JP3477763B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
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- JP3477763B2 JP3477763B2 JP27392493A JP27392493A JP3477763B2 JP 3477763 B2 JP3477763 B2 JP 3477763B2 JP 27392493 A JP27392493 A JP 27392493A JP 27392493 A JP27392493 A JP 27392493A JP 3477763 B2 JP3477763 B2 JP 3477763B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、エコーキャンセラに係
り、特に、雑音がある環境でも安定なエコー収束が可能
なエコー・キャンセラに関する。
り、特に、雑音がある環境でも安定なエコー収束が可能
なエコー・キャンセラに関する。
【０００２】一般的な電話回線は、加入者線路が２線
で、中継線路が４線で構成される。この間にハイブリッ
ド・トランスを挿入して２線−４線変換し、電話機から
の音声を送信側の中継線路のみに伝達し、受信側の中継
線路の音声を加入者線路のみに伝達する。しかし、ハイ
ブリッド・トランス自体の特性の不平衡や、ハイブリッ
ド・トランスと線路との間のインピーダンス不整合が原
因で、受信側の中継線路の音声が送信側の中継線路に回
り込む（この回り込んだ音声は後述のように話者の受話
器に到達するのでエコーという）という現象が生ずる。
エコーは送信側の線路、遠端側のハイブリッド・トラン
ス、遠端側の加入者線路を通って遠端側の電話機の受話
器に到達する。エコーは遠端側の通話者の音声であるか
ら、遠端側の通話者は中継線路１往復分の遅延を受け
た、レベルの低い自分の音声を聴きながら通話している
ことになる。当然、近端側の通話者についても同じであ
る。日本国内の場合には、この遅延時間は数十ミリ秒程
度であるから通話者に違和感を与えることは少ないが、
国際通話の場合にはこの遅延時間は数百ミリ秒にも達し
て、通話者は極めて話しにくい環境に置かれる。
で、中継線路が４線で構成される。この間にハイブリッ
ド・トランスを挿入して２線−４線変換し、電話機から
の音声を送信側の中継線路のみに伝達し、受信側の中継
線路の音声を加入者線路のみに伝達する。しかし、ハイ
ブリッド・トランス自体の特性の不平衡や、ハイブリッ
ド・トランスと線路との間のインピーダンス不整合が原
因で、受信側の中継線路の音声が送信側の中継線路に回
り込む（この回り込んだ音声は後述のように話者の受話
器に到達するのでエコーという）という現象が生ずる。
エコーは送信側の線路、遠端側のハイブリッド・トラン
ス、遠端側の加入者線路を通って遠端側の電話機の受話
器に到達する。エコーは遠端側の通話者の音声であるか
ら、遠端側の通話者は中継線路１往復分の遅延を受け
た、レベルの低い自分の音声を聴きながら通話している
ことになる。当然、近端側の通話者についても同じであ
る。日本国内の場合には、この遅延時間は数十ミリ秒程
度であるから通話者に違和感を与えることは少ないが、
国際通話の場合にはこの遅延時間は数百ミリ秒にも達し
て、通話者は極めて話しにくい環境に置かれる。
【０００３】上記のような不具合を解消するために、受
信側の信号を用いて擬似的なエコーを発生させ、受信側
から送信側に回り込んだエコーから差し引くエコー・キ
ャンセラが使用される。エコー・キャンセラはこの他
に、２線中継線に使用される双方向中継器、携帯電話シ
ステム、遠隔会議システムなどにも使用されており、そ
の用途は拡大しつつある。
信側の信号を用いて擬似的なエコーを発生させ、受信側
から送信側に回り込んだエコーから差し引くエコー・キ
ャンセラが使用される。エコー・キャンセラはこの他
に、２線中継線に使用される双方向中継器、携帯電話シ
ステム、遠隔会議システムなどにも使用されており、そ
の用途は拡大しつつある。
【０００４】従って、エコー・キャンセラの特性向上、
特に、４線側の送信側の雑音に左右されずに安定にエコ
ー収束するエコー・キャンセラの実現が望まれている。
特に、４線側の送信側の雑音に左右されずに安定にエコ
ー収束するエコー・キャンセラの実現が望まれている。
【０００５】
【従来の技術】図１０は、適応フィルタを用いた、従来
のエコー・キャンセラの構成を示す図で、２線−４線変
換回路（電話システムの場合には加入者回路と呼ばれ
る）、電話機も含めて図示している。
のエコー・キャンセラの構成を示す図で、２線−４線変
換回路（電話システムの場合には加入者回路と呼ばれ
る）、電話機も含めて図示している。
【０００６】図１０において、１ａはタップ係数更新
部、２はタップ係数格納部、３は擬似エコー発生部、４
はタップデータ格納部、５は減算部、１１は２線−４線
変換回路、１２は電話機である。尚、２線−４線変換回
路はハイブリッド・トランス１１１以外は省略して図示
しているが、伝送上の主要機能を文章で補足すると、近
端側の電話機からの音声信号はハイブリッド・トランス
を経由した後にアナログ・デジタル変換され、２線−４
線変換回路から出力されてエコー・キャンセラに入力さ
れる。一方、遠端側から伝送されてくる受信信号はデジ
タル・アナログ変換された後、ハイブリッド・トランス
を経由して電話機に導かれる。尚、図１０おいては、本
発明の要旨には無関係なので、通常用いられるダブルト
