DE69933221T2

DE69933221T2 - Adaptiver filter und akustischer echokompensator mit demselben

Info

Publication number: DE69933221T2
Application number: DE69933221T
Authority: DE
Inventors: Werner Armbrüster
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-07-13
Filing date: 1999-07-01
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2019-07-02
Also published as: JP4424851B2; KR20010071860A; KR100716377B1; BR9912046A; JP4975073B2; JP2002521871A; AU767771B2; EP1097562A1; CN1317194A; EP1097562B1; CN101600030A; CN1595827B; CN1595827A; DE19831320A1; US6842516B1; WO2000004698A1; JP2010045804A; DE69933221D1; CN100531274C; AU5409299A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein digitales adaptives Filter und eine Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos (Acoustic Echo Canceller), in der ein solches verwendet wird.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein digitales adaptives Filter, in dem der Adaptationsprozess auf der Basis des normalisierten Algorithmus mit kleinstem mittlerem quadratischem Fehler (Normalized Least Mean Square Error, NLMS) eines Fehlersignals ausgeführt wird.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Die wachsende Nachfrage nach Kommunikationssystemen, insbesondere vom Freisprechtyp, hat zu erhöhten Anstrengungen bei der Entwicklung von Vorrichtungen zum Ausgleichen eines akustischen Echos geführt. Solche Vorrichtungen zum Ausgleichen eines akustischen Echos erfordern effiziente Filterverfahren mit geringem Rechenaufwand und geringer Verzögerung.
Wie allgemein bekannt ist, lenkt die Verwendung z.B. eines Handapparates (Hörers) in einem Fahrzeug während der Fahrt die Aufmerksamkeit des Fahrers erheblich ab und erhöht die Gefahr von Unfällen. Hier ermöglicht eine Freisprechanlage dem Fahrer, sich mehr auf den Verkehr zu konzentrieren, und erhöht die Sicherheit. Ein Grund dafür, dass Freisprechanlagen nicht weit verbreitet sind, hängt mit der schlechten Qualität der verfügbaren Anlagen zusammen. Ein weiterer Grund ist, dass die verfügbaren Freisprechanlagen gewöhnlich auf einer Basis des Umschaltens arbeiten, weshalb sie eine hohe Sprechdisziplin von beiden Teilnehmern erfordern, da nur eine Halbduplex-Kommunikation möglich ist.
Ein Schritt in Richtung einer Vollduplex-Kommunikation kann durch eine Löschung des akustischen Echos vollzogen werden, bei der das Echo nicht unterdrückt, sondern kompensiert (ausgeglichen) wird, wie es z.B. in "On the Implementation of a Partitioned Block Frequency Domain Adaptive Filter (PBFDAF) for Long Acoustic Echo Cancellation", Jose M.P. Borrallo, Mariano G. Otero, Signal Processing 27 (1992), S. 309-315, beschrieben ist.
Ein EP 0 661 832 A2 werden ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Identifizieren eines Systems mit einem adaptiven Filter beschrieben. Das adaptive Filter verarbeitet ein Referenz-Eingangssignal, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Ein Subtrahierer subtrahiert das Ausgangssignal des adaptiven Filters von einem beobachteten Signal, und eine Leistungsschätzungs-Schaltung schätzt die Leistung des Referenz-Eingangssignals. Eine Schrittweitenbestimmungs-Schaltung bestimmt auf der Basis der geschätzten Leistung des Referenz-Eingangssignals eine Schrittweite.
In US-A-5,734,715 werden ein Prozess und eine Einrichtung zur adaptiven Identifikation und adaptiven Echolöschung unter Verwendung einer Schrittweite, die automatisch an Rauschbedingungen, denen ein System ausgesetzt ist, angepaßt wird, beschrieben.
1 zeigt die zugehörigen Grundlagen der Echolöschung. Insbesondere zeigt 1 einen Lautsprecher 200 und ein Mikrofon 202 z.B. eines Freisprech-Kommunikationsgerätes oder eines Telekonferenzsystems. Ferner ist ein Echoausbreitungspfad 206 als gestrichelte Linie zwischen dem Lautsprecher 200 und dem Mikrofon 202 dargestellt. Gewöhnlich empfängt ein Sprecher am nahen Ende des Kommunikationsgerätes akustische Informationen über den Lautsprecher 200 und sendet über das Mikrofon 202 Informationen an einen Sprecher am fernen Ende. Jedoch bewirkt die Rückkopplungsübertragung von Schallwellen, die von dem Lautsprecher 200 ausgesendet werden, dass Echos zurück zum Sprecher am fernen Ende übertragen werden.
Wie in 1 dargestellt, kann, um diesen Nachteil zu überwinden, ein adaptives Filter 208 verwendet werden, um ein künstliches Echo zur Gegenphasen-Kompensation mit dem realen Echo zu erzeugen. Anders ausgedrückt, das adaptive Filter 208 ist ein Modell des Echopfades 206 und muss sich an sich verändernde reale Umgebungen anpassen, die z.B. auf eine Bewegung des Sprechers am nahen Ende oder eine Veränderung der Umgebung, in der das Freisprech-Kommunikationsgerät installiert ist, zurückzuführen sind.
Wie ebenfalls in 1 dargestellt ist, ist, um die Gegenphasen-Kompensation durchzuführen, ein Summationspunkt 210 vorgesehen, wo das reale Echo und das künstliche Echo subtrahiert werden. Jedoch wird das adaptive Filter 208 gewöhnlich nicht eine vollständige Modellierung der realen Umgebung erreichen; nach der Summation wird ein Fehlersignal verbleiben, welches dann zurück zu dem Sprecher am fernen Ende übertragen werden kann.
Das adaptive Filter 208 kann als ein adaptives Filter im Zeitbereich oder im Frequenzbereich implementiert sein. Ferner muss das Filter adaptiv sein, um sich an unterschiedliche Raumumgebungen und an die Bewegungen des Sprechers am nahen Ende anzupassen. Der Prozess der Anpassung der Filterkoeffizienten wird Konvergenz genannt, und die Konvergenzgeschwindigkeit definiert zu einem großen Teil die Leistungsfähigkeit der Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos.
Die Anpassung der Filterkoeffizienten stützt sich auf das Eingangssignal des adaptiven Filters, eine Schätzung der Leistung dieses Eingangssignals und schließlich auf das Fehlersignal zwischen dem in dem adaptiven Filter gefilterten Eingangssignal und dem über das Mikrofon 202, d.h. den Pfad 206 empfangenen Signal, das durch das adaptive Filter modelliert wurde.
2 zeigt ein Signalflussdiagramm für die Schätzung der Leistung des Eingangssignals. Hier wird die Momentanleistung des Eingangssignals abgeleitet und danach in einem ersten Multiplizierglied 214 mit einem Faktor β gewichtet. Um außerdem einen Korrekturschritt auszuführen, wird der geschätzte Leistungspegel durch ein zweites Multiplizierglied 216 um einen Faktor (1-β) korrigiert, in einem Verzögerungsglied 218 verzögert und schließlich mittels eines Addierers 220 zu der Momentanleistung addiert, wie in 2 dargestellt.
Die in 2 dargestellte Vorgehensweise zur Schätzung des Leistungspegels berücksichtigt jedoch keinerlei Informationen über das Eingangssignal, sondern verwendet nur vordefinierte Faktoren, unabhängig von den Signalcharakteristiken. Ferner haben eventuelle vorherrschende Umgebungsbedingungen, wie z.B. Umgebungsrauschen, keinen Einfluss auf die Schätzung des Leistungspegels. Daher erzielt die übliche Vorgehensweise, die in 2 dargestellt ist, nur ein begrenztes Konvergenzverhalten des adaptiven Filters, mit den damit verbundenen negativen Auswirkungen auf die Kommunikationsqualität.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
