Im allgemeinen wird mit diesem Verfahren eine sehr
große
Reduktion der Rechenkomplexität des
gesamten Echokompensators sowie eine merkliche Verbesserung der
Leistungsfähigkeit
des Echokompensators im allgemeinen erzielt.
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Das
Verfahren nach der vorliegenden Erfindung stellt Berechnungen bereit,
wodurch die Echokompensation effizienter wird. Jedoch wird die normale
Echtzeit-Echokompensation
selbst durch das vorliegende Verfahren nicht unterbrochen. Handelt es
sich bei der gewählten
Implementierung um Software/Firmware (DSP), dann ist es möglich, dass
die Verarbeitungsgrenzen der Vorrichtung eine Echtzeitverarbeitung
sowohl des gewöhnlichen
Echokompensationsvorganges als auch gleichzeitig der Echowegverzögerungsschätzungsberechnungen
nicht erlauben. Deshalb können
nach der Konvergenz die Filterkoeffizienten (Vektor H) gespeichert
werden, und der Algorithmus kann aufgrund dieser Koeffizienten Teil
für Teil
verarbeitet werden bzw. wann immer Verarbeitungszeit zur Verfügung steht.
Hierfür
kann eine Reihe geschlossener Echokompensationszyklen erforderlich
sein (d.h. für
eine Reihe von zu verarbeitenden Eingangsabtastwerten).
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Während die
Erfindung insbesondere mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen
gezeigt und beschrieben worden ist, versteht es sich für den Fachmann,
dass verschiedene Änderungen
in Form und Detail möglich
sind, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.