ーク検出部を省略している。
部、２はタップ係数格納部、３は擬似エコー発生部、４
はタップデータ格納部、５は減算部、１１は２線−４線
変換回路、１２は電話機である。尚、２線−４線変換回
路はハイブリッド・トランス１１１以外は省略して図示
しているが、伝送上の主要機能を文章で補足すると、近
端側の電話機からの音声信号はハイブリッド・トランス
を経由した後にアナログ・デジタル変換され、２線−４
線変換回路から出力されてエコー・キャンセラに入力さ
れる。一方、遠端側から伝送されてくる受信信号はデジ
タル・アナログ変換された後、ハイブリッド・トランス
を経由して電話機に導かれる。尚、図１０おいては、本
発明の要旨には無関係なので、通常用いられるダブルト
ーク検出部を省略している。
【０００７】エコー・キャンセラは図１０のように、４
線区間に挿入されて、４線側から２線側をみたエコー経
路の伝達特性を受信信号に対して適応的に推定して擬似
エコーを発生し、受信側から送信側へ回り込んだエコー
から差し引くことで実現される。この擬似エコーの推定
はトランスバーサル・フィルタによって行なわれる。こ
のトランスバーサル・フィルタ部を、学習同定法による
構成を例にして、詳細に図示したものが図１１である。
線区間に挿入されて、４線側から２線側をみたエコー経
路の伝達特性を受信信号に対して適応的に推定して擬似
エコーを発生し、受信側から送信側へ回り込んだエコー
から差し引くことで実現される。この擬似エコーの推定
はトランスバーサル・フィルタによって行なわれる。こ
のトランスバーサル・フィルタ部を、学習同定法による
構成を例にして、詳細に図示したものが図１１である。
【０００８】図１１における符号は図１０の符号と同一
である。そして、擬似エコー発生部はタップデータ格納
部から供給されるタップデータｘi とタップ係数格納部
から供給されるタップ係数ｈi の積をとる乗算器と、複
数の乗算器の出力の和をとる加算器を有する。
である。そして、擬似エコー発生部はタップデータ格納
部から供給されるタップデータｘi とタップ係数格納部
から供給されるタップ係数ｈi の積をとる乗算器と、複
数の乗算器の出力の和をとる加算器を有する。
【０００９】時刻ｎにおける受信信号のベクトル表現を
Ｘn （ｘ1 、ｘ2 、・・、ｘm ）、エコー経路のインパ
ルス応答のベクトル表現をＷ（ｗ1 、ｗ2 、・・、
ｗm ）で表す時、エコーのベクトル表現ｙn はＸn-1 、
Ｗの内積によって与えられるので、次の式のようにな
る。
Ｘn （ｘ1 、ｘ2 、・・、ｘm ）、エコー経路のインパ
ルス応答のベクトル表現をＷ（ｗ1 、ｗ2 、・・、
ｗm ）で表す時、エコーのベクトル表現ｙn はＸn-1 、
Ｗの内積によって与えられるので、次の式のようにな
る。
【００１０】
一方、エコー・キャンセラのタップ係数のベクトル表現
をＨ（ｈ1 、ｈ2 、・・、ｈm ）とすれば、推定した擬
似エコーｙ* n は次式で与えれる。
をＨ（ｈ1 、ｈ2 、・・、ｈm ）とすれば、推定した擬
似エコーｙ* n は次式で与えれる。
【００１１】
従って、残留エコーｅn は式（１）と式（２）の差より
次式のようになる。
次式のようになる。
【００１２】
そして、タップ係数ｈi は残留エコーとタップデータと
から学習同定法によって次式のように更新される。
から学習同定法によって次式のように更新される。
【００１３】
ｈi+1 ＝ｈi ＋α・（ｅn ・ｘn-i ）／（Ｘn ・Ｘn ） （４）
ここでαは学習同定法の制御係数又は利得係数と呼ば
れ、収束の速度と安定性を決める定数である。そして、
図１１におけるタップ係数更新部は式（４）の演算その
ものを行なう。その構成を具体的に図示したものが図１
２である。
れ、収束の速度と安定性を決める定数である。そして、
図１１におけるタップ係数更新部は式（４）の演算その
ものを行なう。その構成を具体的に図示したものが図１
２である。
【００１４】図１２において、１ａ１は残留エコーとタ
ップデータの積をとる乗算器、１ａ２は制御係数αをか
ける乗算器、１ａ３は式（４）の第二項の演算をする乗
算器、１ａ４は１サンプル前のタップ係数ｈi を加える
加算器、１ａ５は１サンプル遅延回路、１ａ６は受信信
号電力の逆数の算出回路である。即ち、図１２の構成は
式（４）の右辺の演算に対応している。
ップデータの積をとる乗算器、１ａ２は制御係数αをか
ける乗算器、１ａ３は式（４）の第二項の演算をする乗
算器、１ａ４は１サンプル前のタップ係数ｈi を加える
加算器、１ａ５は１サンプル遅延回路、１ａ６は受信信
号電力の逆数の算出回路である。即ち、図１２の構成は
式（４）の右辺の演算に対応している。
【００１５】そして、雑音のない場合には制御係数αが
０と２の間においてエコーが収斂する。また、制御係数
αは１．０の時に最も収束が速いことが、一方、αが小
さい時には収束は遅いが安定性に優れ、収束した時の特
性がよいことが知られている。従って、一般にはαを小
さめに設定することが多いが、収束速度を犠牲にしなけ
ればならないという問題がある。
０と２の間においてエコーが収斂する。また、制御係数
αは１．０の時に最も収束が速いことが、一方、αが小
さい時には収束は遅いが安定性に優れ、収束した時の特
性がよいことが知られている。従って、一般にはαを小
さめに設定することが多いが、収束速度を犠牲にしなけ
ればならないという問題がある。
【００１６】尚、学習同定法については、例えば、野
田、坂本「システムの学習同定法」（計測と制御、Vol.