In Anbetracht des Obigen ist es die Aufgabe der Erfindung, ein digitales adaptives Filter mit erhöhter Konvergenzgeschwindigkeit auch bei einem Hintergrundgeräusch bereitzustellen.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe mit einem digitalen adaptiven Filter gelöst, das die Merkmale von Anspruch 1 aufweist.
Hierbei ermöglicht die Wahl von zwei verschiedenen Glättungsfaktoren eine schnellere Konvergenz im Vergleich zu einer Lösung, bei der ein gemeinsamer Faktor verwendet wird. Außerdem wird eine Schrittweite, die im Falle eines schnellen Anstiegs der Eingangsleistung zu groß ist, verhindert, um jedwede Instabilität zu vermeiden.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führt das Eingangssignalleistungs-Schätzmittel das rekursive Glätten der geschätzten Eingangsleistung mit unterschiedlichen Gewichtungsfaktor für einen ansteigenden bzw. einen abfallenden Leistungspegel des Eingangssignals durch.
Daher ist es möglich zu berücksichtigen, dass gewöhnlich zu Beginn der Leistungspegel eines Eingangssignals sehr scharf startet und ansteigt und danach während eines wesentlich längeren Zeitabschnitts zu einem Nullpegel zurückkehrt. Durch Verwendung eines spezifischen Gewichtungsfaktors für einen starken Anstieg und einen langsamen Abfall des Leistungspegels ist es möglich, ein insgesamt wesentlich verbessertes Konvergenzverhalten zu erzielen.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führt das digitale adaptive Filter die Schätzung des Eingangssignal-Leistungspegels im Frequenzbereich durch und berechnet eine Schrittweite für wenigstens ein Frequenzband individuell in Abhängigkeit vom Hintergrundgeräuschpegel des Frequenzbandes.
Diese Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ermöglicht es, insbesondere das Hintergrundgeräusch innerhalb eines flachen Spektrums zu berücksichtigen, oder, anders ausgedrückt, dass das Hintergrundgeräusch nicht gleichverteilt über den Frequenzbereich ist. Durch spezifische Schrittweitenberechnungen für die einzelnen Frequenzbänder ist es möglich, eine optimale Konvergenz zu erzielen, die an die vorliegende Situation angepasst ist, und damit eine insgesamt höhere Leistungsfähigkeit einer Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos, die ein solches digitales adaptives Filter verwendet.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch ein adaptives Teilbandfilter gelöst, welches die Merkmale von Anspruch 11 aufweist.
Zusätzlich zu den oben skizzierten Vorteilen ermöglicht die Bereitstellung eines adaptiven Teilbandfilters eine flexible Skalierung zwischen dem Zeitbereich und dem Frequenzbereich. Je mehr Frequenzbänder berücksichtigt werden, desto besser ist das Konvergenzverhalten im Falle einer frequenzselektiven Störung. Ferner, je geringer die Störung in einem spezifischen Frequenzband ist, desto größer kann die Schrittweite für den Prozess der Filterkoeffizienten-Aktualisierung des zugehörigen Teilbandfilters sein, um eine schnelle Konvergenz zu erzielen.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos für ein Kommunikationsgerät bereitgestellt, welche die Merkmale von Anspruch 13 aufweist.
Daher wird das digitale adaptive Filter gemäß der vorliegenden Erfindung in einer Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos verwendet, insbesondere in einem Freisprech-Kommunikationsgerät. Durch die verbesserte Leistungsfähigkeit des erfindungsgemäßen adaptiven Filters werden die künstlichen Echos mit einer verbesserten Übereinstimmung mit den realen Echos hergestellt, die über den Echoausbreitungspfad zwischen z.B. einem Lautsprecher und einem Mikrofon des Freisprech-Kommunikationsgerätes erzeugt werden.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst die Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos ein Schätzmittel zum Bestimmen einer linearen Hülle der Eingangssignalenergie und ein Hintergrundgeräusch-Schätzmittel. Somit können die Eingangssignalenergie und das Hintergrundgeräusch einem Aktivitätsentscheidungsmittel zur Verfügung gestellt werden, welches zwischen verschiedenen Betriebszuständen unterscheidet, die von der Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos zu handhaben sind. Auf der Basis des geschätzten Eingangssignal-Energiepegels und Hintergrundgeräuschpegels ist es möglich, eine Unterbrechung auf dem Hintergrundgeräusch zu markieren und den Komfort durch die Anwendung der Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos zu erhöhen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung kann anhand der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen erreicht werden, wobei:
1 die Basisstruktur zeigt, die der adaptiven Filterung zum Löschen von Echos, die zwischen einem Lautsprecher und einem Mikrofon z.B. in einem Freisprech-Kommunikationsgerät übertragen werden, zugrunde liegt;
2 ein Signalflussdiagramm für die Schätzung eines Leistungspegels eines Eingangssignals des in 1 dargestellten Schaltungsaufbaus zeigt;
3 das Basiskonzept zeigt, das der Bestimmung des Gewichtungsfaktors für die Leistungspegelschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt;
4 das Prinzipschaltbild einer Leistungspegel-Schätzeinheit mit selektiver Bestimmung des Gewichtungsfaktors gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 eine Zeitbereich-Implementierung eines digitalen adaptiven Filters zeigt, welches die asymmetrische Leistungspegelschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;
6 die Implementierung des adaptiven Filters vom Teilband-Typ zeigt, welches die asymmetrische Leistungspegelschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;
7 die grundlegende Vorgehensweise zeigt, welche der adaptiven Filterung im Frequenzbereich zugrunde liegt;
8 ein Prinzipschaltbild für eine Frequenzbereich-Implementierung des digitalen adaptiven Filters zeigt, welches die asymmetrische Leistungspegelschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;
9 ein Signalflussdiagramm für die asymmetrische Leistungspegelschätzung im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 eine Frequenzbereich-Realisierung mit Unterteilung in Blöcke des digitalen adaptiven Filters zeigt, welches die asymmetrische Leistungspegelschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;
11 ein Blockschaltbild der Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt; und
12 ein Blockschaltbild der in 11 dargestellten Kommunikationsüberwachungseinheit zeigt.
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
3 veranschaulicht das Grundkonzept, das den verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, d.h. die asymmetrische Schätzung von z.B. einem Eingangssignal-Leistungspegel. In 3 sind nur ein Lautsprecher 10 und ein Mikrofon 12 dargestellt, die z.B. in einem Freisprech-Kommunikationsgerät mit Duplex-Kommunikation verwendet werden.
3 zeigt das Übertragungsverhalten entlang eines Pfades zwischen dem Lautsprecher 10 und dem Mirofon 12. Falls der Lautsprecher ein Signal von kurzer Dauer 14 bei der Ausbreitung entlang des Echopfades 16 ausgibt, ist das zugehörige Signal, das von dem Mikrofon 12 empfangen wird, ein Echosignal mit einer wesentlich längeren Dauer. Dasselbe gilt für die Einhüllende 20 des Lautsprecher-Ausgangssignals 14 und die Einhüllende 22 des Echosignals 18.
