DE19831320A1

DE19831320A1 - Digitales adaptives Filter und akustischer Echokompensator

Info

Publication number: DE19831320A1
Application number: DE19831320A
Authority: DE
Inventors: Werner Armbruester
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-07-13
Filing date: 1998-07-13
Publication date: 2000-01-27
Also published as: WO2000004698A1; DE69933221D1; EP1097562A1; AU5409299A; CN1595827B; JP4424851B2; AU767771B2; DE69933221T2; EP1097562B1; CN100531274C; JP2010045804A; CN101600030A; JP2002521871A; KR20010071860A; CN1317194A; US6842516B1; CN1595827A; KR100716377B1; JP4975073B2; BR9912046A

Abstract

Zum Erzielen eines verbesserten Konvergenzverhaltens, beispielsweise bei einem Echokompensator, ist ein digitales adaptives Filter vorgesehen, mit einer Filterkoeffizienten-Aktualisierungsvorrichtung (52; 78) zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten gemäß einem Eingangssignal (x), einer geschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals und einem Fehlersignal zwischen dem Eingangssignal, das durch das digitale adaptive Filter gefiltert ist, und dem Eingangssignal, das entlang einem externen Pfad (16) geführt wird, der durch das digitale adaptive Filter modelliert ist. Hierbei führt eine Eingangssignals-Leistungsschätzvorrichtung (50, 48-92) eine rekursive Glättung für eine ansteigende Eingangsleistung und eine abfallende Eingangsleistung in asymmetrischer Weise mit unterschiedlichen Glättungsfaktoren durch. Erfolgt die Schätzung im Frequenzbereich, so wird die Schrittweite für die Aktualisierung der Filterkoeffizienten frequenzselektiv in jedem Frequenzband durchgeführt.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein digitales adaptives Filter und ferner einen akustischen Echokompensator, der dieses einsetzt.

Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein digitales adaptives Filter, in dem der Adaptionsprozeß auf Grundlage eines Algorithmus mit normiertem kleinsten mittleren Fehlerquadrat (normalized least mean square error) NLMS eines Fehlersignals durchgeführt wird.

Der steigende Bedarf an Kommunikationssystemen, insbesondere vom Freisprechtyp, hat zu erhöhten Anstrengungen bei der Entwicklung akustischer Echokompensatoren geführt. Derartige akustische Echokompensatoren erfordern wirksame Filtertechniken mit geringem rechnerischen Aufwand und geringer Verzögerung.

Wie allgemein bekannt, verringert sich durch Einsatz beispielsweise eines Handendgeräts in einem Fahrzeug während des Fahrens die Aufmerksamkeit des Fahrers erheblich, und hierdurch erhöht sich das Risiko für einen Unfall. Im Gegensatz hierzu ermöglicht eine Freisprecheinrichtung dem Fahrer, sich mehr auf den Verkehr zu konzentrieren, wodurch die Sicherheit erhöht ist. Ein Grund für die momentan nicht umfassenden Einsatz von Freisprechrichtungen besteht in der geringen Qualität verfügbarer Systeme. Ein anderer Grund besteht darin, daß Freisprecheinrichtungen üblicherweise auf einer Umschaltbasis arbeiten, was eine hohe Sprechdisziplin beider Teilnehmer erfordert, da lediglich eine Halbduplexkommunikation möglich ist.

Ein Ansatz für eine Vollduplexkommunikation läßt sich durch akustische Echokompensation erzielen, bei der das Echo nicht unterdrückt, sondern kompensiert wird, wie beispielsweise in "Zur Implementierung blockpartitionierter adaptiver Frequenzbereichfilter (Partitioned Block Frequency Domain Adaptive Filter, PBFDAF) für eine lange akustische Echokompensation" (Josef M.P. Borrallo, Mariano G. Otero, Signalverarbeitung 27 (1992), Seite 309-315.

Die Fig. 1 zeigt die zugeordneten Funktionseinheiten bei einer akustischen Echokompensation. Insbesondere zeigt die Fig. 1 einen Lautsprecher 200 und ein Mikrofon 202, beispielsweise einer Freisprechkommunikationseinrichtung oder eines Telekonferenzsystems. Ferner ist ein Echoausbreitungspfad 206 anhand einer gestrichelten Linie zwischen dem Lautsprecher 200 und dem Mikrofon 202 gezeigt. Üblicherweise empfängt ein Nahbereichsprecher der Kommunikationseinrichtung akustische Information über den Lautsprecher 200, und er überträgt Information an einen Fernbereichsprecher über das Mikrofon 202. Jedoch werden durch die Gegenkopplung von Schallwellen, die von dem Lautsprecher 200 ausgegeben werden, Echos zu dem Fernbereichsprecher rückübertragen.

Wie in Fig. 1 gezeigt, kann zum Überwinden dieses Nachteils ein adaptives Filter 208 zum Erzeugen eines synthetischen Echos für eine Antiphasenkompensation mit dem realen Echo eingesetzt werden. In anderen Worten ausgedrückt, bildet dieses adaptive Filter 208 ein Modell des Echopfads 206, und es muß sich an sich verändernde tatsächlich vorliegende Umgebungsbedingungen anpassen, z. B. aufgrund einer Bewegung des Nahbereichsprechers oder aufgrund einer Veränderung des Umfelds, in dem die Freisprechkommunikationseinrichtung installiert ist.

Wie in Fig. 1 ebenfalls gezeigt, ist zum Durchführen der Gegenphasenkompensation ein Summierpunkt 210 vorgesehen, bei dem das tatsächliche Echo und das synthetische Echo subtrahiert werden. Da jedoch das adaptive Filter 208 üblicherweise nicht eine vollständige Modellierung des real vorliegenden Echos erreicht, verbleibt nach der Summierung ein Fehlersignal, das anschließend zu dem adaptiven Filter 208 rückgeführt wird.

Das adaptive Filter 208 kann im Zeitbereich oder im Frequenzbereich implementiert werden. Ferner muß das adaptive Filter sich an unterschiedliche Raumbedingungen sowie an Bewegungen des Nahbereichsprechers anpassen. Der Abgleichprozeß für die Filterkoeffizienten wird als Konvergenz bezeichnet, und die Geschwindigkeit der Konvergenz definiert in einem großen Umfang das Leistungsvermögen des akustischen Echokompensators.

Das Abgleichen der Filterkoeffizienten basiert auf dem Eingangssignal für das adaptive Filter, einer Schätzung der Leistung dieses Eingangssignals und schließlich auf einem Fehlersignal zwischen dem durch das adaptive Filter gefilterten Eingangssignal sowie dem durch das Mikrofon 202 empfangenen Signal, d. h. dem sich entlang dem durch das adaptive Filter modellierten Pfad 206 ausbreitenden Signal.

Die Fig. 2 zeigt ein Signalflußdiagramm für die Schätzung der Leistung des Eingangssignals. Hier wird Momentanleistung des Eingangssignals abgeleitet, und anschließend mit einem Faktor βin einem ersten Multiplizierer 214 gewichtet. Um auch einen Korrekturschritt durchzuführen, wird das geschätzte Leistungsniveau in einer Verzögerungseinheit 218 verzögert, mit einem Faktor (1-13) durch einen zweiten Multiplizierer 216 gewichtet, und schließlich zu dem momentanen Leistungsniveau durch einen Addierer 220 addiert, wie in Fig. 2 gezeigt.

Jedoch wird bei der in Fig. 2 gezeigten Vorgehensweise für die Schätzung des Leistungsniveaus keine Information im Zusammenhang mit dem Eingangssignal in Betracht gezogen, sondern es kommen lediglich vordefinierte Faktoren zum Einsatz, unabhängig von den Signaleigenschaften. Weiterhin haben irgendwelche vorliegende Umfeldbedingungen keinen Einfluß auf die Schätzung des Leistungsniveaus, wie beispielsweise ein Rauschen im Umfeld. Demnach wird mit der in Fig. 2 dargestellten üblichen Vorgehensweise lediglich ein beschränktes Konvergenzverhalten des adaptiven Filters mit zugeordnetem negativem Einfluß auf die Kommunikationsqualität erzielt.