50 ,No.8 ,pp.597 ,Sept.1968 ）などの文献がある。こ
こで、送信側に電話機の周囲雑音や２線−４線変換回路
の送り側で発生する雑音などの雑音成分ｎn がある場合
には、残留エコーｅn は次式のようになり、雑音成分は
差し引かれない。
田、坂本「システムの学習同定法」（計測と制御、Vol.
50 ,No.8 ,pp.597 ,Sept.1968 ）などの文献がある。こ
こで、送信側に電話機の周囲雑音や２線−４線変換回路
の送り側で発生する雑音などの雑音成分ｎn がある場合
には、残留エコーｅn は次式のようになり、雑音成分は
差し引かれない。
【００１７】
ｅn ＝Σ（ｗi −ｈi ）・ｘn-1 ＋ｎn （５）
この雑音成分が式（４）のｅi に含まれるので、学習同
定法による理想的なタップ係数更新が行なわれなくな
り、収束が遅くなったり収束しないという問題が生ず
る。
定法による理想的なタップ係数更新が行なわれなくな
り、収束が遅くなったり収束しないという問題が生ず
る。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
に対処して、送信側に雑音がある場合にも安定に収束
し、且つ、収束速度が速いエコー・キャンセラを提供す
ることを目的とする。
に対処して、送信側に雑音がある場合にも安定に収束
し、且つ、収束速度が速いエコー・キャンセラを提供す
ることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の第一の
原理である。図１において、１はタップ係数更新部、２
はタップ係数格納部、３は擬似エコー発生部、４はタッ
プデータ格納部、５は減算部、６は電力算出部、７はα
選択部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機であ
る。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１１以
外は省略して図示している。
原理である。図１において、１はタップ係数更新部、２
はタップ係数格納部、３は擬似エコー発生部、４はタッ
プデータ格納部、５は減算部、６は電力算出部、７はα
選択部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機であ
る。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１１以
外は省略して図示している。
【００２０】本発明の第一の原理の特徴は、２線−４線
変換回路の入出力の信号電力を監視し、両方とも所定の
閾値より低い無音と見られる時の信号電力によって学習
同定法の制御係数αを選択し、選択されたαを用いてタ
ップ係数の更新を行なうことである。
変換回路の入出力の信号電力を監視し、両方とも所定の
閾値より低い無音と見られる時の信号電力によって学習
同定法の制御係数αを選択し、選択されたαを用いてタ
ップ係数の更新を行なうことである。
【００２１】図２は、本発明の第二の原理である。図２
において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格納
部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納部、
５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は周期
制御部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機であ
る。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１１以
外は省略して図示している。
において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格納
部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納部、
５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は周期
制御部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機であ
る。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１１以
外は省略して図示している。
【００２２】本発明の第二の原理の特徴は、周期制御部
が指定する周期で制御係数αを選択することである。
が指定する周期で制御係数αを選択することである。
【００２３】
【作用】本発明の第一の原理においては、２線−４線変
換回路の４線側の送信及び受信信号のレベルを監視し
て、両方とも無音と見られる時間の信号電力（これが無
音時の送信側の雑音レベルである）によって学習同定法
の制御係数αを設定する。従って、無音時の信号電力が
低い時にはαを大きくとって収束を速め、無音時の信号
電力が高く、収束条件が悪い時にはαを小さく設定して
収束の安定性を確保することができる。
換回路の４線側の送信及び受信信号のレベルを監視し
て、両方とも無音と見られる時間の信号電力（これが無
音時の送信側の雑音レベルである）によって学習同定法
の制御係数αを設定する。従って、無音時の信号電力が
低い時にはαを大きくとって収束を速め、無音時の信号
電力が高く、収束条件が悪い時にはαを小さく設定して
収束の安定性を確保することができる。
【００２４】本発明の第二の原理においては、受信信号
の電力を算出してタップ係数更新部に供給する周期をサ
ンプリング周期と異なる周期に設定することによって、