Wie in 3 dargestellt, weist gewöhnlich die Einhüllende 20 des Lautsprechersignals 14 ungefähr dieselbe Zeitdauer für das Ansteigen und das Abfallen des Leistungspegels desselben auf. Dagegen ist für das Echosignal 18 anzumerken, dass zunächst der Leistungspegel am Anfang desselben stark ansteigt und danach die Tendenz aufweist, über einen im Vergleich zu der Einhüllenden 20 des Lautsprecher-Ausgangssignals wesentlich längeren Zeitraum abzuklingen. Anders ausgedrückt, beim Schätzen des Leistungspegels eines Echosignals in Abhängigkeit vom Lautsprecher-Ausgangssignal sollte berücksichtigt werden, dass das Ansteigen des Leistungspegels wesentlich schneller erfolgt als das Abfallen desselben. Dies führt zu einer erhöhten Genauigkeit für die Leistungspegelschätzung und demzufolge zu einem verbesserten Konvergenzverhalten.
Daher wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine rekursive Vorgehensweise zur Schätzung eines Leistungspegels angewendet, gemäß PI|t = β·Pin|t + (1 – β)·PI|t-1 mit einer unterschiedlichen Gewichtung
Die geschätzte Leistung PI|_t zum Zeitpunkt t wird somit aus der Momentanleistung Pin|_t zum Zeitpunkt t und aus der geschätzten Leistung PI|_t-1 zum Zeitpunkt t-1 berechnet. Ferner wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, dass ein größerer Gewichtungsfaktor β_aufwärts im Falle eines ansteigenden Eingangsleistungspegels verwendet wird und ein kleinerer Gewichtungsfaktor β_abwärts im Falle eines abfallenden Eingangsleistungspegels verwendet wird. Anders ausgedrückt, gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Schätzung des Eingangssignal-Leistungspegels auf eine asymmetrische Weise durchgeführt.
Im Folgenden wird gezeigt, dass dieses Konzept entweder im Zeitbereich oder im Frequenzbereich angewendet werden kann. Im zweiten Falle ist es außerdem möglich, die verschiedenen Filterkoeffizienten auf eine frequenzbandselektive Weise zu aktualisieren, um ein noch besseres Konvergenzverhalten durch Berücksichtigung des Hintergrundgeräusches zu erreichen.
Gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das adaptive digitale Filter im Zeitbereich implementiert. Daher ist die Schätzung des Eingangsleistungspegels implementiert gemäß PX|n = β·x(n)·x(n) + (1 – β)·PX|n-1
Wie aus der obigen Formel ersichtlich ist, wird der Leistungspegel des Eingangssignals zu einem neuen Zeitpunkt n ausgehend von der Momentanleistung des Eingangssignals x(n)·x(n) und dem Leistungspegel, der für einen vorhergehenden Zeitpunkt n-1 geschätzt wurde, bestimmt.
4 zeigt einen Schaltplan für die Zeitbereichs-Implementierung für die Schätzung des Eingangssignal-Leistungspegels.
Hierbei wird ein erstes Multiplizierglied 24 verwendet, um die Momentanleistung x²(n) des Eingangssignals abzuleiten. Diese Momentanleistung wird dann in einem zweiten Multiplizierglied 26 für einen ansteigenden bzw. abfallenden Eingangsleistungspegel selektiv mit β_aufwärts bzw. β_abwärts multipliziert. Danach wird der Leistungspegel PX für den vorhergehenden Zeitpunkt n-1, nachdem er in einem dritten Multiplizierglied 28 mit 1-β_aufwärts bzw. 1-β_abwärts im Falle eines ansteigenden bzw. abfallenden Leistungspegels multipliziert wurde, zum Ausgang des zweiten Multipliziergliedes 26 addiert. Dies ermöglicht es, den neuen Wert des geschätzten Leistungspegels abzuleiten.
Wie in 4 ebenfalls dargestellt ist, wird jeder geschätzte Leistungspegelwert in einem Komparator mit der Momentanleistung oder dem Ausgang des ersten Multipliziergliedes 24 verglichen, um selektiv Schalter 34 und 36 für die korrekten Faktoren β_aufwärts, β_abwärts, 1-β_aufwärts bzw. 1-β_abwärts zu betätigen. Insbesondere zeigt im Falle x² > PX der Komparator 32 einen ansteigenden Leistungspegel an, wohingegen im Falle x² ≤ PX der Komparator 32 einen abfallenden Leistungspegel anzeigt.
Daher ermöglicht der Zeitbereichs-Ansatz eine direkte Implementierung der Leistungspegelschätzung und ist daher eine sehr effiziente Lösung für kleine Filterlängen. Ein solches Beispiel eines adaptiven digitalen Filters, welches die in 4 dargestellte Schaltung zur asymmetrischen Leistungspegelschätzung verwendet, ist in 5 dargestellt.
Wie in 5 dargestellt, wird ein Eingangssignal x(n) von einem Lautsprecher 10 ausgegeben, entlang eines Echopfades 16 übertragen und danach über ein Mikrofon 12 aufgenommen. Ferner ist, wie oben erläutert wurde, ein adaptives digitales Filter im Zeitbereich 38 vorgesehen, um den Echoausbreitungspfad 16 für die Erzeugung eines künstlichen Echos für eine Gegenphasen-Kompensation zu modellieren. Daher wird der Ausgang ŷ(n) dieses adaptiven digitalen Filters im Zeitbereich in einem Summationspunkt 40 zum Ausgang y(n) des Mikrofons 12 addiert. Da die Synthese des künstlichen Echos nur eine Approximation an das reale Echo ist, wird nach dem Summationspunkt 40 ein Fehlersignal e(n) = y(n) – ŷ(n) verbleiben. Ein weiterer Grund hierfür ist, dass gewöhnlich ein Rauschsignal n zusätzlich über das Mikrofon 12 aufgenommen werden kann.
Wie in 5 dargestellt, ist nicht nur das Eingangssignal x(n), sondern auch das Fehlersignal e(n) = y(n) – ŷ(n) ein Eingangssignal für das digitale adaptive Filter im Zeitbereich. Außerdem ist dieses Filter in die üblichen Verzögerungseinheiten 42-1, ..., 42-L, Koeffizienteneinheiten 44-0, 44-1, ..., 44-L und eine Summationseinheit 46 zum Addieren der Ausgänge der Multiplikationseinheiten 44-0, 44-1, ..., 44-L unterteilt. Um diese Koeffizienten c_0,n, ..., c_L,n flexibel an die Ausbreitungsbedingungen zwischen dem Lautsprecher 10 und dem Mikrofon 12 anzupassen, ist außerdem eine Adaptationseinheit 48 mit einer Leistungsschätzeinheit 50 und einer Koeffizientenaktualisierungseinheit 52 vorgesehen.
Wie in 5 dargestellt, empfängt die Leistungsschätzeinheit 50 das Eingangsignal des Lautsprechers 10 als Eingangssignal und leitet daraus unter Anwendung der Vorgehensweise und des Schaltungsaufbaus, die in 4 dargestellt sind, einen geschätzten Leistungspegel ab. Unter Verwendung des geschätzten Leistungspegels PX|_n oder äquivalent, ||x|| wird die Aktualisierung der Filterkoeffizienten c _n = [c_0,n, ..., c_L,n]^T durchgeführt gemäß
mit x = [x(n), x(n-1), ..., x(n-L)]^T. Hierbei erfordert die Koeffizientenaktualisierungseinheit 52 die Schätzung des Eingangssignal-Leistungspegels, welche durch einen asymmetrischen Glättungsprozess implementiert ist, wobei das rekursive Glätten mit unterschiedlichen Faktoren β_aufwärts und β_abwärts für einen ansteigenden bzw. einen abfallenden Eingangsleistungspegel durchgeführt wird, entsprechend der oben erläuterten rekursiven Gleichung für den Zeitbereich.
Daher ermöglicht die Implementierung des adaptiven digitalen Filters im Zeitbereich eine Konvergenz des adaptiven Filters, welche unabhängig vom Leistungspegel des Eingangssignals ist, entsprechend dem normalisierten Algorithmus mit kleinstem mittlerem quadratischem Fehler. Ferner ist die Schrittweite μ der Freiheitsgrad, der das Konvergenzverhalten des digitalen adaptiven Filters im Zeitbereich bestimmt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglichen unterschiedliche Faktoren β, eine im Falle eines schnellen Anstiegs der Eingangsleistung zu große Schrittweite zu vermeiden, welche letzten Endes eine Instabilität verursachen würde. Daher wird insgesamt eine schnellere Konvergenz erzielt, verglichen mit der Lösung, bei der nur ein einziger Faktor verwendet wird. Dies führt zu einer höheren Leistungsfähigkeit des adaptiven Filters im Zeitbereich und daher zu einer besseren Qualität von Geräten, welche dieses adaptive Filter im Zeitbereich verwenden.
Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft ein adaptives digitales Teilbandfilter, wie in 6 dargestellt. Hierbei ist eine Analysefilterbank 54 vorgesehen, um ein Eingangssignal x des Lautsprechers 10 in mindestens zwei Frequenzbänder zu filtern. Außerdem filtert eine zweite Analysefilterbank 56 den Ausgang des Mikrofons 12 ebenfalls in mindestens zwei Frequenzbänder, entsprechend den Frequenzbändern, die durch die erste Analysefilterbank 54 zur Verfügung gestellt werden.
Wie in 6 dargestellt, ist für jedes Frequenzband, das durch die erste und zweite Analysefilterbank 54 bzw. 56 zur Verfügung gestellt wird, ein Teilbandfilter 58-1, ..., 58-n vorgesehen, um das Übertragungsverhalten entlang des Echoausbreitungspfades 16 in diesem Frequenzband zu modellieren. Das Ausgangssignal jedes Teilbandfilters 58-1, ..., 58-n kann danach mit dem zugehörigen Ausgangssignal der zweiten Analysefilterbank 56 kombiniert werden, um für jedes Frequenzband ein Fehlersignal abzuleiten, welches anschließend verwendet werden kann, um eine Feinabstimmung des zugehörigen Teilbandfilters 58-1, ..., 58-n vorzunehmen. Um die Fehlersignale abzuleiten, sind zugehörige Addierer 60-1, ..., 60-n vorgesehen, deren Ausgänge in eine Synthesefilterbank 62 eingespeist werden, welche ein Ausgangsignal im Zeitbereich für die Teilband-Ausgangssignale erzeugt.
Der Vorteil dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, dass sie es ermöglicht, eine Skalierbarkeit für die Filterung in verschiedenen Frequenzbändern zu errei chen. Außerdem ist das adaptive Teilbandfilter gut geeignet, um frequenzselektive Störungssignale auf dem Echoausbreitungspfad herauszufiltern, da diese Störungssignale durch die einzelnen Teilbandfilter spezifisch kompensiert werden können. Weiterhin kann für jedes Teilband eine jeweilige Schrittweite für die Aktualisierung der Filterkoeffizienten gewählt werden.
Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft einen Frequenzbereichs-Ansatz, welcher eine Transformation in den Frequenzbereich erfordert und daher einen zusätzlichen Aufwand hinzufügt, welcher sich nur in dem Falle auszahlt, wenn die Filterlänge einen gewissen Längenschwellwert überschreitet. Für sehr große Filterlängen ist der Frequenzbereich-Ansatz dem Zeitbereich-Ansatz überlegen, was die Komplexität der Verarbeitung anbelangt.
Ferner muss in dem Falle, wenn das Frequenzbereich-Filterverfahren auf einer Blockbasis ausgeführt wird, eine Reihe von Eingangs-Samples gesammelt werden, bevor die Blockverarbeitung durchgeführt werden kann. Dies erzeugt eine inhärente Verzögerung, welche von der Transformationslänge abhängig ist und bei der Ausführungsform berücksichtigt werden muss, die im Folgenden beschrieben werden soll.
Wie in 7 dargestellt, wird das Eingangssignals in Segmente von z.B. gleicher Länge zerlegt, welche nacheinander mit der Impulsantwort gefaltet werden, oder, was äquivalent dazu ist, die schnelle Fouriertransformation X(k) des Eingangssignals x(n) wird mit der Übertragungsfunktion H(k) der Impulsantwort h(n) multipliziert. Danach wird nach der inversen schnellen Fouriertransformation ein letzter Block des Ergebnisses als Ausgangssignal gespeichert.
8 zeigt, wie das in 7 dargestellte adaptive Filter im Frequenzbereich zur Echokompensation verwendet werden kann.
Hierbei ist das Eingangssignal x(n) das Signal auf der Leitung RCV-IN, das dem Lautsprecher 10 zugeführt wird. Innerhalb des adaptiven Filters wird dieses Signal durch eine Eingangssignal-Segmentierungseinheit 64 zerlegt. Diese Eingangssignal-Segmentierungseinheit 64 ist mit einer FFT-Transformationseinheit (Schnelle-Fouriertransformations-Einheit) 66 verbunden. Mit dem Ausgang dieser FFT-Transformationseinheit 66 verbunden ist eine Einheit 68 zur Bildung der konjugiert Komplexen X*(k) der Frequenzbereichdarstellung X(k) des Eingangssignals x(n).
Wie in 8 ebenfalls dargestellt ist, wird ein Fehlersignal e(n) als zweites Eingangssignal über eine zweite Eingangssignal-Segmentierungseinheit 70 dem adaptiven Filter zugeführt. Der Ausgang dieser zweiten Eingangssignal-Segmentierungseinheit 70 ist mit einer zweiten FFT-Transformationseinheit 72 verbunden. Die Frequenzbereichdarstellung E(n) des Fehlersignals e(n) und die konjugiert Komplexe X*(k) der Frequenzbereichdarstellung des Eingangssignals werden anschließend in einer ersten Multiplikationseinheit 74 multipliziert.
Wie in 8 ebenfalls dargestellt ist, ist der Ausgang dieser ersten Multiplikationseinheit 74 mit dem Eingang einer Gradientenrandbedingungseinheit 76 verbunden, welche ihrerseits mit der Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 78 verbunden ist. Am Ausgang der Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 78 werden die entsprechenden Filterkoeffizienten mit der Frequenzbereichdarstellung des Eingangssignals X(k) multipliziert, um die Frequenzbereichdarstellung des Filterausgangssignals Y(k) zu bestimmen, welche in einer ersten Rücktransformationseinheit 80 einer inversen FFT-Transformation unterzogen wird. Schließlich wird der letzte Block der Zeitbereichdarstellung des Ausgangssignals des adaptiven Filters in einer Speichereinheit 82 gespeichert, die das Ausgangssignal liefert.
Gemäß der Erfindung ist die Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 78 von besonderer Bedeutung, da sie das adaptive Filter im Frequenzbereich vervollständigt. Insbesondere ist der in 8 dargestellte Aufbau vom Randbedingungs-Typ, da der Änderungsgradient während der Anpassung von Frequenzbereich-Filterkoeffizienten durch die Gradientenrandbedingungseinheit 76 begrenzt wird. Obwohl ein keine Randbedingungen enthaltender Aufbau zur Folge hätte, dass zwei FFT-Transformationen eingespart werden, ist die Konvergenz des erfindungsgemäßen adaptiven Filters im Frequenzbereich infolge einer verbesserten Anpassung besser.
9 zeigt ein detaillierteres Blockschaltbild für die Leistungsschätzung im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung. Die in 9 dargestellte Aufbau implementiert die Gleichung
und umfasst eine zweite Einheit zur Bildung der konjugiert Komplexen 84 und eine Verzögerungseinheit 86, um die rekursive Schätzung des Leistungspegels zu erreichen. Wie oben dargelegt wurde, werden zwei asymmetrische Glättungsfaktoren β bzw. 1-β Multiplikationseinheiten 88 bzw. 90 zugeführt. Danach werden beide Multiplikationsergebnisse in einem Addierer 92 addiert, um die geschätzte Leistung des Eingangssignals zu berechnen.
Der Prozess der Aktualisierung der Filterkoeffizienten für das adaptive Filter im Frequenzbereich unter Verwendung dieses geschätzten Eingangssignal-Leistungspegels wird in der Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 78 ausgeführt gemäß
Hierbei werden die neuen Koeffizienten H(k)|_t+1 aus den alten Koeffizienten H(k)|_t abgeleitet, indem ein gewisses Inkrement addiert wird, welches gemäß der Erfindung definiert ist durch:

μ(k): individuelle Schrittweite für jedes Frequenzband
E(k): Fehlersignal (Restsignal nach Summationspunkt)
X*(k): die konjugiert Komplexe des transformierten Lautsprechersignals
PX(k): geschätzte Leistung des transformierten Lautsprechersignals
G(k): Gradientenrandbedingungsoperation aufgrund zyklischer FFT-Merkmale

Daher wird gemäß der vorliegenden Erfindung die Schrittweite μ(k) einzeln für jedes Frequenzband berechnet und hängt von dem Hintergrundgeräuschpegel in dem jeweiligen Frequenzband ab. Gewöhnlich wird die Schrittweite um so größer sein, je geringer das Hintergrundgeräusch ist. Daher ermöglicht die vorliegende Erfindung, da das Hintergrundgeräusch z.B. im Inneren eines Fahrzeugs kein flaches Spektrum aufweist, eine optimale Konvergenz, die an die jeweilige Situation angepasst ist. Schließlich kann die Konvergenzgeschwindigkeit individuell an die Frequenzcharakteristiken des Hintergrundgeräusches angepasst werden, was ein besseres Verhalten des adaptiven Filters und folglich eine höhere Leistungsqualität des Gerätes zur Folge hat, in dem das adaptive Filter im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird, z.B. in einer Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos oder eines Telekonferenz-Kommunikationsgerätes.
Eine weitere Auswirkung der bandspezifischen Normalisierung ist der äquivalente Effekt einer Dekorrelation des Eingangssignals. Daher kann die Konvergenz für gefärbte Signale wie Sprache verbessert werden, "A Globally Optimised Frequency Domain Acoustic Echo Canceller for Adverse Environment Applications", J. Boudy, F. Chapman, P. Lockwood, 4th. International Workshop on Acoustic Echo and Noise Control, 21.-23. Juni 1995, Roros, Norwegen, S. 95-98.
Ferner ist für den in 8 dargestellten Aufbau die Blocklänge nicht auf eine Potenz von 2 beschränkt. Vielmehr können bei dem in 8 dargestellten Aufbau eine Eingangslänge K und eine FFT-Länge N auch so gewählt werden, dass sie die folgende Bedingung erfüllen N ≥ 2K.
Folglich ermöglicht diese Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen erweiterten Bereich möglicher Anwendungen. Ein Beispiel ist GSM, wo der Sprachcodierer auf einer Basis von 20 Millisekunden oder, was äquivalent ist, von 160 Samples arbeitet. Dieser Wert ist keine Potenz von 2.
Ferner funktioniert bei dem in 8 dargestellten adaptiven Filter im Frequenzbereich das Filterverfahren auf einer Blockbasis, und es muss eine Reihe von Eingangs-Samples gesammelt werden, bis die Blockverarbeitung ausgeführt werden kann. Dies erzeugt eine inhärente Verzögerung, welche von der FFT-Länge abhängig ist und bei einer Echtzeitanwendung berücksichtigt werden muss. Um diesen Nachteil zu überwinden', kann eine umfangreiche FFT-Transformation in kleinere Teile aufgespalten werden, d.h. sie kann unterteilt (partitioniert) werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung führt dies zu einem adaptiven Filter im Frequenzbereich mit Unterteilung in Blöcke, das im Folgenden erläutert werden soll.
10. zeigt ein solches adaptives Filter im Frequenzbereich mit Unterteilung in Blöcke gemäß der vorliegenden Erfindung. Wie in 10 dargestellt, werden bei dieser Ausführungsform des adaptiven Filters im Frequenzbereich vier Partitionen n = 0, ..., 3 verwendet. Die Verwendung von vier Partitionen hat eine FFT-Länge zur Folge, welche 1/4 der ursprünglichen Länge beträgt. Daher wird auch die Verzögerung auf 1/4 verringert. Jedoch wird gemäß dieser Ausführungsform der Rechenaufwand leicht erhöht, und der Dekorrelationseffekt für das Eingangssignal x(n) wird infolge der kürzeren FFT-Länge verringert.
Wie in 10 dargestellt, sind bei dem adaptiven Filter im Frequenzbereich mit Unterteilung in Blöcke die Einheit zur Bildung der konjugiert Komplexen 68, die Gradientenrandbedingungseinheit 76 und die Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 78 jeweils einmal in jedem einzelnen Block des adaptiven Filters im Frequenzbereich vorhanden. Insbesondere sind die verschiedenen Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheiten des adaptiven Filters im Frequenzbereich mit Unterteilung in Blöcke mit den Bezugszeichen A₀, A₁, A₂ bzw. A₃ bezeichnet. Um die Unterteilung in Blöcke zu erzielen, ist es außerdem notwendig, zusätzliche Verzögerungseinheiten 94, 96 bzw. 98 vorzusehen. Schließlich werden die Ausgänge der einzelnen Partitionsblöcke in dem adaptiven Filter im Frequenzbereich in einer Vektor-Addiereinheit 100 addiert, deren Ausgang der ersten inversen FFT-Einheit 80 zugeführt wird, die bereits in 8 dargestellt wurde.
Bei der Betrachtung der Funktionsweise des in 10 dargestellten Aufbaus ist anzumerken, dass die FFT-Länge z.B. mit 128 gewählt ist, was eine Echopfadlänge von 32 Millisekunden zur Folge hat, d.h. 256 Taps (Anzapfstellen) bei einer Abtastfrequenz von 8 kHz. Der erste Block H₀ enthält die ersten 64 Taps, der zweite Block H₁ enthält die nächsten 64 Taps und so weiter. Dasselbe gilt für die Eingangsvektor-Blöcke X₀-X₃. Die Verzögerungseinheiten 94-98 symbolisieren jeweils eine Verzögerung um einen Block. Ein Unterteilungsfaktor von 4 weist eine inhärente Verzögerung von 8 ms plus eine gewisse Verarbeitungsverzögerung auf.
Die Aktualisierung der Filterkoeffizienten erfolgt ähnlich der Aktualisierung, die beim NLMS-Algorithmus im Zeitbereich durchgeführt wird, d.h. das Fehlersignal wird mittels der Eingangsleistung normalisiert, und die neuen Koeffizienten werden aus den alten abgeleitet, indem eine gewisse Schrittweite addiert wird, die vom Eingangsvektor abhängt. Der Unterschied zum NLMS-Algorithmus im Zeitbereich ist, dass die Normalisierung einzeln für jedes Frequenzband durchgeführt wird, und dass die Schrittweite μ für jedes Frequenzband separat gesteuert wird, um die Konvergenzeigenschaften zu optimieren, wie oben dargelegt wurde.
Die Schätzung der Eingangsleistung beruht auf der Leistung der Block-Eingangssignale X₀-X₃ und auf der alten geschätzten Eingangsleistung. Gemäß der Erfindung wird eine rekursive Glättung mit verschiedenen, asymmetrischen Glättungsfaktoren für ansteigende und abfallende Leistung durchgeführt. Es werden zwei unterschiedliche Glättungsfaktoren verwendet, um eine zu große Schrittweite im Falle eines schnellen Anstiegs der Eingangsleistung zu vermeiden, welche eine Instabilität verursachen würde. Die Eingangsleistung wird für jedes Frequenzband geschätzt. Die Eingangsleistung wird mit PX bezeichnet.
Wie bei den Ausführungsformen gemäß 8 bestimmt auch für das adaptive Filter im Frequenzbereich mit Unterteilung in Blöcke gemäß der vorliegenden Erfindung die Schrittweite μ die Stabilität, die Konvergenzgeschwindigkeit und den letztendlichen Fehleinstellungs-Fehler. Eine große Schrittweite hat eine schnelle Konvergenz zur Folge jedoch auch ein Hohes Gradientenrauschen, und umgekehrt. Bei Vorhandensein von zusätzlichen Geräuschen, z.B. Hintergrundgeräuschen in einem Auto, muss die Schrittweite verkleinert werden, um Instabilität zu vermeiden.
Während oben verschiedene Ausführungsformen eines adaptiven Filters im Frequenzbereich gemäß der Erfindung erläutert wurden, wird im Folgenden eine Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos (Acoustic Echo Canceller) beschrieben, in der ein solches adaptives Filter im Frequenzbereich verwendet wird. Eine typische Anwendung einer solchen Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos wäre ein Freisprech-Kommunikationsgerät, ein Telekonferenz-Kommunikationsgerät oder ein Multimedia-Terminal.
11 zeigt ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos gemäß der vorliegenden Erfindung. Hierbei erzeugt das adaptive Filter ein künstliches Echo, welches mit dem realen Echo identisch sein sollte, für die Gegenphasen-Kompensation. Aufgrund der begrenzten Leistungsfähigkeit des adaptiven Filters ist das Restecho e nach dem Summationspunkt noch wahrnehmbar, und es wird durch einen nichtlinearen Prozessor 102 beseitigt, z.B. einen Center Clipper (zentraler Abkapper). Der nichtlineare Prozessor 102 beseitigt jedoch nicht nur das Restecho, sondern auch das Hintergrundgeräusch des Sprechers am nahen Ende vor dem Mikrofon 12. Dies erzeugt für den Sprecher am fernen Ende ein Gefühl einer unterbrochenen Verbindung. Ein Ansatz zur Überwindung dieses Problems besteht darin, einen Komfort-Rauschgenerator 104 vorzusehen.
Wie in 11 dargestellt, wird die Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos von einer Kommunikationsüberwachungseinheit 106 gesteuert, die im Folgenden auch als Doppelsprech-Detektor bezeichnet wird. Dieser Doppelsprech-Detektor 106 unterscheidet zwischen den verschiedenen Zuständen der Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos und steuert den Adaptationsprozess für das adaptive Filter.
Bezüglich der Stabilität ist anzumerken, dass gewöhnlich, z.B. in einem Auto, eine recht große Lautstärke des Lautsprechersignals vorgesehen werden muss, um eine optimale Kommunikation zu garantieren. Dies hat ein System zur Folge, welches oberhalb der Stabilitätsgrenze arbeitet, was zu einem Heuleffekt führen kann, wenn das adaptive Filter keine ausreichende Dämpfung bewirken kann. Für hohe Lautsprecher-Lautstärken ist die Kombination von Sprachumschaltung und einer Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos eine erfolgreiche Lösung bei der praktischen Implementierung der Erfindung.
Wie oben bereits erwähnt wurde, kann der nichtlineare Prozessor 102 als ein Center Clipper mit einem adaptiven Schwellwert implementiert werden. Der Schwellwert wird höher gewählt als der erwartete Echopegel nach linearer Kompensation, um sämtliche Restechos zu unterdrücken. Dieser erwartete Echopegel ist der Pegel RCV-OUT, verringert um den Wert der Echodämpfung bzw. des Echounterdrückungsgewinns (Echo Return Loss Enhancement). Der nichtlineare Prozessor 102 ist nur im Fall einer Aktivität allein des Sprechers am fernen Ende aktiv. Er ist nicht aktiv, wenn der Sprecher am nahen Ende aktiv ist, um ein eventuelles Clipping zu vermeiden, und wenn niemand spricht, um das Hintergrundgeräusch zu übertragen.
Ferner führt der in 11 dargestellte Doppelsprech-Detektor 106 die Steuerung der kompletten Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos durch. Folglich steuert er das adaptive Filter, den nichtlinearen Prozessor 102 bzw. den Komfort-Rauschgenerator 104, wie in 11 dargestellt.
Wie in 12 dargestellt, umfasst der Doppelsprech-Detektor 106 eine Einheit 108, um die Energie des Eingangssignals zu schätzen, eine Einheit 110, um das Hintergrundgeräusch zu schätzen, und eine Einheit 112, um bezüglich der Aktivität des Sprechers am nahen Ende bzw. des Sprechers am fernen Ende zu entscheiden. Insbesondere unterscheidet der Doppelsprech-Detektor 106 zwischen vier Zuständen und führt in Abhängigkeit vom Zustand unterschiedliche Aufgaben aus:

• Ruhezustand: Niemand spricht
• Nahes Ende aktiv: Die Person vor dem Mikrofon spricht
• Fernes Ende aktiv: Es kommt ein Signal von der Seite des fernen Endes an
• Doppelsprechen: Es kommt ein Signal vom fernen Ende an, und der Sprecher am nahen Ende ist aktiv

Wie in 12 dargestellt, muss der Doppelsprech-Detektor 106 die Energie des Eingangssignals und das Hintergrundgeräusch schätzen, um eine sichere Zustandsentscheidung zu treffen. Nach dem Satz von Parseval kann die Energie im Zeitbereich ebenso wie im Frequenzbereich berechnet werden:
Im Frequenzbereich kann eine lineare Hülle "Env_lin" berechnet und rekursiv geglättet werden gemäß
Envlin|t = β·Plin + (1 – β)·Envlin|t-1
Wie ebenfalls in 12 dargestellt ist, umfasst der Doppelsprech-Detektor 106 eine Hintergrundgeräusch-Schätzeinheit 110. Diese dient dazu zu berücksichtigen, dass z.B. eine Anwendung im Auto einen hohen Hintergrundgeräuschpegel mit sich bringt. Dieses Geräusch stammt hauptsächlich von den Reifen und dem Wind und ist kurzzeitig stationär. Es ist erforderlich, zwischen Hintergrundgeräusch und Sprecher am nahe Ende zu unterscheiden, um eine sichere Zustandsentscheidung zu treffen.
Die Hintergrundgeräusch-Schätzeinheit 110 ist für das Nah-Ende-Signal und für das Fern-Ende-Signal aktiv. Auf der Seite des fernen Endes können Geräte angeschlossen sein, die sich schnell ändernde Hintergrundgeräuschpegel erzeugen. Außerdem beruht die Hintergrundgeräusch-Schätzeinheit 110 auf folgenden Annahmen:

• das Hintergrundgeräusch ist langfristig stationär;
• das Sprachsignal ist instationär; und
• der Hintergrundgeräuschpegel kann sich schnell ändern.