Demnach besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung in der Schaffung eines digitalen adaptiven Filters mit verbesserter Konvergenzgeschwindigkeit auch bei Hintergrundrauschen.

Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst mit einer Filterkoeffizienten- Aktualisierungsvorrichtung zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten gemäß einem Eingangssignal, einer geschätzten Leistung des Eingangssignals, und einem Fehlersignal zwischen dem durch das digitale adaptive Filter gefilterten Eingangssignal und dem entlang einem externen Pfad, der durch das digitale adaptive Filter modelliert ist, geführten Eingangssignal, und eine Eingangssignal- Leistungsschätzvorrichtung zum Durchführen einer rekursiven Glättung für eine zunehmende Eingangsleistung und/oder eine abnehmende Eingangsleistung in asymmetrischer Weise.

Hier ermöglicht die Wahl zweier unterschiedlicher Glättungsfaktoren eine schnellere Konvergenz im Vergleich zu einer Lösung mit einem gemeinsamen Faktor. Weiterhin läßt sich eine zu große Schrittweite im Fall einer schnellen Zunahme der Eingangsleistung unter Umgehung jedweder Instabilität vermeiden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führt die Eingangssignal-Leistungsschätzvorrichtung die rekursive Glättung der geschätzten Eingangsleistung mit einem unterschiedlichen Gewichtsfaktor jeweils für ein ansteigendes und ein abfallendes Eingangssignal- Leistungsniveau durch.

Somit kann die Tatsache berücksichtigt werden, daß üblicherweise zu Beginn das Leistungsniveau eines Eingangssignals startet und sehr stark ansteigt und anschließend auf ein Nullniveau über eine viel längere Zeitperiode hinweg absinkt. Durch Einsatz zugeordneter Gewichtsfaktoren für eine steile Zunahme und eine langsame Abnahme des Leistungsniveaus ist es möglich, ein insgesamt signifikant verbessertes Konvergenzverhalten zu erzielen.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führt das digitale adaptive Filter die Schätzung des Eingangssignal-Leistungsniveaus im Frequenzbereich durch, und eine Schrittweite für zumindest ein Frequenzband wird individuell in Übereinstimmung mit dem Hintergrundrauschniveau des Frequenzbands berechnet.

Diese Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ermöglicht insbesondere die Berücksichtigung des Hintergrundrauschens in einem flachen Spektrum, oder in anderen Worten ausgedrückt, die Berücksichtigung der Tatsache, daß das Hintergrundrauschen nicht gleichmäßig über den gesamten Frequenzbereich verteilt ist. Durch einzelne Schrittweitenberechnungen für die einzelnen Frequenzbänder ist es möglich, eine optimale Konvergenz angepaßt an die vorliegende Situation zu erzielen, und somit auch ein insgesamt besseres Leistungsvermögen eines akustischen Echokompensators, der ein derartiges digitales adaptives Filter einsetzt.

Weiterhin weist gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das adaptive Filter im Frequenzbereich eine variable Eingangsblocklänge auf, die nicht auf eine Zweierpotenz beschränkt ist.

Somit wird gemäß der vorliegenden Erfindung die Einschränkung vermieden, daß die Eingangsblocklänge für das adaptive Filter im Frequenzbereich gemäß einer Zweierpotenz ausgewählt wird, wodurch der Bereich möglicher Anwendungen erweitert ist. Ein Beispiel wäre GSM-Sprachcodierung bei einer 20 ms-Basis, d. h. 160 Abtastwerten.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch eine Analysefilterbank zum Filtern eines Eingangssignals in mindestens zwei Frequenzbänder, ein Teilbandfilter für jedes Frequenzband der Analysebank zum Filtern des zugeordneten Frequenzband-Ausgangssignals, eine Synthesefilterbank zum Erzeugen eines Ausgangssignals im Zeitbereich anhand der Teilbandfilter-Ausgangssignale, derart, daß jedes Teilbandfilter eine Filterkoeffizienten- Aktualisierungsvorrichtung enthält, und zwar zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten gemäß dem hierzu zugeführten zugeordneten Frequenzband-Ausgangssignal, einer geschätzten Leistung hiervon, und einem Teilbandfehlersignal zwischen dem zugeordneten Frequenzbereich-Ausgangssignal und einem zugeordneten Frequenzband-Eingangssignal, das entlang einem externen Pfad geführt wird, der durch das Teilbandfilter modelliert ist, und die Filterkoeffizienten- Aktualisierungsvorrichtung eine Schrittweite für jedes Frequenzband individuell in Übereinstimmung mit dem Hintergrundrauschpegel für jedes Frequenzband berechnet.

Ergänzend zu den oben dargelegten Vorteilen erlaubt die Bereitstellung eines adaptiven Teilbandfilters eine flexible Skalierung zwischen dem Zeitbereich und dem Frequenzbereich. Je mehr Frequenzbänder betrachtet werden, umso besser ist das Konvergenzverhalten im Fall des Vorliegens einer frequenzselektiven Störung. Weiterhin steigt mit geringer werdender Störung in einem spezifischen Frequenzband die Schrittweite für den Filterkoeffizienten- Aktualisierungsprozeß des zugeordneten Teilbandfilters. Dies führt zu einer schnellen Konvergenz.

Gemäß einer zusätzlichen weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein akustischer Echokompensator für eine Kommunikationseinrichtung geschaffen, enthaltend eine digitale adaptive Filtervorrichtung zum Empfangen eines Eingangssignals der Kommunikationseinrichtung zum Erzeugen eines synthetischen Echos zum Approximieren eines tatsächlichen Echos zwischen einer Lautsprechervorrichtung und einer Empfangsvorrichtung der Kommunikationseinrichtung für eine Gegenphasenkompensation, sowie eine Kommunikationsüberwachungsvorrichtung zum Detektieren des momentanen Kommunikationsstatus der Kommunikationseinrichtung sowie zum Steuern der digitalen adaptiven Filtervorrichtung in Übereinstimmung hiermit, derart, daß die digitale adaptive Filtervorrichtung gemäß einer der oben dargelegten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung implementiert ist.

Somit wird das digitale adaptive Filter gemäß der vorliegenden Erfindung in einem akustischen Echokompensator eingesetzt, insbesondere in einer Freisprechkommunikationseinrichtung. Durch das verbesserte Leistungsvermögen des erfindungsgemäßen adaptiven Filters werden synthetische Echos mit verbesserter Übereinstimmung mit realen Echos bereitgestellt, die über den Echoausbreitungspfad erzeugt werden, zum Beispiel zwischen einem Lautsprecher und einem Mikrofon der Freisprech- Kommunikationseinrichtung.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält der akustische Echokompensator eine Schätzvorrichtung zum Bestimmen einer linearen Einhüllenden der Eingangssignalenergie und eine Hintergrundrausch-Schätzvorrichtung. Somit können die Eingangssignalenergie und das Hintergrundrauschen für eine Aktivitätsentscheidungsvorrichtung bereitgestellt werden, die zwischen unterschiedlichen Betriebszuständen unterscheidet, die von dem akustischen Echokompensator handzuhaben sind. Auf Basis des geschätzten Eingangssignal-Energieniveaus und des Hintergrundrauschniveaus ist es möglich, eine Unterbrechung des Hintergrundrauschens festzustellen und den Komfort durch Einsatz des akustischen Echokompensators zu erhöhen.

Ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung ergibt sich anhand der folgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen im Zusammenhang mit der beiliegenden Zeichnung; es zeigen:

Fig. 1 die Grundstruktur für den adaptiven Filtervorgang zum Löschen von Echos, die zwischen einem Lautsprecher und einem Mikrofon beispielsweise in einer Freisprechkommunikationseinrichtung entstehen;

Fig. 2 ein Signalflußdiagramm für die Schätzung eines Leistungsniveaus bei einem Eingangssignal für die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsstruktur;

Fig. 3 das Grundkonzept für die Bestimmung der Gewichtsfaktoren für die Leistungsniveauschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Leistungsniveau- Schätzeinheit mit selektiver Gewichtsfaktorbestimmung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 eine Zeitbereichsimplementierung eines digitalen adaptiven Filters unter Einsatz einer asymmetrischen Leistungsniveauschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 ein adaptives Filter vom Teilbandtyp unter Einsatz der asymmetrischen Leistungsniveauschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7 die grundlegende Vorgehensweise für ein adaptives Filtern im Frequenzbereich;

Fig. 8 ein Blockschaltbild für eine im Frequenzbereichimplementierung des digitalen adaptiven Filters unter Einsatz einer asymmetrischen Leistungsniveauschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 9 ein Signalflußdiagramm für die asymmetrische Leistungsniveauschätzung im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 10 eine blockpartitionierte Frequenzbereichrealisierung des digitalen adaptiven Filters unter Einsatz der asymmetrischen Leitungsniveauschätzung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 11 ein Blockschaltbild des akustischen Echokompensators gemäß der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 12 ein Blockschaltbild der in Fig. 11 gezeigten Kommunikationsüberwachungseinheit.