エコー・キャンセラの系が２次系になることを回避で
き、安定性を改善できる。
の電力を算出してタップ係数更新部に供給する周期をサ
ンプリング周期と異なる周期に設定することによって、
エコー・キャンセラの系が２次系になることを回避で
き、安定性を改善できる。
【００２５】
【実施例】本発明の第一の実施例においては、図１の電
力算出部において２線−４線変換回路の４線側き送信及
び受信信号のレベルを常に監視し、所定の閾値と比較
し、２線−４線変換回路の送信及び受信信号のレベルが
共に閾値以下である無音と判定される時間の信号電力を
算出して、この信号電力の算出値をα選択部に供給す
る。α選択部は、受けた無音区間の信号電力値を、その
信号電力値が含まれる既定の信号電力の幅に対応する符
号に変換し、この符号をアドレスとしてメモリに格納し
ている値を読み出して制御係数αとして用いる。例え
ば、最小信号電力をμ則ＰＣＭの最小雑音電力である−
７８ｄＢｍ０に定め、無音と判定する閾値を−４２ｄＢ
ｍ０とし、レベルの幅を６ｄＢとすれば、６種類のαを
選択できる。その一例を図３に示す。
力算出部において２線−４線変換回路の４線側き送信及
び受信信号のレベルを常に監視し、所定の閾値と比較
し、２線−４線変換回路の送信及び受信信号のレベルが
共に閾値以下である無音と判定される時間の信号電力を
算出して、この信号電力の算出値をα選択部に供給す
る。α選択部は、受けた無音区間の信号電力値を、その
信号電力値が含まれる既定の信号電力の幅に対応する符
号に変換し、この符号をアドレスとしてメモリに格納し
ている値を読み出して制御係数αとして用いる。例え
ば、最小信号電力をμ則ＰＣＭの最小雑音電力である−
７８ｄＢｍ０に定め、無音と判定する閾値を−４２ｄＢ
ｍ０とし、レベルの幅を６ｄＢとすれば、６種類のαを
選択できる。その一例を図３に示す。
【００２６】本発明の第二の実施例においては、図１の
電力算出部が算出した信号電力値を用いて、α選択部に
おいて数値演算を行なってαを求める。例えば、図３に
示した無音時の信号電力とαの関係を近似式に置き換え
ると、次の式のように無音時の信号電力を対数変換した
項の線型結合で近似的に表すことができる。
電力算出部が算出した信号電力値を用いて、α選択部に
おいて数値演算を行なってαを求める。例えば、図３に
示した無音時の信号電力とαの関係を近似式に置き換え
ると、次の式のように無音時の信号電力を対数変換した
項の線型結合で近似的に表すことができる。
【００２７】
α＝１．０＋（２／３）×ｌｏｇ（最小雑音電力／無音
時の信号電力）（６） 即ち、α選択部において無音時の信号電力の対数変換項
を含む線型結合式を用いてαを計算する。
時の信号電力）（６） 即ち、α選択部において無音時の信号電力の対数変換項
を含む線型結合式を用いてαを計算する。
【００２８】第一の実施例と比較して、線型結合式を用
いてαを演算で求める第二の実施例の利点は、無音時の
信号電力に完全に適応した値を制御係数αとして選択で
きる点にある。
いてαを演算で求める第二の実施例の利点は、無音時の
信号電力に完全に適応した値を制御係数αとして選択で
きる点にある。
【００２９】図４は、本発明の第三の実施例である。図
４において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、９は
収束監視部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機
である。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１
１以外は省略して図示している。
４において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、９は
収束監視部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機
である。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１
１以外は省略して図示している。
【００３０】本発明の第三の実施例の特徴は、無音と判
定される時間における送信信号の電力によって学習同定
法の制御係数の初期値を選択し、収束監視部において受
信信号と残留エコーの電力を監視し、（受信信号の電
力）／（残留エコーの電力）であるエコー・リターンロ
ス（以降、ＥＲＬＥと略記する）を求め、求められたＥ
ＲＬＥが所定の値に達した時に信号を出力して、α選択
部において制御係数αを変更することである。通常、Ｅ
ＲＬＥが所定の値以下の時にはαを大き目に設定して収
束を速め、ＥＲＬＥが所定の値以上の時にはαを小さく
して収束の安定性を高めるようにする。そして、αの初
期値を選択する方法としては、既に述べた、表を参照す
る方法によっても、無音時の信号電力を対数変換した項
を含む線型結合式から求める方法によってもよい。
定される時間における送信信号の電力によって学習同定
法の制御係数の初期値を選択し、収束監視部において受
信信号と残留エコーの電力を監視し、（受信信号の電
力）／（残留エコーの電力）であるエコー・リターンロ
ス（以降、ＥＲＬＥと略記する）を求め、求められたＥ
ＲＬＥが所定の値に達した時に信号を出力して、α選択
部において制御係数αを変更することである。通常、Ｅ
ＲＬＥが所定の値以下の時にはαを大き目に設定して収
束を速め、ＥＲＬＥが所定の値以上の時にはαを小さく
して収束の安定性を高めるようにする。そして、αの初
期値を選択する方法としては、既に述べた、表を参照す
る方法によっても、無音時の信号電力を対数変換した項
を含む線型結合式から求める方法によってもよい。