Auf der Basis des Eingangsenergiepegels und des geschätzten Hintergrundgeräuschpegels der Signale SND-IN und RCV-IN werden von der Aktivitätsentscheidungseinheit 112 des Doppelsprech-Detektors 106 erste Aktivitätsentscheidungen für die Eingänge SND-IN und RCV-IN getroffen. Hierbei wird, wenn der Eingangspegel den geschätzten Hintergrundgeräuschpegel um einen gewissen Schwellwert übersteigt, der Eingang als aktiv markiert, andernfalls als inaktiv. Folglich unterscheidet die Aktivitätsentscheidungseinheit 112 zwischen vier verschiedenen Zuständen:

• Ruhezustand
• Nahes Ende aktiv
• Fernes Ende aktiv
• Doppelsprechen.

Liste der Abkürzungen

AEC

Acoustic Echo Canceller (Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos)

BGN

Background Noise (Hintergrundgeräusch)

CNG

Comfort Noise Generator (Komfort-Rauschgenerator)

DTD

Double Talk Detektor (Doppelsprech-Detektor)

Fern-Ende-Signal

Signal, welches aus der Leitung kommt und zum Lautsprecher geht

FDAEC

Frequency Domain Acoustic Echo Canceller (Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos im Frequenzbereich)

FDAF

Frequency Domain Adaptive Filter (Adaptives Filter im Frequenzbereich)

FFT

Fast Fourier Transform (Schnelle Fourier-Transformation)

FIR

Finite Impulse Response (Endliche Impulsantwort)

G

Gradient Constraint (Gradientenrandbedingung)

IFFT

Inverse Fast Fourier Transform (Inverse schnelle Fourier-Transformation)

k

Index für Frequenzband

L

Filterlänge

N

Länge der FFT

Nah-Ende-Signal

Signal, das vom Mikrofon aufgenommen wurde und zur Leitung geht

NLMS

Normalized Least Mean Square Error (Normalisierter [Algorithmus] mit kleinstem mittlerem quadratischem Fehler)

NLP

Non Linear Processor (Nichtlinearer Prozessor)

PBFDAF

Partitioned Block Frequency Domain Adaptive Filter (Adaptives Filter im Frequenzbereich mit Unterteilung in Blöcke)

PX

Geschätzte Eingangsleistung des Lautsprechersignals

RCV

Receive (Empfangen)

RCV-IN

Receive Input (Eingang vom fernen Ende)

RCV-OUT

Receive Output (Ausgang zum Lautsprecher)

SND

Send (Senden)

SND-IN

Send Input (Eingang vom Mikrofon)

SND-OUT

Send Output (Ausgang zum fernen Ende)

TDAEC

Time Domain Acoustic Echo Canceller (Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos im Zeitbereich)

T_B

Signalverzögerung um einen Block

X(k)

Frequenzbereichdarstellung des Eingangssignals x(n)

X*(k)

Konjugiert komplexer Vektor von X

β

Glättungsfaktor

μ

Schrittweite

y(n)

Zeitbereich-Ausgangssignal des adaptiven Filters im Frequenzbereich

Claims

Digitales adaptives Filter umfassend: a) Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel (52; 78) zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit a1) einem Eingangssignal (x; X), a2) einer berechneten bzw. abgeschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals und a3) einem Fehlersignal zwischen dem in dem digitalen adaptiven Filter gefilterten Eingangssignal und dem Eingangssignal, das sich entlang eines durch das digitale adaptive Filter modellierten externen Pfads (16) ausgebreitet hat, und b) Eingangssignalleistungs-Berechnungsmittel (24-36, 50; 84-92), ausgebildet zum Berechnen einer ansteigenden Eingangsleistung und/oder einer abfallenden bzw. sich verringernden Eingangsleistung, dadurch gekennzeichnet, dass c) das Eingangssignalleistungs-Berechnungsmittel (24-36, 50; 84-92) rekursives Glätten für eine ansteigende Eingangsleistung und/oder eine abfallende Eingangsleistung asymmetrisch ausführt.
Digitales adaptives Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignalleistungs-Berechnungsungsmittel (24-36, 50; 84-92) das rekursive Glätten der Eingangsleistung ausführt entsprechend: PI|t = β·Pin|t + (1 – β)·PI|t-1
Digitales adaptives Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignalleistungs-Berechnungsmittel (24-36, 50) das rekursive Glätten der Eingangsleistung im Zeitbereich ausführt entsprechend: PX|n = β·x(n)·x(n) + (1 – β)·PX|n-1
Digitales adaptives Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignalleistungs-Berechnungsmittel (84-92) das rekursive Glätten der Eingangsleistung im Frequenzbereich ausführt entsprechend
Digitales adaptives Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel (84-92) ausgebildet ist, eine Schrittgröße (μ(k)) für mindestens ein Frequenzband individuell in Abhängigkeit vom Hintergrundrauschniveau des Frequenzbands zu berechnen.
Adaptives Filter für den Frequenzbereich umfassend: a) Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel (78) zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit a1) einem Eingangssignal (X), a2) einer berechneten bzw. abgeschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals und a3) ein Fehlersignal zwischen dem Eingangssignal, das in dem adaptiven Filter im Frequenzbereich gefiltert worden ist, und einem Eingangssignal, das sich entlang eines durch das adaptive Filter für den Frequenzbereich modellierten externen Pfads (16) ausgebreitet hat, gekennzeichnet durch b) ein Eingangssignalleistungs-Berechnungsmittel (84-92), ausgebildet zum asymmetrischen Ausführen eines rekursiven Glättens für eine ansteigende Eingangsleistung und/oder eine abfallende Eingangsleistung; wobei c) das Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel (78) ausgebildet ist, eine Schrittgröße für jedes verwendete Frequenzband individuell in Abhängigkeit vom Hintergrundrauschniveau eines jeden Frequenzbands zu berechnen.
Adaptives Filter für den Frequenzbereich nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner ein Gradientenrandbedingungsmittel (76) zum Erreichen einer optimalen Konvergenz der Filterkoeffizienten umfasst.
Adaptives Filter für den Frequenzbereich nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel (78) die Filterkoeffizienten aktualisiert entsprechend:
wobei – μ(k) die individuelle Schrittgröße für jedes Frequenzband ist, – E(k) das transformierte Fehlersignal (residuales Signal nach dem Summationspunkt) ist, – X*(k) das komplex Konjugierte des transformierten Lautsprechersignals ist, – PX(k) die berechnete Leistung des transformierten Lautsprechersignals ist, – G(k) die Gradientenrandbedingungsoperation (aufgrund zyklischer FFT Merkmale) ist.
Adaptives Filter für den Frequenzbereich nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass er von dem in Blöcke unterteilten Typ ist.
Adaptives Filter für den Frequenzbereich nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass er von dem Typ mit variabler Eingabelänge K, gewählt zum Erfüllen von N ≥ 2K,ist, wobei N die FFT Länge ist und K nicht beschränkt auf eine Potenz von 2 ist.
Adaptives Teilbandfilter umfassend: a) eine Analysefilterbank (54), ausgebildet zum Filtern eines Eingabesignals entsprechend in mindestens zwei Frequenzbändern, b) ein Teilbandfilter (58-1, ..., 58-n) für jedes Frequenzband der Analysebank zum Filtern der zugehörigen Frequenzband-Ausgangssignale, c) eine Synthesefilterbank (62), ausgebildet zum Erzeugen eines Ausgangssignals im Zeitbereich der Teilbandfilter-Ausgangssignale, wobei d) jedes Teilbandfilter (58-1, ..., 58-n) umfasst Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit d1) dem dorthinein zugeführten zugehörigen Frequenzband-Ausgangssignal, d2) dessen abgeschätzter bzw. berechneter Leistung und d3) einem Teilbandfehlersignal zwischen dem zugehörigen Frequenzband-Ausgangssignal und einem entsprechenden Frequenzbandeingangssignal, das sich entlang eines durch das Teilbandfilter modellierten externen Pfads, ausgebreitet hat, und e) das Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel ist ausgebildet zum Berechnen einer Schrittgröße für jedes Frequenzband individuell in Abhängigkeit vom Hintergrundrauschniveau für jedes Frequenzband; wobei f) die Filterkoeffizienten-Aktualisierungsmittel von jedem Teilbandfilter ausgebildet sind zum Ausführen eines asymmetrischen rekursiven Glättens für eine ansteigende Eingangsleistung und eine abfallende Eingangsleistung.
Adaptives Teilbandfilter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignalleistungs-Berechnungsmittel das rekursive Glätten der Eingangsleistung ausführt entsprechend PI|t = β·Pin|t + (1 – β)·PI|t-1
Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos für ein Kommunikationsgerät, umfassend: a) ein digitales adaptives Filtermittel (101), das ein Eingangssignal des Kommunikationsgeräts empfängt und ein synthetisches Echo erzeugt zum Annähern eines realen Echos zwischen einem Lautsprechermittel (10) und einem Empfangsmittel (12) des Kommunikationsgeräts zur Gegenphasenkompensation, gekennzeichnet durch b) Kommunikationsüberwachungsmittel (106) zum Detektieren des derzeitigen Zustands des Kommunikationsgeräts und zum Modifizieren der Filtermerkmale des digitalen adaptiven Filtermittels (101) in Abhängigkeit davon; wobei c) das digitale adaptive Filtermittel (101) nach einem der Ansprüche 1 bis 5 implementiert ist.
Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, das das Kommunikationsüberwachungsmittel (106) umfasst: a) Energieniveau-Berechnungsmittel (108) zum Bestimmen einer linearen Einhüllenden der Eingangssignalenergie, b) Hintergrundgeräusch-Berechnungsmittel (110), die eine Hintergrundgeräusch-Abschätzung für ein Nah-Ende-Signal und ein Fern-Ende-Signal ausführen, und c) Aktivitätsentscheidungsmittel (112), ausgebildet zum Unterscheiden zwischen vier entsprechend verschiedenen Zuständen Leerlauf, Nah-Ende aktiv, Fern-Ende aktiv und Doppelsprachig.
Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Energieniveau-Berechnungsmittel (108) einen asymmetrischen Glättungsfaktor zum Bestimmen der Einhüllenden der Eingangssignalenergie verwendet.
Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangssignale des digitalen adaptiven Filtermittels (101) einer zentralen Abkappvorrichtung als nicht lineare Verarbeitungsmittel (102) zugeführt werden.
Vorrichtung zum Ausgleichen eines akustischen Echos nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal des nicht linearen Verarbeitungsmittels (102) mit einem von einem Komfortrauscherzeugungsmittel (104) ausgegebenen synthetischen Rauschen überladen wird.
Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern, umfassend die Schritte: a) sukzessives Aktualisieren von Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit a1) einem Eingangssignal (X), a2) einer berechneten bzw. abgeschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals und a3) einem Fehlersignal zwischen dem Eingangssignal für das Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern und dem Eingangssignal, das sich entlang eines durch das Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern modellierten externen Pfads (16), ausgebreitet hat, b) Abschätzen bzw. Berechnen der Leistung eines ansteigenden und/oder abfallenden Eingangssignals; dadurch gekennzeichnet, dass c) die Leistungsberechnung auf einem asymmetrischen rekursiven Glätten für eine ansteigende Eingangsleistung und eine abfallende Eingangsleistung beruht.
Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsleistung rekursiv geglättet wird entsprechend: PI|t = β·Pin|t + (1 – β)·PI|t-1
Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsleistung rekursiv im Zeitbereich geglättet wird entsprechend: PX|n = β·x(n)·x(n) + (1 –β)·PX|n-1
Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsleistung im Frequenzbereich rekursiv geglättet wird entsprechend:
Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schrittgröße für mindestens ein Frequenzband individuell in Abhängigkeit vom Hintergrundrauschniveau des Frequenzbands berechnet wird.
Verfahren zum adaptiven Filtern im Frequenzbereich, umfassend die Schritte: a) sukzessives Aktualisieren von Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit a1) einem Eingabesignal (X), a2) einer abgeschätzten bzw. berechneten Leistung (PI) des Eingabesignals und a3) einem Fehlersignal zwischen dem Eingabesignal, das nach dem Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern im Frequenzbereich gefiltert worden ist, und einem Eingabesignal, das sich entlang eines durch das Verfahren zum adaptiven Filtern im Frequenzbereich modellierten externen Pfads (16) ausgebreitet hat, dadurch gekennzeichnet, dass b) eine Schrittgröße für jedes benutzte Frequenzband individuell in Abhängigkeit vom Hintergrundrauschniveau von jedem benutzten Frequenzband berechnet wird; und c) ein rekursives Glätten für eine ansteigende Eingangsleistung und/oder eine abfallende Ausgangsleistung asymmetrisch ausgeführt wird.
Verfahren zum adaptiven Filtern im Frequenzbereich nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass Filterkoeffizienten aktualisiert werden entsprechend:
wobei – μ(k) die individuelle Schrittgröße für jedes Frequenzband ist, – E(k) das transformierte Fehlersignal (residuales Signal nach dem Summationspunkt) ist, – X*(k) das komplex Konjugierte des transformierten Lautsprechersignals ist, – PX(k) die abgeschätzte Leistung des transformierten Lautsprechersignals ist, – G(k) die Gradientenrandbedingungsoperation (aufgrund zyklischer FFT Merkmale) ist.
Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern vom Teilbandtyp, umfassend die Schritte: a) Filtern eines Eingabesignals entsprechend in mindestens zwei Frequenzbändern in einer Analysefilterbank (54), b) Filtern des zugehörigen Frequenzband-Ausgabesignals in einem Teilbandfilter (58-1, ..., 58-n) für jedes Frequenzband, c) Erzeugen eines Ausgabesignals im Zeitbereich aus dem Teilbandfilter-Ausgabesignal in einer Synthesefilterbank (62), wobei d) in jedem Teilbandfilter (58-1, ..., 58-n) Filterkoeffizienten sukzessive aktualisiert werden in Übereinstimmung mit d1) dem dahinein zugeführten zugehörigen Frequenzband-Ausgabesignal, d2) dessen abgeschätzter Leistung und d3) einem Teilbandfehlersignal zwischen dem zugehörigen Frequenzband-Ausgabesignal und einem entsprechenden Frequenzband-Eingabesignal, das sich entlang eines durch das Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern vom Teilbandtyp modellierten externen Pfads ausgebreitet hat, und e) eine Schrittgröße für jedes verwendete Frequenzband individuell in Abhängigkeit vom Hintergrundrauschniveau für jedes Frequenzband berechnet wird; wobei f) das rekursive Filtern für eine ansteigende Eingangsleistung und eine abfallende Eingangsleistung asymmetrisch ausgeführt wird.
Verfahren zum digitalen adaptiven Filtern nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass das rekursive Filtern der Eingangsleistung ausgeführt wird entsprechend: PI|t = β·Pin|t + (1 – β)·PI|t-1