Die Fig. 3 zeigt das grundlegende Konzept für die unterschiedlichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, d. h. für die asymmetrische Schätzung beispielsweise eines Eingangssignal-Leistungsniveaus. In Fig. 3 sind lediglich ein Lautsprecher 10 und ein Mikrofon 12, die beispielsweise in einer Freisprech- Duplexkommunikationseinrichtung eingesetzt werden, gezeigt.

Die Fig. 3 stellt das Übertragungsverhalten entlang einem Pfad zwischen dem Lautsprecher 10 und dem Mikrofon 12 dar. Gibt der Lautsprecher ein Signal kurzer Periode 14 aus, so ist nach der Ausbreitung entlang dem Echopfad 16 das durch das Mikrofon 12 empfangene zugeordnete Signal ein Echosignal mit viel längerer Dauer. Dasselbe gilt für die Einhüllende 20 des Lautsprecherausgangssignals 14 und die Einhüllende 20 des Echosignals 18.

Wie in Fig. 3 gezeigt, weist üblicherweise die Einhüllende 20 des Lautsprechersignals 14 dieselbe Zeitdauer für das Ansteigen und das Abfallen des Leistungsniveaus hiervon auf.

Hierzu ist für das Echosignal 18 zu erkennen, daß anfänglich das Leistungsniveau erheblich bei dessen Beginn ansteigt, und hiernach die Tendenz aufweist, über eine viel längere Zeitperiode im Vergleich zu der Einhüllenden des Lautsprecherausgangssignals 20 abzufallen. In anderen Worten ausgedrückt, bei Schätzung des Leistungsniveaus eines Echosignals in Übereinstimmung mit dem Lautsprecherausgangssignal ist zu berücksichtigen, daß der Anstieg des Leistungsniveaus erheblich schneller erfolgt als der Abfall hiervon. Dies führt zu einer erhöhten Genauigkeit für die Leistungsniveauschätzung und im Ergebnis zu einem verbesserten Konvergenzverhalten.

Demnach erfolgt gemäß der vorliegenden Erfindung eine rekursive Vorgehensweise bei der Schätzung eines Leistungsniveaus gemäß

PI|_t = β.Pin|_t+(1-β).PI|_t-1

mit einer unterschiedlichen Gewichtung

Die geschätzte Leistung PI|_t zum Zeitpunkt t wird demnach aus der Momentanleistung Pin|_t zum Zeitpunkt t berechtet, sowie der geschätzten Leistung PI|_t-1 zum Zeitpunkt t-1. Im Rahmen der Erfindung wird vorgeschlagen, einen höheren Gewichtungsfaktor β_up im Fall eines ansteigenden Eingangsleistungsniveaus zu verwenden, sowie einen niedrigeren Gewichtungsfaktor β_down im Fall eines abnehmenden Eingangsleistungsniveaus. In anderen Worten ausgedrückt, erfolgt gemäß der vorliegenden Erfindung die Schätzung des Eingangssignal-Leistungsniveaus in asymmetrischer Weise.

Nachfolgend wird gezeigt, daß sich dieses Konzept entweder im Zeitbereich oder im Frequenzbereich einsetzen läßt. Im zweiten Fall ist es auch möglich, unterschiedliche Filterkoeffizienten in einem Frequenzband selektiv zu aktualisieren, um ein noch besseres Konvergenzverhalten durch Berücksichtigen des Hintergrundrauschens zu erzielen.

Gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das adaptive digitale Filter im Zeitbereich implementiert. Demnach erfolgt die Eingangssignal- Leistungsniveauschätzung gemäß

Wie sich anhand der obigen Formel erkennen läßt, wird das Leistungsniveau des Eingangssignals in einem neuen Zeitpunkt n anhand der momentanen Leistung des Eingangssignals x(n).x(n) sowie dem für den vorhergehenden Zeitpunkt n-1 geschätzten Leistungsniveau geschätzt.

Die Fig. 4 zeigt ein Schaltbild für die Zeitbereichsimplementierung der Eingangssignal- Leistungsniveauschätzung.

Hier wird ein erster Multiplizierer 24 zum Ableiten der momentanen Leistung x² (n) des Eingangssignals eingesetzt. Diese Momentanleistung wird anschließend selektiv mit β_up oder β_down jeweils für ein ansteigendes oder abfallendes Eingangs-Leistungsniveau durch einen zweiten Multiplizierer 26 multipliziert. Anschließend wird das Leistungsniveau PX für den vorhergehenden Zeitpunkt n-1 zu der Ausgangsgröße des zweiten Multiplizierers 26 addiert, und zwar nach einem Multiplizieren mit 1-β_up oder 1-β_down jeweils im Falle eines ansteigenden oder abfallenden Leistungsniveaus durch einen dritten Multiplizierer 28. Dies erlaubt das Ableiten eines neuen Werts für das geschätzte Leistungsniveau.

Wie in Fig. 4 ebenfalls gezeigt, wird jeder geschätzte Leistungsniveauwert mit der momentanen Leistung oder Ausgangsgröße des ersten Multiplizierers 24 in einem Komparator verglichen, zum selektiven Betreiben von Schaltern 34 und 36 jeweils für die Korrekturfaktoren β_up, β_down, 1-β_up, 1-β_down. Insbesondere im Fall x² < PX zeigt der Komparator 32 ein ansteigendes Leistungsniveau an, wohingehend andernfalls, im Fall x² ≦ PX der Komparator 32 ein abfallendes Leistungsniveau anzeigt.

Demnach ermöglicht der Zeitbereichsansatz eine unmittelbare Implementierung der Leistungsniveauschätzung und stellt deshalb eine sehr effiziente Lösung bei einer kurzen Filterlänge dar. Ein derartiges Beispiel für ein adaptives digitales Filter unter Einsatz der in Fig. 4 gezeigten Schaltung für die asymmetrische Leistungsniveauschätzung ist in Fig. 5 gezeigt.

Wie in Fig. 5 gezeigt, wird ein Eingangssignals x(n) durch einen Lautsprecher 10 ausgegeben, entlang einem Echopfad 16 geleitet und anschließend durch ein Mikrofon 12 aufgenommen. Ferner ist, wie oben dargelegt, ein adaptives digitales Filter im Zeitbereich 38 zum Modellieren des Echoausbreitungspfads 16 vorgesehen, und zwar für die Generierung eines synthetischen Echos für die Gegenphasenkompensation. Deshalb wird die Ausgangsgröße dieses adaptiven Zeitbereich-Digitalfilters (n) zu der Ausgangsgröße y(n) des Mikrofons 12 in einem Summierpunkt 40 addiert. Da die Synthese des synthetischen Echos lediglich eine Approximation des tatsächlichen Echos darstellt, verbleibt ein Fehlersignal e(n) = y(n) - (n) hinter dem Summierpunkt 40. Ein anderer Grund hierfür besteht darin, daß üblicherweise ein Rauschsignal n zusätzlich durch das Mikrofon 12 aufgenommen wird.

Wie in Fig. 5 gezeigt, ist nicht nur das Eingangssignal x(n) eine Eingangsgröße für das digitale adaptive Filter im Zeitbereich, sondern auch das Fehlersignal e(n) = y(n) - (n). Dieses Filter ist aufgeteilt in die üblichen Verzögerungseinheiten 42-1, . . ., 42-L, die Multipliziereinheiten 44-0, 44-1, . . ., 44-L sowie eine Summiereinheit 46 zum Addieren der Ausgangsgrößen der Multipliziereinheiten 44-0, . . ., 44-L. Zum flexiblen Anpassen der Koeffizienten c_0,n, . . ., c_L,n an die Ausbreitungsbedingungen zwischen dem Lautsprecher 10 und dem Mikrofon 12 ist auch eine Anpaßeinheit 48 vorgesehen, die jeweils eine Leistungsschätzeinheit 50 sowie eine Koeffizienten-Aktualisierungseinheit 52 enthält.