【００３１】又、αの変更値は、予め設定しておくこと
も、αの初期値に定率をかけて求めても、αの初期値か
ら一定値を差し引いて求めてもよい。図５は、ＥＲＬＥ
によってαを更新する様子を示す図である。
も、αの初期値に定率をかけて求めても、αの初期値か
ら一定値を差し引いて求めてもよい。図５は、ＥＲＬＥ
によってαを更新する様子を示す図である。
【００３２】図５の（イ）は、ＥＲＬＥの変化を示す図
で、ここではＥＲＬＥの閾値としてＥ1 、Ｅ2 の二つを
設定した場合を例にしており、αの初期値としてα0 を
選択してエコー収束を開始し、ＥＲＬＥがＥ1 になった
時にαをα1 に変更し、ＥＲＬＥがＥ2 になった時にα
をα2 に更新することを示している。実用的には、Ｅ 1
は、ＥＲＬＥの許容限界値に等しく設定すればよい。
で、ここではＥＲＬＥの閾値としてＥ1 、Ｅ2 の二つを
設定した場合を例にしており、αの初期値としてα0 を
選択してエコー収束を開始し、ＥＲＬＥがＥ1 になった
時にαをα1 に変更し、ＥＲＬＥがＥ2 になった時にα
をα2 に更新することを示している。実用的には、Ｅ 1
は、ＥＲＬＥの許容限界値に等しく設定すればよい。
【００３３】図４は、本発明の第四の実施例も表わす。
本発明の第四の実施例の特徴は、学習同定法の制御係数
αを、受信信号と送信信号の双方が所定の閾値以下であ
る無音状態と判定される時の送信信号の信号電力を対数
変換し、該無音状態の送信信号の信号電力を対数変換し
た項を含む線型結合式を用いて選択し、無音状態の信号
電力が変化する度に該線型結合式によってαを更新し、
且つ、収束監視部においてエコー・リターンロスの収束
度を監視し、エコー・リターンロスが所定の値になった
時に該収束監視部からタイミング信号を出力し、該タイ
ミング信号によって前記線型結合式の係数を変更して学
習同定法の制御係数αを変更することである。
本発明の第四の実施例の特徴は、学習同定法の制御係数
αを、受信信号と送信信号の双方が所定の閾値以下であ
る無音状態と判定される時の送信信号の信号電力を対数
変換し、該無音状態の送信信号の信号電力を対数変換し
た項を含む線型結合式を用いて選択し、無音状態の信号
電力が変化する度に該線型結合式によってαを更新し、
且つ、収束監視部においてエコー・リターンロスの収束
度を監視し、エコー・リターンロスが所定の値になった
時に該収束監視部からタイミング信号を出力し、該タイ
ミング信号によって前記線型結合式の係数を変更して学
習同定法の制御係数αを変更することである。
【００３４】上記のように、無音状態とみなされる信号
電力に応じてαを適応的に変更することにより、常に無
音状態の信号電力に対する適切な条件で収束させること
ができ、且つ、収束度合いに応じて収束条件を合わせる
ことができるので、収束の速度を改善できるとともに、
最終的に収束する特性を良好なものにすることができ
る。
電力に応じてαを適応的に変更することにより、常に無
音状態の信号電力に対する適切な条件で収束させること
ができ、且つ、収束度合いに応じて収束条件を合わせる
ことができるので、収束の速度を改善できるとともに、
最終的に収束する特性を良好なものにすることができ
る。
【００３５】図６は、第四の実施例におけるαの変更の
様子を示す図で、線型結合式の係数を変更する方法を適
用した例で示している。ＥＲＬＥがＥ1 以下の時には、
ＥＲＬＥによるα変更の制御がかからないので、無音状
態の信号電力を線型結合式に代入して得られるαが選択
されている。ＥＲＬＥがＥ1 以下の時間０〜ｔ1 におい
てもαが変化しているのは、その間にも無音状態での信
号電力の変化により異なるαが選択されているためであ
る。そして、ＥＲＬＥがＥ1 、Ｅ2 になると線型結合式
の係数が変更されて、αの平均的な値が変更されてい
る。
様子を示す図で、線型結合式の係数を変更する方法を適
用した例で示している。ＥＲＬＥがＥ1 以下の時には、
ＥＲＬＥによるα変更の制御がかからないので、無音状
態の信号電力を線型結合式に代入して得られるαが選択
されている。ＥＲＬＥがＥ1 以下の時間０〜ｔ1 におい
てもαが変化しているのは、その間にも無音状態での信
号電力の変化により異なるαが選択されているためであ
る。そして、ＥＲＬＥがＥ1 、Ｅ2 になると線型結合式
の係数が変更されて、αの平均的な値が変更されてい
る。
【００３６】図７は、本発明の第五の実施例である。図
７において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は
周期制御部、９は収束監視部、１１は２線−４線変換回
路、１２は電話機である。尚、加入者回路はハイブリッ
ド・トランス１１１以外は省略して図示している。
７において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は
周期制御部、９は収束監視部、１１は２線−４線変換回
路、１２は電話機である。尚、加入者回路はハイブリッ
ド・トランス１１１以外は省略して図示している。
【００３７】本発明の第一の実施例から第四の実施例ま
での説明においては、電力算出部の電力算出結果を基に
してタップ係数更新部に与える制御係数αを選択する周
期は設定された周期であることを想定していたが、制御
係数αを選択する周期を系の状態によって選択すること
も可能である。
での説明においては、電力算出部の電力算出結果を基に
してタップ係数更新部に与える制御係数αを選択する周
期は設定された周期であることを想定していたが、制御
係数αを選択する周期を系の状態によって選択すること
も可能である。
【００３８】ＥＲＬＥが許容限界値以下の時には早く収
束状態に近づける必要があり、許容限界値を超えれば安
定に、良好な特性に収束することが重要になる。制御係
数αを更新する周期が短い方が状態の変化に追随し易く
収束の応答性がよくなるため、制御係数αを更新する周
期が短い方が収束が早く、制御係数αを更新する周期が
長い方がゆっくり収束するため系を安定に保てる。この
性質を利用して、本発明の第五の実施例においては、収
束監視部によってＥＲＬＥを監視し、ＥＲＬＥが許容限
界値以下では、制御係数αの選択周期を短く設定し、許
容限界値以上では長い周期に更新する。
束状態に近づける必要があり、許容限界値を超えれば安
定に、良好な特性に収束することが重要になる。制御係
数αを更新する周期が短い方が状態の変化に追随し易く
収束の応答性がよくなるため、制御係数αを更新する周
期が短い方が収束が早く、制御係数αを更新する周期が
長い方がゆっくり収束するため系を安定に保てる。この
性質を利用して、本発明の第五の実施例においては、収
束監視部によってＥＲＬＥを監視し、ＥＲＬＥが許容限
界値以下では、制御係数αの選択周期を短く設定し、許
容限界値以上では長い周期に更新する。
【００３９】図８は、第五の実施例における制御係数α
の選択の周期の更新の様子を示す図で、図８（イ）はＥ
ＲＬＥの変化を、（ロ）はαの更新を示す。制御係数α
の変更の周期は、図８（ロ）において、αの値を示す水
平な線の長さによって表されている。図８では、αの変
更の周期は有限な値であるように図示しているが、例え
ば、ＥＲＬＥがＥ2 以上になったらαを変更しない、即
ち、無限大の周期でαを変更することも本発明の技術に
当然含まれるものである。
の選択の周期の更新の様子を示す図で、図８（イ）はＥ
ＲＬＥの変化を、（ロ）はαの更新を示す。制御係数α
の変更の周期は、図８（ロ）において、αの値を示す水
平な線の長さによって表されている。図８では、αの変
更の周期は有限な値であるように図示しているが、例え
ば、ＥＲＬＥがＥ2 以上になったらαを変更しない、即
ち、無限大の周期でαを変更することも本発明の技術に
当然含まれるものである。
【００４０】図９は、本発明の第六の実施例である。図
９において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は
周期制御部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機
である。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１
１以外は省略して図示している。
９において、１はタップ係数更新部、２はタップ係数格
納部、３は擬似エコー発生部、４はタップデータ格納
部、５は減算部、６は電力算出部、７はα選択部、８は
周期制御部、１１は２線−４線変換回路、１２は電話機
である。尚、加入者回路はハイブリッド・トランス１１
１以外は省略して図示している。
【００４１】本発明の第六の実施例は、２線−４線変換
回路の４線側の入力である受信信号と、該２線−４線変
換回路の４線側の出力である送信信号の信号電力を監視
して得られる、受信信号と送信信号の双方が所定の閾値
以下である無音状態と判定される時の送信信号の信号電
力によって周期制御部が設定する制御係数αの変更の周
期を選択することを特徴とする。具体的には、無音状態
の送信信号の信号電力が小さい時には収束が早く進むの
で、制御係数αの変更の周期を短く選択し、無音状態の
信号電力が大きい時には制御係数αの変更の周期を長く
選択する。
回路の４線側の入力である受信信号と、該２線−４線変
換回路の４線側の出力である送信信号の信号電力を監視
して得られる、受信信号と送信信号の双方が所定の閾値
以下である無音状態と判定される時の送信信号の信号電
力によって周期制御部が設定する制御係数αの変更の周
期を選択することを特徴とする。具体的には、無音状態
の送信信号の信号電力が小さい時には収束が早く進むの
で、制御係数αの変更の周期を短く選択し、無音状態の
信号電力が大きい時には制御係数αの変更の周期を長く
選択する。
【００４２】さて、２線−４線変換回路の受信信号が所
定の閾値以下である場合には、ＥＲＬＥはいわば零を零
で割算するようなもので不定となる。従って、雑音など
ほんの少しの条件の違いでＥＲＬＥが無意味に悪く評価
されることがある。このような時に、ＥＲＬＥに閾値を
設けてαの更新や電力算出の周期の更新を行なうと、無
意味なＥＲＬＥの劣化によってエコー収束に支障をきた
すという問題が生ずる。
定の閾値以下である場合には、ＥＲＬＥはいわば零を零
で割算するようなもので不定となる。従って、雑音など
ほんの少しの条件の違いでＥＲＬＥが無意味に悪く評価
されることがある。このような時に、ＥＲＬＥに閾値を
設けてαの更新や電力算出の周期の更新を行なうと、無
意味なＥＲＬＥの劣化によってエコー収束に支障をきた
すという問題が生ずる。
【００４３】本発明の第七の実施例は、このような問題
を回避するもので、２線−４線変換回路の４線側の受信
信号の電力が所定の閾値を超える、有音状態と判定され
る時においてのみタイマーの歩進を進め、ＥＲＬＥによ
る制御係数αの変更や、αを変更する周期の変更を行う
ことを特徴とする。
を回避するもので、２線−４線変換回路の４線側の受信
信号の電力が所定の閾値を超える、有音状態と判定され
る時においてのみタイマーの歩進を進め、ＥＲＬＥによ
る制御係数αの変更や、αを変更する周期の変更を行う
ことを特徴とする。
【００４４】以上、タップ係数更新の制御係数αの選
択、変更について、無音状態と判定した時の４線側の送
信信号の信号電力によってαを選択し、収束度によって
αを変更し、又、収束度によってαを変更する周期を変