Wie in Fig. 5 gezeigt, empfängt die Leistungschätzeinheit 50 das Eingangssignal des Lautsprechers 10 als Eingangssignal und leitet hieraus ein geschätztes Leistungsniveau unter Einsatz der in Fig. 4 gezeigten Vorgehensweise und Schaltungsstruktur ab. Unter Einsatz des geschätzten Leistungsniveaus PX|_n oder äquivalent ||x|| erfolgt die Aktualisierung der Filterkoeffizienten c _n = [c_0,n, . . ., c_L,n]^T gemäß

mit x = [x(n), x(n-1), . . ., x(nL)]^T. Hierbei ist in der Koeffizienten-Aktualisierungseinheit 52 die Schätzung des Eingangssignals-Leistungsniveaus erforderlich, die über einen asymmetrischen Glättungsprozeß implementiert ist, bei dem die rekursive Glättung mit unterschiedlichen Faktoren β_up und β_down jeweils für ein ansteigendes oder ein abfallendes Eingangs-Leistungsniveau gemäß der oben für den Zeitbereich angegebenen Rekursionsformel.

Deshalb ermöglicht die Zeitbereichsimplementierung des adaptiven Filters eine Konvergenz des adaptiven Filters, die unabhängig von dem Leistungsniveau des Eingangssignals ist, in Übereinstimmung mit dem Algorithmus auf der Grundlage normierter kleinster mittlerer (Fehler) Quadrate. Ferner bildet die Schrittweite µ den Freiheitsgrad zum Bestimmen des Konvergenzverhaltens bei dem digitalen adaptiven Filter im Zeitbereich.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglichen die unterschiedlichen β-Faktoren das Vermeiden einer zu großen Schrittweite in dem Fall eines schnellen Anstiegs der Eingangsleistung, die eventuell zu einer Instabilität führen könnte. Deshalb wird insgesamt eine schnellere Konvergenz im Vergleich zu der Lösung mit Einsatz lediglich eines einzigen Faktors erzielt. Dies führt zu einem besseren Leistungsvermögen des adaptiven Filters im Zeitbereich und somit zu einer besseren Qualität der Einrichtungen, die dieses adaptive Filter im Zeitbereich einsetzen.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft ein adaptives digitales Filter vom Teilbandtyp, wie in Fig. 6 gezeigt. Hier ist eine Analysefilterbank 54 zum Filtern eines Eingangssignals x für den Lautsprecher 10 in mindestens zwei Frequenzbändern vorgesehen. Zusätzlich filtert eine zweite Analysefilterbank 56 die Ausgangsgröße des Mikrofons 12 erneut in mindestens zwei Frequenzbänder gemäß den durch die erste Analysefilterbank 54 gebildeten Frequenzbändern.

Wie in Fig. 6 gezeigt, wird für jedes Frequenzband, das jeweils in der ersten und zweiten Analysefilterbank 54 und 56 vorgesehen ist, ein Teilbandfilter 58-1, . . ., 58-n vorgesehen, und zwar zum Modellieren des Übertragungsverhaltens entlang dem Echoausbreitungspfad 16 in diesem Frequenzband. Das Ausgangssignal jedes Teilbandfilters 58-1, . . ., 58-n kann anschließend mit dem zugeordneten Ausgangssignal der zweiten Analysefilterbank 56 kombiniert werden, und zwar zum Ableiten eines Fehlersignals für jedes Frequenzband, das anschließend zum Abgleichen des zugeordneten Teilbandfilters 58-1, . . ., 58-n eingesetzt wird. Zum Ableiten der Fehlersignale sind zugeordnete Addierer 60- 1, . . ., 60-n vorgesehen, deren Ausgangsgrößen eine Synthesefilterbank 62 speisen, die ein Ausgangssignal im Zeitbereich anhand der Teilband-Ausgangssignale erzeugt.

Der Vorteil dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß eine Skalierbarkeit für den Filtervorgang in unterschiedlichen Frequenzbändern erzielt wird. Zudem eignet sich das adaptive Filter vom Teilbandtyp gut zum frequenzselektiven Filtern von Störsignalen auf dem Echoausbreitungspfad, da durch die einzelnen Teilbandfilter eine spezifische Kompensation dieser Störsignale möglich ist. Zudem kann für jedes Teilband eine zugeordnete Schrittweite für die Aktualisierung der Filterkoeffizienten gewählt werden.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung basiert auf einem Ansatz im Frequenzbereich, der eine Transformation in dem Frequenzbereich erfordert und deshalb zu einem zusätzlichen Aufwand führt, der sich lediglich in einem Fall lohnt, in dem die Filterlänge eine bestimmte Schwellwertlänge übersteigt. Für sehr lange Filterlängen ist die Vorgehensweise im Frequenzbereich der Vorgehensweise im Zeitbereich im Hinblick auf die Verarbeitungskomplexität überlegen.

Ferner müssen in dem Fall, in dem die Filtertechnik im Frequenzbereich auf einer Blockbasis abläuft, eine Reihe von Eingangsabtastwerten solange gesammelt werden, bis sich die Blockverarbeitung durchführen läßt. Dies erzeugt eine inhärente Verzögerung, die von der Transformationslänge abhängt und bei der nachfolgend zu beschreibenden Ausführungsform zu berücksichtigen ist.

Wie in Fig. 7 gezeigt, wird das Eingangssignal in Segmente von beispielsweise gleicher Länge unterteilt, die sukzessive mit der Impulsantwort gefaltet werden oder äquivalent ausgedrückt, die Fast-Fourier-Transformierte (FFT) X(k) des Eingangssignals x(n) wird mit der Übertragungsfunktion H(k) der Impulsantwort h(n) multipliziert. Anschließend wird nach der inversen Fast-Fourier-Transformation (IFFT) ein letzter Block des Ergebnisses als Ausgangssignal gesichert.

Fig. 8 zeigt den Einsatz des in Fig. 7 gezeigten adaptiven Filters im Frequenzbereich bei der Echokompensation.

Hier ist das Eingangssignal x(n) das Signal an der Leitung RCV-IN, das zu dem Lautsprecher 10 geführt wird. In dem adaptiven Filter wird dieses Signal durch eine Eingangssignals-Aufteileinheit 64 aufgeteilt. Diese Eingangssignals-Aufteileinheit bzw. Segmentiereinheit 64 ist mit einer FFT-Transformationseinheit 66 verbunden. Mit dem Ausgang dieser FFT-Transformationseinheit 66 ist eine Einheit zum Bilden einer konjugiert Komplexen 68 verbunden, zum Ableiten der konjugiert komplexen Größe X*(k) der Frequenzbereichdarstellung X(k) des Eingangssignals x(n).

Wie in Fig. 8 ebenfalls gezeigt, wird ein Fehlersignal e(n) als zweites Eingangssignal für das adaptive Filter über eine zweite Eingangssignal-Segmentiereinheit 70 bereitgestellt. Die Ausgangsgröße dieser zweiten Eingangssignal- Segmentiereinheit 70 ist mit einer zweiten FFT- Transformationseinheit 72 verbunden. Die Frequenzbereichsdarstellung E(n) des Fehlersignals e(n) und die konjugiert Komplexe X*(k) der Frequenzbereichsdarstellung des Eingangssignals werden anschließend in einer ersten Multipliziereinheit 74 multipliziert.

Wie in Fig. 8 ebenfalls gezeigt, ist der Ausgang dieser ersten Multipliziereinheit 74 mit dem Eingang einer Gradientenbeschränkungseinheit 76 verbunden, die selbst wiederum mit der Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 78 verbunden ist. Bei dem Ausgang der Filterkoeffizienten- Aktualisierungseinheit 78 werden die zugeordneten Filterkoeffizienten mit der Frequenzbereichsdarstellung des Eingangssignals X(k) multipliziert, und zwar zum Ableiten der Frequenzbereichdarstellung des Filterausgangssignals Y(k), die einer inversen FFT-Transformation in einer ersten Rücktransformationseinheit 80 unterzogen wird. Schließlich wird der letzte Block der Zeitbereichsdarstellung des Ausgangssignals des adaptiven Filters in einer Speichereinheit 82 zum Bilden des Ausgangssignals gesichert.

Gemäß der Erfindung ist die Filterkoeffizienten- Aktualisierungseinheit 78 von besonderer Bedeutung, da sie das adaptive Filter im Frequenzbereich komplettiert. Insbesondere ist die in Fig. 8 gezeigte Struktur vom Typ mit Gradientenbeschränkung, derart, daß der Gradient eine Veränderung während der Angleichung der Filterkoeffizienten für das Filter im Frequenzbereich durch die Gradientenbeschränkungseinheit 76 begrenzt ist. Während eine Struktur ohne Beschränkung zu der Einsparung von zwei FFT- Transformationen führen würde, ist die Konvergenz des erfindungsgemäßen adaptiven Filters im Frequenzbereich aufgrund eines verbesserten Abgleichens größer.

Die Fig. 9 zeigt ein detaillierteres Blockschaltbild für die Leistungsschätzung im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung. Die in Fig. 9 gezeigte Struktur implementiert die Gleichung

Die Struktur enthält eine zweite Einheit zum Ableiten einer konjugiert Komplexen 84 sowie eine Verzögerungseinheit 86 zum Erzielen der rekursiven Schätzgröße des Leistungsniveaus. Wie oben dargelegt, werden jeweils zwei asymmetrische Glättungsfaktoren β und 1-β jeweils den Multipliziereinheiten 88 und 90 zugeführt. Anschließend werden beide Multiplizierergebnisse in einem Addierer 92 zum Berechnen der geschätzten Leistung des Eingangssignals addiert.

Der Filterkoeffizienten-Aktualisierungsprozeß im Frequenzbereich unter Einsatz des geschätzten Eingangssignal- Leistungsniveaus wird in der Filterkoeffizienten- Aktualisierungseinheit 78 folgendermaßen durchgeführt:

Hier wird der neue Koeffizient H(k) |_t+1 anhand der alten Koeffizienten H(k) |_t durch Addieren eines bestimmten Inkrements abgeleitet, das erfindungsgemäß definiert ist durch:
µ(k) Individuelle Schrittweite für jeden Frequenzpunkt
E(k) Transformiertes Fehlersignal (Restsignal nach dem Summierpunkt)
X*(k) Konjugiertkomplexe des transformierten Lautsprechersignals
PX(k) |_t Geschätzte Leistung des transformierten Lautsprechersignals
G (k) Gradientenbeschränkungsbetriebsschritt aufgrund der zyklischen FFT-Eigenschaften.

Demnach wird gemäß der vorliegenden Erfindung die Schrittgröße µ(k) individuell für jedes Frequenzband berechnet, und sie hängt von dem Hintergrundrauschniveau in diesem spezifischen Frequenzband ab. Üblicherweise wird die Schrittgröße umso größer, je niedriger das Hintergrundrauschen ist. Demnach ermöglicht die Erfindung eine optimale Konvergenz angepaßt an die vorliegende Situation, da das Hintergrundrauschen beispielsweise in einem Fahrzeug kein flaches Spektrum aufweist. Im Ergebnis läßt sich die Konvergenzgeschwindigkeit individuell an die Frequenzeigenschaften des Hintergrundrauschens anpassen, was zu einem besseren Leistungsvermögen des adaptiven Filters führt, und somit zu einem besseren Leistungsumfang derjenigen Einrichtung, in der das adaptive Filter im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, beispielsweise einem akustischen Echokompensator oder einer Telekonferenz -Kommunikationseinrichtung.

Eine andere Auswirkung der bandspezifischen Normierung besteht in einer Dekorrelierung des Eingangssignals. Demnach läßt sich das Konvergenzverhalten für farbige Signale wie Sprache verbessern, vgl. "Globaloptimierter akustischer Echokompensator im Frequenzbereich für Anwendungen mit ungünstigem Umfeld", J. Boudi, F. Chapman, P. Lockwood, 4th Internationaler Workshop on Acoustic Echo and Noise Control, 21. bis 23. Juni 1995, Rodos, Norwegen, Seite 95 bis 98.

Ferner ist bei der in Fig. 8 gezeigten Struktur die Blocklänge nicht auf eine Zweierpotenz beschränkt. Vielmehr kann bei der in Fig. 8 gezeigten Struktur auch eine Eingangslänge K und eine FFT-Länge N gewählt werden, für die gilt:

N≧2K

Demnach ermöglicht diese Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine höhere Zahl möglicher Anwendungen. Ein Beispiel ist GSM, wo der Sprachcodierer auf einer 20 ms-Basis oder äquivalent auf Basis von 160 Abtastwerten läuft. Dieser Wert ist keine Potenz von 2.

Ferner läuft die bei dem in Fig. 8 gezeigten adaptiven Frequenzbereichsfilter eingesetzte Filtertechnik auf einer Blockbasis ab, und eine Reihe von Eingangsabtastwerten muß solange gesammelt werden, bis die Blockverarbeitung durchgeführt werden kann. Dies erzeugt eine inhärente Verzögerung, die von der FFT-Länge abhängt und bei einer Echtzeitanwendung zu berücksichtigen ist. Zum Überwinden dieses Nachteils kann eine FFT-Transformation großer Länge in kleinere Teile aufgeteilt werden, d. h. sie kann partitioniert werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung führt dies zu einem adaptiven Filter im Frequenzbereich mit Blockpartition, das nachfolgend erläutert wird.

Die Fig. 10 zeigt ein derartiges adaptives Filter im Frequenzbereich mit Blockpartition gemäß der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 10 gezeigt, nützt diese Ausführungsform des adaptiven Filters im Frequenzbereich vier Partitionen n = 0, . . ., 3. Der Einsatz von vier Partitionen führt zu einer FFT-Länge, die ¼ der Originallänge beträgt. Demnach ist die Verzögerung auf ¼ reduziert. Jedoch ist bei dieser Ausführungsform der rechnerische Aufwand etwas erhöht, und der Dekorreliereffekt für das Eingangssignals x(n) ist aufgrund der kürzeren FFT-Länge reduziert.

Wie in Fig. 10 gezeigt, enthält das adaptive Filter im Frequenzbereich mit Blockpartitionierung die Einheit zum Erzeugen der konjugiert Komplexen 68, die Gradientenbeschränkungseinheit 76 und die Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheit 78 jeweils dupliziert für jeden einzelnen Block des adaptiven Filters im Frequenzbereich. Insbesondere sind die unterschiedlichen Filterkoeffizienten-Aktualisierungseinheiten der Partitionsblöcke des adaptiven Filters im Frequenzbereich jeweils durch die Bezugszeichen A₀, A₁, A₂ und A₃ bezeichnet. Weiterhin müssen zum Erzielen der Blockpartitionierung jeweils zusätzliche Verzögerungseinheiten 94, 96, 98 vorgesehen sein. Schließlich wird die Ausgangsgröße jedes Partitionsblocks in dem adaptiven Filter im Frequenzbereich in einer Vektoraddiereinheit 100 addiert, deren Ausgangsgröße der ersten inversen FFT-Einheit 80 zugeführt wird, wie bereits in Fig. 8 gezeigt ist.

Bei Betrachtung der Funktion der in Fig. 10 gezeigten Struktur ist zu erwähnen, daß die FFT-Länge zu 128 gewählt ist, was zu einer Echopfadlänge von 32 ms führt, d. h. zu 256 Abgriffen bei 8 KHz Abtastfrequenz. Der erste Block H0 enthält die ersten 64 Abgriffe, der zweite Block H1 enthält die nächsten 64 Abgriffe, und so weiter. Dasselbe gilt für die Eingangsvektorblöcke X₀-X₃. Die Verzögerungseinheiten symbolisieren eine Verzögerung um einen Block. Ein Partitionsfaktor von 4 führt zu einer inhärenten Verzögerung von 8 ms plus etwas Bearbeitungsverzögerung.

Die Filterkoeffizienten-Aktualisierung erfolgt ähnlich zu der Aktualisierung, die bei dem Algorithmus mit normiertem kleinstem Fehlerquadrat im Zeitbereich durchgeführt wird, d. h. das Fehlersignal wird durch die Eingangsleistung normiert, und die neuen Koeffizienten werden anhand der alten durch Addieren eines bestimmten Schritts in Übereinstimmung mit dem Eingangsvektor abgeleitet. Der Unterschied zu dem NLMS-Algorithmus im Zeitbereich besteht darin, daß die Normierung individuell für jeden Frequenzpunkt erfolgt, und daß die Schrittweite µ individuell für jeden Frequenzpunkt zum Optimieren der Konvergenzeigenschaften gesteuert wird, wie oben dargelegt.

Die Schätzung der Eingangsleistung basiert auf der Leistung der Blockeingangssignale X₀-X₃ und der vorhergehenden geschätzten Eingangsleistung. Gemäß der Erfindung erfolgt eine rekursive Glättung mit unterschiedlichen asymmetrischen Glättungsfaktoren für eine zunehmende und eine abnehmende Leistung. Zwei unterschiedliche Glättungsfaktoren werden benützt, um eine zu große Schrittweite im Fall einer schnellen Zunahme der Eingangsleistung zu vermeiden, was eine Instabilität bewirken könnte. Die Eingangsleistung wird für jeden Frequenzpunkt geschätzt. Die Eingangsleistung wird durch PX bezeichnet.

Wie bei den Ausführungsformen gemäß Fig. 8 bestimmt auch bei dem adaptiven Filter im Frequenzbereich mit Blockpartition gemäß der vorliegenden Erfindung die Schrittweite µ die Stabilität, die Geschwindigkeit der Konvergenz und den letztendlich vorliegenden Abgleichsfehler. Eine große Schrittweite führt zu einer schnellen Konvergenz, jedoch auch zu einem hohen Gradientenrauschen und umgekehrt. Bei Vorliegen von zusätzlichem Rauschen, z. B. Fahrzeughintergrundrauschen, ist die Schrittweite zum Vermeiden von Instabilität zu reduzieren.

Während vorangehend unterschiedliche Ausführungsformen eines adaptiven Filters im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert wurden, erfolgt nachfolgend ein Bezug auf einen akustischen Echokompensator unter Einsatz eines derartigen adaptiven Filters im Frequenzbereich. Eine typische Anwendung für einen derartigen akustischen Echokompensator besteht in einer Freisprech- Kommunikationseinrichtung einer Telekonferenz- Kommunikationseinrichtung oder einem Multimedia-Terminal.

Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild eines akustischen Echokompensators gemäß der vorliegenden Erfindung. Hier erzeugt das adaptive Filter ein synthetisches Echo, das identisch zu dem tatsächlichen Echo bei Gegenphasenkompensation sein sollte. Aufgrund des begrenzten Leistungsvermögens des adaptiven Filters ist das Restecho e nach dem Summierpunkt noch wahrnehmbar, und es wird durch einen nicht linearen Prozessor 102 entfernt, beispielsweise einen Mittenklipper (center clipper). Jedoch eliminiert der nicht lineare Prozessor 102 nicht nur das Restecho, sondern auch das Hintergrundrauschen des Nahbereichssprechers vor dem Mikrofon 12. Dies erzeugt ein Gefühl einer unterbrochenen Leitung für den Fernbereichsprecher. Eine Vorgehensweise zum Überwinden dieses Problems besteht in der Bereitstellung eines Komfortrauschgenerators 104.

Wie in Fig. 11 gezeigt, wird der akustische Echokompensator durch eine Kommunikationsüberwachungseinheit 106 gesteuert, die nachfolgend auch als Doppelsprechdetektor bezeichnet wird. Dieser Doppelsprechdetektor 106 unterscheidet zwischen den unterschiedlichen Betriebszuständen für den akustischen Echokompensator, und er steuert den Adaptionsprozeß für das adaptive Filter.

Im Hinblick auf die Stabilität ist zu erwähnen, daß üblicherweise eine relativ große Lautstärke des Lautsprechersignals - beispielsweise in einem Fahrzeug - vorzusehen ist, damit eine optimale Kommunikation gewährleistet ist. Dies impliziert ein System, das oberhalb der Stabilitätsgrenze betrieben wird, was zu einem Rückkopplungspfeifen führen kann, wenn das adaptive Filter nicht eine ausreichende Dämpfung erzielt. Bei hohen Lautsprecherlautstärken ist die Kombination von sprachgesteuerter Waage und akustischer Echokompensation bei der praktischen Implementierung der Erfindung erfolgreich.

Wie oben erwähnt, kann die nicht-lineare Verarbeitungseinheit 102 als Mittenklipper mit einem adaptiven Schwellwert implementiert sein. Der Schwellwert wird höher als der erwartete Echopegel nach linearer Kompensation gewählt, um alle Restechos zu unterdrücken. Dieser erwartete Echopegel ist der RCV-OUT-Pegel, der jeweils gemäß der akustischen Echodämpfung und dem Dämpfungsgewinn des adaptiven Filters reduziert ist. Der nicht lineare Prozessor 102 ist lediglich in dem Fall aktiv, in dem eine alleinige Aktivität des Fernbereichsprechers vorliegt. Er ist nicht aktiv, wenn ein Nahbereichsprecher aktiv ist, damit jeder Abschneidvorgang vermieden wird, und ferner wenn niemand spricht, und zwar zum Übertragen des Hintergrundrauschens.

Zudem führt der in Fig. 11 gezeigte Doppelsprechdetektor 106 die Steuerung des vollständigen akustischen Echokompensators durch. Somit steuert er jeweils das adaptive Filter, die nicht-lineare Verarbeitungseinheit 102 und den Komfortrauschgenerator 104, wie in Fig. 11 gezeigt.

Wie in Fig. 12 gezeigt, enthält der Doppelsprechdetektor 106 eine Einheit 108 zum Schätzen der Energie des Eingangssignals, eine Einheit 110 zum Schätzen des Hintergrundrauschens sowie eine Einheit 112 zum Bestimmen der Aktivität jeweils des Nahbereichssprechers und des Fernbereichssprechers. Insbesondere unterscheidet der Doppelsprechdetektor 106 vier Betriebszustände, und er führt unterschiedliche Aufgaben in Abhängigkeit von dem Betriebszustand durch:

- Ruhezustand: Niemand spricht
- Nahbereich aktiv: Die Person vor dem Mikrofon spricht
- Fernbereich aktiv: Ein Signal kommt von der Fernbereichsseite
- Doppelsprechen: Ein Signal kommt von dem Fernbereich und der Nahbereichssprecher ist aktiv.

Wie in Fig. 12 gezeigt, muß der Doppelsprechdetektor 106 die Eingangssignalenergie und das Hintergrundrauschen schätzen, um eine sichere Betriebszustandsabschätzung durchzuführen. Gemäß dem Theorem von Parseval kann die Energie im Zeitbereich sowie im Frequenzbereich berechnet werden:

Im Frequenzbereich läßt sich eine lineare Einhüllende "Env_lin" berechnen und rekursiv glätten, und zwar gemäß

Wie in Fig. 12 ebenfalls gezeigt, enthält der Doppelsprechdetektor 106 eine Einheit 110 zum Schätzen des Hintergrundrauschens. Dies dient für die Berücksichtigung der Tatsache, daß beispielsweise eine mobile Anwendung einen hohen Hintergrundrauschpegel impliziert. Dieses Rauschen kommt hauptsächlich von den Rädern und dem Wind, und es ist kurzzeit-stationär. Es ist wesentlich, zwischen dem Hintergrundrauschen und dem Nahbereichssprecher zu unterscheiden, um eine sichere Betriebszustands-Entscheidung durchzuführen.

Die Einheit 110 zum Schätzen des Hintergrundrauschens ist für das Nahbereichssignal und das Fernbereichssignal aktiv. An der Fernbereichsseite können Umschalteinrichtungen angeschlossen sein, wodurch sich schnell verändernde Hintergrundrauschpegel erzeugt werden. Weiterhin basiert die Einheit 110 zum Schätzen des Hintergrundrauschens auf den folgenden. Annahmen:

- Das Hintergrundrauschen ist langzeitig stationär;
- das Sprachsignal ist in hohem Umfang instationär; und
- der Hintergrundrauschpegel kann sich schnell ändern.

Auf der Grundlage des Eingangsenergiepegels und des geschätzten Hintergrundrauschpegels der SND-IN und RCV-IN- Signale erfolgt die Durchführung erster Aktivitätsentscheidungsvorgänge für SND-IN und RCV-IN durch die Aktivitätsentscheidungseinheit 112 des Doppelsprechdetektors 106. Hierbei wird dann, wenn der Eingangspegel den geschätzten Hintergrundrauschpegel um einen bestimmten Schwellwert übersteigt, die Eingangsgröße als aktiv festgelegt, und andernfalls als inaktiv. Demnach unterscheidet die Aktivitätsentscheidungseinheit 112 zwischen vier unterschiedlichen Betriebszuständen:

- Ruhezustand
- Nahbereich aktiv
- Fernbereich aktiv
- Doppelsprechen.

Liste der Abkürzungen

AEC akustischer Echokompensator
BGN Hintergrundrauschen
CNG Komfortrauschgenerator
DTD Doppelsprechdetektor Fernbereichssignal:
Signal, das von der Leitung kommt und zu dem Lautsprecher geführt wird
FDAEC Akustischer Echokompensator im Frequenzbereich
FDAF Adaptives Filter im Frequenzbereich
FFT Schnelle Fourier-Transformation
FIR Endliche Impulsantwort
G Gradientenbeschränkung
IFFT Inverse schnelle Fourier-Transformation
k Index für Frequenzband
L Filtergrad
N Länge der FFT Nahbereichssignal:
Signal, das durch das Mikrofon aufgenommen wird und zu der Leitung abgegeben wird
NLMS Normalized Least Mean Square, Normierte kleinste mittlere Fehlerquadrate
NLP Nicht linearer Prozessor
PBFDAF Adaptives Filter im Frequenzbereich mit Blockpartitionierung
PX Geschätzte Eingangsleistung des Lautsprechersignals
RCV Empfangen
RCV-IN Empfangssignal (Eingang von dem Fernbereich)
RCV-OUT Empfangsausgangsgröße (Ausgangsgröße für den Lautsprecher)
SND Senden
SND-IN Sendeeingangsgröße (Eingabe von dem Mikrofon)
SND-OUT Sendeausgangsgröße (Ausgangsgröße für den Fernbereich)
TDAEC Akustischer Echokompensator im Zeitbereich
T_B

Signalverzögerung um einen Block
X(k) Transformierte des Eingangssignals x(n)
X*(k) Konjugiert komplexe Transformierte von x(n)
β Glättungsfaktor
µSchrittweite
y(n) Ausgangssignal im Zeitbereich für das adaptive Filter im Frequenzbereich

Claims

1. Digitales adaptives Filter, enthaltend:

a) eine Filterkoeffizienten-Aktualisierungsvorrichtung (52; 78) zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten gemäß
- a1) einem Eingangssignal (x; X),
- a2) einer geschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals, und
- a3) einem Fehlersignal zwischen dem durch das digitale adaptive Filter gefilterten Eingangssignal und dem entlang einem externen Pfad (16), der durch das digitale adaptive Filter modelliert ist, geführten Eingangssignal, und
b) eine Eingangssignal-Leistungsschätzvorrichtung (24- 36, 50; 84-92) zum Durchführen einer rekursiven Glättung für eine zunehmende Eingangsleistung und/oder eine abnehmende Eingangsleistung in asymmetrischer Weise.

2. Digitales adaptives Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignal- Leistungsschätzvorrichtung (24-36, 50; 84-92) die rekursive Glättung der Eingangsleistung gemäß
durchführt.

3. Digitales adaptives Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignals- Leistungsschätzvorrichtung (24-36, 50) die rekursive Glättung der Eingangsleistung im Zeitbereich gemäß
durchführt.

4. Digitales adaptives Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignals- Leistungsschätzvorrichtung (84-92) die rekursive Glättung der Eingangsleistung im Frequenzbereich gemäß
durchführt.

5. Digitales adaptives Filter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten- Aktualisierungsvorrichtung (84-92) eine Schrittweite (µ(k)) für mindestens ein Frequenzband individuell gemäß dem Hintergrundrauschpegel des Frequenzbands berechnet.

6. Adaptives Filter im Frequenzbereich, enthaltend:

a) eine Filterkoeffizienten-Aktualisierungsvorrichtung (78) zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit
- a1) einem Eingangssignal (X)
- a2) einer geschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals, und
- a3) einem Fehlersignal zwischen dem in dem adaptiven Filter im Frequenzbereich gefilterten Eingangssignal und einem Eingangssignal, das entlang einem externen Pfad (16) geführt ist, der durch das adaptive Filter im Frequenzbereich modelliert ist, derart, daß
b) die Filterkoeffizienten-Aktualisierungsvorrichtung (78) eine Schrittweite für jedes Frequenzband individuell gemäß dem Hintergrundrauschpegel jedes Frequenzbands berechnet.

7. Adaptives Filter im Frequenzbereich nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß es ferner eine Eingangssignal-Leistungsschätzvorrichtung (84-92) zum Durchführen einer rekursiven Glättung für eine zunehmende Eingangsleistung und/oder eine abnehmende Eingangsleistung in asymmetrischer Weise enthält.

8. Adaptives Filter im Frequenzbereich nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß es ferner eine Gradientenbeschränkungsvorrichtung (76) zum Erzielen einer optimalen Konvergenz der Filterkoeffizienten enthält.

9. Adaptives Filter im Frequenzbereich nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten- Aktualisierungsvorrichtung (78) die Filterkoeffizienten wie folgt aktualisiert:
derart, daß

- µ(k) die einzelne Schrittweite für jedes Frequenzband ist, sowie
- E(k) das transformierte Fehlersignal (Restsignal nach dem Summierpunkt)
- X*(k) die konjugiert Komplexe des transformierten Lautsprechersignals
- PX(k) die geschätzte Leistung des transformierten Lautsprechersignals, und
- G(k) den Gradientenbeschränkungsbetriebsschritt (aufgrund zyklischer FFT-Eigenschaften) realisiert.

10. Adaptives Filter im Frequenzbereich nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß es vom blockpartitionierten Typ ist.

11. Adaptives Filter im Frequenzbereich nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß es vom Typ mit variabler Eingangslänge (K) ist, derart gewählt, daß gilt
N≧2K,
mit N als FFT-Länge und derart, daß K nicht auf eine Zweierpotenz beschränkt ist.

12. Adaptives Filter vom Teilband-Typ, enthaltend:

a) eine Analysefilterbank (54) zum Filtern eines Eingangssignals in mindestens zwei Frequenzbänder,
b) ein adaptives Teilbandfilter (58-1, . . ., 58-n) für jedes Frequenzband der Analysebank zum Filtern des zugeordneten Frequenzband-Ausgangssignals,
c) eine Synthesefilterbank (62) zum Erzeugen eines Ausgangssignals im Zeitbereich anhand der Teilbandfilter-Ausgangssignale,

derart, daß

d) jedes Teilbandfilter (58-1, . . ., 58-n) eine Filterkoeffizienten-Aktualisierungsvorrichtung enthält, und zwar zum sukzessiven Aktualisieren von Filterkoeffizienten gemäß
- d1) dem hierzu zugeführten zugeordneten Frequenzband-Ausgangssignal,
- d2) einer geschätzten Leistung hiervon, und
- d3) einem Teilbandfehlersignal zwischen dem zugeordneten gefilterten Frequenzbereich- Ausgangssignal und einem zugeordneten Frequenzband-Eingangssignal, das entlang einem externen Pfad geführt wird, der durch das Teilbandfilter modelliert ist, und
e) die Filterkoeffizienten-Aktualisierungsvorrichtung eine Schrittweite für jedes Frequenzband individuell gemäß dem Hintergrundrauschpegel für jedes Frequenzband berechnet.

13. Adaptives Filter vom Teilbandtyp nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten- Aktualisierungsvorrichtung jedes Teilbandfilters eine rekursive Glättung für eine zunehmende Eingangsleistung und eine abnehmende Eingangsleistung asymmetrisch durchführt.

14. Adaptives Filter vom Teilbandtyp nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignal- Leistungsschätzvorrichtung die rekursive Glättung der Eingangsleistung wie folgt durchführt:

15. Akustischer Echokompensator für eine Kommunikationseinrichtung, enthaltend:

a) eine digitale adaptive Filtereinrichtung (101) zum Empfangen eines Eingangssignals der Kommunikationseinrichtung zum Erzeugen eines synthetischen Echos für die Approximation eines tatsächlichen Echos zwischen einer Lautsprechervorrichtung (10) und einer Empfangsvorrichtung (12) der Kommunikationseinrichtung für eine Gegenphasenkompensation, und
b) eine Kommunikationsüberwachungsvorrichtung (106) zum Detektieren des momentanen Kommunikationsstatus der Kommunikationseinrichtung sowie zum Steuern der digitalen adaptiven Filtervorrichtung (101) in Übereinstimmung hiermit, derart, daß
c) die digitale adaptive Filtervorrichtung (101) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14 implementiert ist.

16. Akustischer Echokompensator nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Kommunikationsüberwachungsvorrichtung (106) enthält:

a) eine Energiepegel-Schätzvorrichtung (108) zum Bestimmen einer linearen Einhüllenden der Eingangssignalenergie,
b) eine Hintergrundrausch-Schätzvorrichtung (110) zum Durchführen eines Schätzung des Hintergrundrauschens für ein Nahbereichssignal und ein Fernbereichssignal, und
c) eine Aktivitätsentscheidungsvorrichtung (112) zum Differenzieren zwischen vier unterschiedlichen Betriebszuständen Ruhezustand, Nahbereich aktiv, Fernbereich aktiv und Doppelsprechen.

17. Akustischer Echokompensator nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Energiepegel- Schätzvorrichtung (108) einen asymmetrischen Glättungsfaktor zum Bestimmen der Einhüllenden der Eingangssignalenergie benützt.

18. Akustischer Echokompensator nach einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der digitalen adaptiven Filtervorrichtung (101) einem Mittenklipper als nicht-lineare Verarbeitungsvorrichtung (102) zugeführt sind.

19. Akustischer Echokompensator nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgangssignal der nichtlinearen Prozessorvorrichtung (102) ein synthetisches Rauschen überlagert ist, das von einer Komfortrausch- Erzeugungsvorrichtung (104) ausgegeben ist.

20. Freisprech-Kommunikationseinrichtung mit einem Echokompensator nach einem der Ansprüche 15 bis 19.

21. Telefonkonferenz-Kommunikationssystem mit einem Echokompensator nach einem der Ansprüche 15 bis 19.

22. Multimedia-Terminalausrüstung mit einem Echokompensator nach einem der Ansprüche 15 bis 19.

23. Digitales adaptives Filterverfahren, gemäß dessen:

a) Filterkoeffizienten sukzessive aktualisiert werden, gemäß
- a1) einem Eingangssignal (x),
- a2) einer geschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals, und
- a3) einem Fehlersignal zwischen dem Eingangssignal für das digitale adaptive Filterverfahren und dem Eingangssignal, das entlang einem externen Pfad (16) geführt wird, der durch das digitale adaptive Filterverfahren modelliert wird, und
b) Durchführen einer rekursiven Glättung in asymmetrischer Weise für eine zunehmende Eingangsleistung und eine abnehmende Eingangsleistung.

24. Digitales adaptives Filterverfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsleistung rekursiv wie folgt geglättet wird:

25. Digitales adaptives Filterverfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsleistung rekursiv im Zeitbereich geglättet wird gemäß

26. Digitales adaptives Filterverfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsleistung rekursiv im Frequenzbereich geglättet wird gemäß

27. Digitales adaptives Filterverfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schrittweite für mindestens ein Frequenzband individuell in Übereinstimmung mit dem Hintergrundrauschpegel des Frequenzbands berechnet wird.

28. Adaptives Filterverfahren im Frequenzbereich, gemäß dessen:

a) sukzessiv Filterkoeffizienten aktualisiert werden, gemäß
- a1) einem Eingangssignal (x),
- a2) einer geschätzten Leistung (PI) des Eingangssignals, und
- a3) einem Fehlersignal zwischen dem gemäß dem adaptiven Filterverfahren im Frequenzbereich gefilterten Eingangssignal und einem Eingangssignal, das entlang einem externen Pfad (16) geführt wird, der durch das adaptive Filterverfahren im Frequenzbereich modelliert wird, derart, daß
b) eine Schrittweite für jedes Frequenzband individuell in Übereinstimmung mit dem Hintergrundrauschpegel jedes Frequenzbands berechnet wird.

29. Adaptives Filterverfahren im Frequenzbereich nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß eine rekursive Glättung für eine ansteigende Eingangsleistung und/oder eine abnehmende Eingangsleistung asymmetrisch durchgeführt wird.

30. Adaptives Filterverfahren im Frequenzbereich nach Anspruch 28 oder 29, dadurch gekennzeichnet, daß Filterkoeffizienten aktualisiert werden, gemäß
derart, daß

- µ(k) die individuelle Schrittweite für jedes Frequenzband darstellt, sowie
- E(k) das transformierte Fehlersignal (Restsignal nach dem Summierpunkt)
- X*(k) die konjugiert Komplexe des transformierten Lautsprechersignals
- PX(k) die geschätzte Leistung des transformierten Lautsprechersignals
- G (k) den Gradientenbeschränkungsbetriebsschritt (aufgrund der zyklischen FFT-Eigenschaften) realisiert.

31. Digitales adaptives Filterverfahren vom Teilbandtyp, gemäß dessen:

a) ein Eingangssignal in mindestens zwei Frequenzbänder in einer Analysefilterbank (54) gefiltert wird,
b) zugeordnete Frequenzband-Ausgangssignale in einem Teilbandfilter (58-1, . . ., 58-n) für jedes Frequenzband gefiltert werden,
c) ein Ausgangssignal im Zeitbereich anhand der Teilbandfilter-Ausgangssignale in einer Synthesefilterbank (62) erzeugt wird, derart, daß
d) in jedem Teilbandfilter (58-1, . . ., 58-n) Filterkoeffizienten sukzessive aktualisiert werden, gemäß
- d1) dem hierzu zugeführten zugeordneten Frequenzband-Ausgangssignal,
- d2) einer geschätzten Leistung hiervon, und
- d3) einem Teilbandfehlersignal zwischen dem zugeordneten Frequenzband-Ausgangssignal und einem zugeordneten Frequenzband- Eingangssignal, das entlang einem externen Pfad geführt wird, der durch das digitale adaptive Filterverfahren vom Teilbandtyp modelliert wird, und
e) eine Schrittweite für jedes Frequenzband individuell in Übereinstimmung mit dem Hintergrundrauschpegel für jedes Frequenzband berechnet wird.

32. Digitales adaptives Filterverfahren vom Teilbandtyp nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die rekursive Glättung für eine ansteigende Eingangsleistung und eine abfallende Eingangsleistung asymmetrisch durchgeführt wird.

33. Digitales adaptives Filterverfahren nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die rekursive Glättung der Eingangsleistung durchgeführt wird gemäß

34. Verfahren zur akustischen Echokompensation für eine Kommunikationseinrichtung, gemäß dessen:

a) ein Eingangssignal der Kommunikationseinrichtung in einer digitalen adaptiven Filtereinrichtung (101) empfangen wird, und zwar zum Erzeugen eines synthetischen Echos für die Approximation eines tatsächlichen Echos zwischen einer Lautsprechervorrichtung (10) und einer Empfangsvorrichtung (12) der Kommunikationseinrichtung für eine Gegenphasenkompensation, und
b) in einer Kommunikationsüberwachungsvorrichtung (106) der momentane Kommunikationsstatus der Kommunikationseinrichtung detektiert wird und die digitale adaptive Filtervorrichtung (110) gemäß dem Kommunikationsstatus gesteuert wird, derart, daß
c) die digitale adaptive Filtervorrichtung (101) gemäß einem Verfahren nach einem der Ansprüche 23 bis 33 betrieben wird.