更するようにして、エコー・キャンセラの収束を速くす
ると共に、安定な収束を実現できる構成について説明し
てきた。その中では、適応フィルタのタップ係数更新の
アルゴリズムを学習同定法を例にして説明してきたが、
上記の構成は学習同定法によるタップ係数更新に限定さ
れるものではない。即ち、最小二乗法やサイン法などに
おいても、送信側の雑音による収束への影響や、エコー
収束の状況により制御係数を変更した方が最終的には良
好な特性に収束することにおいては同じである。従っ
て、本発明の技術はそれらのアルゴリズムを利用するエ
コー・キャンセラにも当然適用が可能である。
択、変更について、無音状態と判定した時の４線側の送
信信号の信号電力によってαを選択し、収束度によって
αを変更し、又、収束度によってαを変更する周期を変
更するようにして、エコー・キャンセラの収束を速くす
ると共に、安定な収束を実現できる構成について説明し
てきた。その中では、適応フィルタのタップ係数更新の
アルゴリズムを学習同定法を例にして説明してきたが、
上記の構成は学習同定法によるタップ係数更新に限定さ
れるものではない。即ち、最小二乗法やサイン法などに
おいても、送信側の雑音による収束への影響や、エコー
収束の状況により制御係数を変更した方が最終的には良
好な特性に収束することにおいては同じである。従っ
て、本発明の技術はそれらのアルゴリズムを利用するエ
コー・キャンセラにも当然適用が可能である。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明により、雑
音がある環境においても安定にエコー収束するエコー・
キャンセラを実現することができるようになる。
音がある環境においても安定にエコー収束するエコー・
キャンセラを実現することができるようになる。
【図１】 本発明の第一の原理。
【図２】 本発明の第二の原理。
【図３】 αを求めるテーブル。
【図４】 本発明の第三の実施例。
【図５】 ＥＲＬＥによってαを更新する様子。
【図６】 第四の実施例におけるαの変更の様子。
【図７】 本発明の第五の実施例。
【図８】 第五の実施例における制御係数αの選択の周
期の変更の様子。
期の変更の様子。
【図９】 本発明の第六の実施例。
【図１０】 従来のエコー・キャンセラ。
【図１１】 擬似エコーを発生する回路。
【図１２】 タップ係数を求める演算。
１ タップ係数更新部
２ タップ係数格納部
３ 擬似エコー発生部
４ タップデータ格納部
５ 減算部
６ 電力算出部
７ α選択部
１１ ２線−４線変換回路
１２ 電話機
１１１ ハイブリッド・トランス
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 西田 文昭
神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地
富士通株式会社内
(72)発明者 西池 理香
神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地
富士通株式会社内
(56)参考文献 特開 平４−4619（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−284030（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−163428（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−73730（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−106231（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−18808（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−125030（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−234732（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−298119（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−75501（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 3/00
H04B 7/00
H04M 1/00
Claims (10)
- 【請求項１】 ２線−４線変換回路の４線側に挿入され
て、適応フィルタを用いて擬似エコーを生成し、該擬似
エコーを４線側の受信側から送信側に回り込むエコーか
ら適応的に差し引くエコー・キャンセラであって、 ２線−４線変換回路（１１）の４線側の入力である受信
信号と、該２線−４線変換回路の４線側の出力である送
信信号の信号電力を求める電力算出部（６）と、 該電力算出部が無音状態と判定した時の、４線側の送信
信号の信号電力に適応して、適応フィルタのタップ係数
更新の制御係数αを決定するα選択部（７）を設けたこ
とを特徴とするエコー・キャンセラ。 - 【請求項２】 請求項１記載のエコー・キャンセラであ
って、 α選択部において、 前記無音状態と判定した時の４線側の送信信号の信号電
力を参照して、テーブルからタップ係数更新の制御係数
α選択することを特徴とするエコー・キャンセラ。 - 【請求項３】 請求項１記載のエコー・キャンセラであ
って、 α選択部において、 前記無音状態と判定した時の４線側の送信信号の信号電
力を対数変換した項を含む線型結合式を用いてタップ係
数更新の制御係数αを求めることを特徴とするエコー・
キャンセラ。 - 【請求項４】 請求項１記載のエコー・キャンセラであ
って、 周期制御部を設け、 該周期制御部によって設定されたタイミングに、タップ
係数更新の制御係数αを変更することを特徴とするエコ
ー・キャンセラ。 - 【請求項５】 請求項１記載のエコー・キャンセラであ
って、 残留エコーの収束状態を監視する収束監視部を設け、 該収束監視部が所定の収束度に達したことを検出した時
に、該収束監視部が出力する信号によって、タップ係数
更新の制御係数αを変更することを特徴とするエコー・
キャンセラ。 - 【請求項６】 請求項１記載のエコー・キャンセラであ
って、 無音状態と判定する時ごとに、４線側の送信信号の信号
電力に適応して制御係数αを変更することを特徴とする
エコー・キャンセラ。 - 【請求項７】 請求項１記載のエコー・キャンセラであ
って、 無音状態と判定する時ごとに、４線側の送信信号の信号
電力に適応して制御係数αを変更することを特徴とする
エコー・キャンセラ。前記収束監視部が所定の収束度に
達したことを検出した時に、該収束監視部が出力する信
号によって、タップ係数更新の制御係数αを変更するこ
とを特徴とするエコー・キャンセラ。 - 【請求項８】 請求項４記載のエコー・キャンセラであ
って、 残留エコーの収束状態を監視する収束監視部を設け、 該収束監視部が所定の収束度に達したことを検出した時
に、該収束監視部が出力する信号によって、前記周期制
御部が指定する周期を変更し、該変更された周期でタッ
プ係数更新の制御係数αを変更することを特徴とするエ
コー・キャンセラ。 - 【請求項９】 請求項４記載のエコー・キャンセラであ
って、 前記無音状態と判定した時の４線側の送信信号の信号電
力によって周期制御部が設定する制御係数α変更の周期
を変更することを特徴とするエコー・キャンセラ。 - 【請求項１０】 請求項５、７、８記載のエコー・キャ
ンセラであって ２線−４線変換回路の４線側の受信信号が有音状態と判
定される時においてのみ、タップ係数更新のためのタイ
ミングの歩進を行なうことを特徴とするエコー・キャン
セラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27392493A JP3477763B2 (ja) | 1993-11-02 | 1993-11-02 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27392493A JP3477763B2 (ja) | 1993-11-02 | 1993-11-02 | エコーキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07131389A JPH07131389A (ja) | 1995-05-19 |
| JP3477763B2 true JP3477763B2 (ja) | 2003-12-10 |
Family
ID=17534473
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27392493A Expired - Fee Related JP3477763B2 (ja) | 1993-11-02 | 1993-11-02 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3477763B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5734715A (en) * | 1995-09-13 | 1998-03-31 | France Telecom | Process and device for adaptive identification and adaptive echo canceller relating thereto |
| FR2738695B1 (fr) * | 1995-09-13 | 1997-11-14 | France Telecom | Procede et dispositif d'identification adaptative et annuleur d'echo adaptatif incluant un tel dispositif |
| DE19831320A1 (de) * | 1998-07-13 | 2000-01-27 | Ericsson Telefon Ab L M | Digitales adaptives Filter und akustischer Echokompensator |
| US6993126B1 (en) | 2000-04-28 | 2006-01-31 | Clearsonics Pty Ltd | Apparatus and method for detecting far end speech |
-
1993
- 1993-11-02 JP JP27392493A patent/JP3477763B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07131389A (ja) | 1995-05-19 |
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|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030902 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081003 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |