CN1317194A

CN1317194A - 数字自适应滤波器和利用这一设备的声音回波消除器

Info

Publication number: CN1317194A
Application number: CN99810590A
Authority: CN
Inventors: W·阿姆布吕斯特尔
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-07-13
Filing date: 1999-07-01
Publication date: 2001-10-10
Anticipated expiration: 2019-07-01
Also published as: JP2010045804A; DE69933221D1; DE69933221T2; CN101600030A; JP4424851B2; CN100531274C; KR100716377B1; WO2000004698A1; AU5409299A; CN1595827B; US6842516B1; DE19831320A1; CN1595827A; BR9912046A; JP2002521871A; JP4975073B2; AU767771B2; KR20010071860A; EP1097562B1; EP1097562A1

Abstract

为了实现对于，例如，回波消除改进的收敛状况，在此提供一种数字自适应滤波器，包括：滤波器系数更新装置(52；78)，用于依据输入信号(X)，该输入信号的估计功率(PI)，和在数字自适应滤波器中滤波的输入信号与沿着由数字自适应滤波器模拟的外部路径(16)传播的输入信号之间的误差信号不断地更新滤波器系数。在此，输入信号功率估计装置(50,84－92)用于对于增加的输入功率和减少的输入功率以不对称方式用不同的平滑因数实施递推平滑。如果在频率域中进行估计，对于更新滤波器系数的步距可有选择地适应频带。

Description

数字自适应滤波器和利用这一设备的声音回波消除器

发明领域

本发明涉及数字自适应滤波器和利用这一设备的声音回波消除器。

具体地，本发明涉及数字自适应滤波器，其中自适应过程是根据误差信号的归一化最小二乘方误差算法NLMS进行的。

发明背景

特别是免提型通信系统增长的需求导致不断努力开发声音回波消除器。这样的声音回波消除器需要有效率的带有低竞争载荷和延时的滤波技术。

正如通常知道的那样，在驾驶期间车辆中的手机大大地降低驾驶者的注意力并增加了事故风险。在此，一种免提设备允许驾驶者更集中精力在交通上和增加安全性。该免提设备未被广泛使用的一个理由是由于可用的系统质量差。另一个理由是可用的免提设备通常在切换的基础上工作，因而需要使用者双方有高的谈话纪律，因为只有半双工通信是可能的。

通过声音回波消除的办法可以实现一种趋于全双工通信的方法，其中如在下文中描述的那样，回波未被压制而是被补偿：“On thelmplementation of a Partitioned Block Frequency DomainAdaptive Filter(PBFDAF)for Long Acoustic EchoCancellation,”Jose’M.P.Borrallo,Mariano G.Otero,SignalProcessing 27(1992),PP,309-315。

图1示出回波消除的有关基本原理。具体地，图1示出，例如，一种免提通信设备或远程会议系统的扬声器200和话筒202。另外，用虚线示出扬声器200和话筒202之间的回波传播路径206。通常，通信设备的近端扬声器接收经由扬声器200的声音信息并通过话筒202将信息发送到远端扬声器。可是，通过由扬声器200输出的声波的反馈传播，声波被传播回到远端扬声器。

如图1中所示，为了克服这种缺点，可将一种自适应滤波器208可用于产生合成的回波，供与实际的回波反相补偿。换句话说，自适应滤波器208是回波路径206的一个模型，并必须适应由于，例如，近端扬声器或免提通信设备所安装的环境引起的变化着的真实世界环境。

也如图1中所示，为了实行反相补偿，在此提供一个实际回波和合成回波相减的相加点210。然而，因为相加以后自适应滤波器208通常将未达到真实世界环境的完全的模拟，在此将仍然有误差信号，可被返回传播到远端扬声器。

可将自适应滤波器208作为时间域或频率域自适应滤波器来实现。而且，该滤波器必须是自适应的，以便适合不同的房间环境和近端谈话者的移动。将调节滤波器系数的过程称为收敛，该收敛速度在很大程度上规定了声音回波消除器的性能。

滤波器系数的调节依赖于自适应滤波器的输入信号，对该输入信号功率的估计和最终取决于自适应滤波器中滤波的输入信号与通过话筒202即通过自适应滤波器模拟的路径206接收的信号之间的误差信号。

图2示出用于估计输入信号功率的信号流程图。在此得到输入信号的瞬时功率，然后在第一乘法器214中用因数β加权。为了也执行相关器步骤，将该估计的功率电平通过第二乘法器216用因数(1-β)标定，在延时单元218中延时，并最终通过加法器220加到瞬时功率上，如图2中所示。

然而，在图2中所示的进行功率电平估计的方法并未考虑在输入信号上的任何信息，只利用预先规定的因数，不管信号特性如何。而且，任何占优势的周围条件没有对功率水平的估计造成影响，例如，周围的噪声。因此，图2中所示的通常的方法只实现自适应滤波器有限的收敛作用并带有对通信质量的相关负面影响。

发明概述

鉴于以上的情况，本发明的目的是在背景噪声以下提供一种具有增强的收敛速度的数字自适应滤波器。

依据本发明的第一方面，利用一种数字自适应滤波器实现此目的，该滤波器包括：滤波器系数更新装置，依据输入信号，对输入信号所估计的功率，和在该数字自适应滤波器中滤波的输入信号与沿着由该数字自适应滤波器模拟的外部路径传播的输入信号之间的误差信号不断地更新滤波器系数；和输入信号功率估计装置，用于对于不对称地增长输入功率和/或减少输入功率实行递推平滑。

在此，当与利用一个公共因数的方案作比较时，为了较快的收敛，允许选择两个不同的平滑因数。在输入功率快速增长的情况下要防止步距太大以避免任何的不稳定。

依据本发明的最佳实施方案，输入信号功率估计装置利用不同的加权因数分别对增长的和减少的输入信号功率电平实行对所估计的输入功率的递推平滑。

因此，可以考虑，通常在开始，输入信号的功率水平开始并增长非常快，然后在较长的时间周期上返回到零电平。通过对于功率水平的快增长和慢减小采用专用的加权因数，可以实现总的显著改善的收敛特性。

依据本发明的另一最佳实施方案，数字自适应滤波器在频率域中对输入信号功率电平进行估计并对于至少一个频段依据该频段的背景噪声水平单独地计算步距。

本发明的这个实施方案允许特别考虑平直谱内的背景噪声或换句话说，考虑在频率范围上不均匀分布的背景噪声。通过对于单个频段的专用步距计算，可以实现适合于主要情况的最佳收敛，从而利用这样一种数字自适应滤波器实现了声音回波消除器总的较好的性能。

而且，依据本发明的再一个最佳实施方案，该频率域自适应滤波器具有可变的输入块长度，并不限于2的幂数。

因此，依据本发明，对于频率域自适应滤波器输入块长度要按照2的幂数选取的限制被避免，从而增加了可用的范围。一个例子是GSM语音编码解码器，以20 ms为基数运行，也就是，160个样本。

依据本发明的第二方面，通过一种子频带自适应滤波器达到这个目的，该滤波器包括：一个分析滤波器组，用于按照至少两个频带过滤输入信号；一个子频带滤波器，用于该分析组的每个频带，以过滤有关频带的输出信号；一个合成滤波器组，用于从子频带滤波器输出信号产生时间域输出信号，其中每个子频带滤波器包括滤波器系数更新装置，依据所提供的有关频带的输出信号，它的估计功率，和有关的频带输出信号与沿着通过子频带滤波器模拟的外部路径传播的相应频带输入信号之间的子频带误差信号不断地更新滤波器系数，并且该滤波器系数更新装置，用于依据每个频带的背景噪声水平单独地计算每个频带的步距。

对于以上概述的优点，提供一种自适应子频带滤波器允许在时间域和频率域范围之间灵活定标。考虑的频带越多，在选频干扰的情况下收敛状况将越好。更进一步，在特定的频带中干扰越低，对于有关子频带滤波器的滤波器系数更新过程的步距越大，可以实现快速收敛。

依据本发明的另一个最佳实施方案，在此对通信设备提供一种声音回波消除器，包括：数字自适应滤波器装置，接收通信设备的输入信号并产生与扬声器装置和通信设备的接收装置之间的实际回波近似的合成回波，用以反相补偿；和通信监视装置，用以检测该通信设备的当前通信状态和据此控制该数字自适应滤波器装置，其中该数字自适应滤波器装置是依据以上概述的，本发明的实施方案之一实施的。

因此，将依据本发明的数字自适应滤波器用在声音回波消除器中，特别用于免提通信设备中。通过本发明的自适应滤波器的改进性能，合成的回波被提供，改进对于通过例如，免提通信设备的扬声器和话筒之间回波传播路径所产生的实际回波的匹配。

依据本发明的再一最佳实施方案，该声音回波消除器包括：一个估计装置，用以确定输入信号能量的线性包括；和一个背景噪声估计装置。因而，可将该输入信号能量和背景噪声提供给活动性判决装置，它在由声音回波消除器处理的不同运行状态之间是不同的。根据所估计的输入信号能量水平和背景噪声水平，可以在背景噪声上打上中断标记，以增加通过应用声音回波消除器的舒适度。

附图简述

通过以下优选实施方案的详述连同附图，可达到对本发明更好的理解，其中：

图1示出进行自适应滤波的基本结构，用以消除在例如，免提通信设备中扬声器和话筒之间传播的回波；

图2示出对于图1中所示的电路结构，用于估计输入信号功率水平的信号流程图；

图3示出进行确定用于依据本发明的功率水平估计的加权因数的基本概念；

图4示出利用依据本发明确定的选择性的加权因数的一种功率水平估计单元的简图；

图5示出利用依据本发明的不对称功率电平估计的一种数字自适应滤波器的时间域实现方案；

图6示出利用依据本发明的不对称功率电平估计的子频带型自适应滤波器实现方案；

图7示出进行自适应频率域滤波的基本方法；

图8示出利用依据本发明的不对称功率电平估计的数字自适应滤波器频率域实现方案的简图；

图9示出用于依据本发明的频率域中不对称功率电平估计的信号程流图；

图10示出利用依据本发明的不对称功率电平估计的数字自适应滤波器的一种方框隔开的频率域实现方案；

图11示出依据本发明的声音回波消除器的一种方框图；和

图12示出在图11中所示的通信监视单元的一种方框图。

最佳实施方案描述

图3示出实行本发明不同实施方案的基本概念，也就是例如，输入信号功率电平的不对称估计。在图3中只示出在，例如免提双工通信设备中使用的扬声器10和话筒12。

图3示出沿着扬声器10和话筒12之间的路径的传输状况。假如扬声器输出沿着回波路径16传播的短周期信号14，由话筒12接收到的有关信号将是较长持续时间的回波信号。对于扬声器输出信号14的包络20和回波信号18的包络22同样成立。

如图3中所示，通常扬声器信号14的包络20具有近似与功率电平的上升和下降相同的持续时间。作为对照，对于回波信号18，应该注意到，起初，在开始阶段功率电平上升很快，以后与扬声器输出信号包络20相比较，在较长时间周期上具有衰减的趋势。换句话说，在依据扬声器输出信号估计回波信号的功率电平中应该考虑到功率电平的上升大大地快于降低。这导致增加对于功率电平估计的准确度，结果改进了收敛状况。因此，依据本发明，一种估计功率电平的递推方法是按照下式：

PI｜_t=β·Pin｜_t+(1-β)·PI｜_t-1利用不同的加权

因而，在时间t上被估计的功率PI｜_t是从时间t的瞬时功率Pin｜_t，和在时间t-1上被估计的功率PI｜_t-1算得。而且，依据本发明，提出较高的加权因数β_up被用于增加的输入功率电平和较低的加权因数β_down被用于降低的输入功率电平。换句话说，依据本发明，输入信号功率电平的估计是以不对称方式实现的。

以下，将示出，这种概念可用于时间域或频率域中。也可能用频带选择方式更新不同的滤波器系数以实现通过考虑背景噪声达到非常良好的收敛状况。

依据本发明的第一实施方案，自适应数字滤波器是在时间域中实现的。因此，输入功率电平估计是依照下式实现的：

PX｜_n=β·x(n)·x(n)+(1-β)·PX｜_n-1

正如从上式可见，从输入信号的瞬时功率X(n)·X(n)和对于以前时间点n-1估计的功率电平估计在新的时刻上的输入信号的功率电平。

图4示出对于输入信号功率电平估计的时间域实现方案电路图。

在此，第一乘法器24被用于得出输入信号的瞬时功率X²(n)。然后在第二乘法器26中该瞬时功率对于增长的和减少的输入功率电平，分别被有选择地用β_up和β_down相乘。然后，分别在增长和减少功率电平的情况下用1-β_up和1-β_down相乘以后，对于以前时间点n-1的功率电平PX在第三乘法器28中被加到第二乘法器26的输出。这就有可能得到被估计的功率电平的新值。

也如图4中所示，每个被估计的功率电平值在比较器中与第一乘法器24输出的瞬时功率相比较，以便分别对于校正因数β_up,β_down,1-β_up,1-β_down有选择地操作开关34和36。特别是，在X²＞PX的情况下比较器32将指明增长的功率电平，而作为对照，在X²≤PX的情况下比较器32将指明减少的功率电平。

因此，时间域方法允许直截了当的实现功率电平估计，因而对于小的滤波器长度是一种非常有效的解决方案。一种利用图4所示的不对称功率电平估计电路的自适应数字滤波器的这样的例子示于图5中。

如图5所示，输入信号X(n)是由扬声器10输出，沿着回波路径16传播，然后通过话筒12拾取。进一步，如以上概述的那样，在此提供一种时间域自适应数字滤波器38，模拟回波传播路径16，用以产生合成回波供反相补偿。因而，这种时间域自适应数字滤波器 (n)在相加点40上被加到话筒12的输出y(n)上。因为合成回波的合成只是对实际回波的一种近似，在相加点40以后将仍然有误差信号

e (n) = y (n) - \hat{y} (n)

。对于这种情况的另一个原因是通常噪声信号n可通过话筒12被附带地拾取。

如图5所示，不仅输入信号X(n)，而且误差信号e(n)=y(n)-1

是对时间域数字自适应滤波器的输入信号。该滤波器也划分为通常的延时单元42-1,…,42-L，系数单元44-0,44-1,…,44-L和相加单元46，将乘法单元44-0,…，44-L的输出相加。为了灵活地将这些系数Co,n,…C_L,n适应于扬声器10和话筒12之间的传播条件，在此也提供一个分别带有功率估计单元50和系数更新单元52的自适应单元48。

如图5所示，功率估计单元50接收扬声器10的输入信号作为输入信号并利用图4所示的方法和电路结构由此得到所估计的功率电平。利用所估计的功率电平PX｜_n或等效地｜｜X｜｜，对滤波器系数C _n=[C_o,n,…,C_L,n]^T的更新按下式进行：

{\underset{&OverBar;}{C}}_{n + 1} = {\underset{&OverBar;}{C}}_{n} + μ \cdot e (n) \cdot \frac{\underline{X}}{| | \underline{x} | |}

其中，X=[X(n),X(n-1),…,X(n-L)]^T。在此，系数更新单元52需要估计输入信号功率电平。通过不对称平滑过程实现；其中递推平滑是依据对于以上所解释的时间域的递推等式，对于增长的和减少的输入功率电平，分别利用不同的因数β_up和β_down来实施。

因此，自适应数字滤波器的时间域实现方案允许按照归一化的最小二乘方算法收敛自适应滤波器，与输入信号的功率电平无关。而且，步距μ是确定时间域数字自适应滤波器收敛状况的自由度。

依据本发明，不同的β因数允许避免步距太大，在输入功率快速增长的情况下最终会引起不稳定。因而，与只利用单一因数的解决办法相比，实现总的较快的收敛。这导致时间域自适应滤波器较好的性能，从而导致利用这种时间域自适应滤波器的设备较好的质量。

本发明的另一实施方案涉及如图6所示的子频带自适应数字滤波器。在此，提供一个分析滤波器组54，将对扬声器10的输入信号X过滤，进入至少两个频带。另外，第二分析滤波器56再次过滤话筒12的输出。进行至少两个频带，与通过第一分析滤波器组54提供的频带对应。

如图6所示，对于通过第一和第二分析滤波器54和56提供的每个频带，分别提供子频带滤波器58-1,…,58-n，用以模拟在此频带中沿着回波传播路径16的传输状况。然后每个子频带滤波器58-1,…,58-n的输出信号可与第二分析滤波器组56的有关输出信号组合，以便得到对于每个频带的误差信号，然后可用于调谐有关的子频带滤波器58-1,…,58-n。为了得到误差信号，在此提供有关的加法器60-1,…,60-n，其输出送到合成的滤波器组，对于子频带输出信号产生时间域输出信号。

本发明的这个实施方案的优点是允许实现在不同的频带中进行滤波的可比性。子频带自适应滤波器非常适于过滤在回波传播路径上的选频干扰信号，因为这些干扰信号可被通过单一的子频带滤波器专门补偿。而且，对于每个子频带，为了更新滤波器系数可以选择各自的步距。

本发明的再一实施方案依据频率域方法，需要一种对频率域的变换，因此只在滤波器长度超过一定的阈值长度的情况下增加付出附加的努力。对于非常长的滤波器长度，在处理复杂性方面频率域方法比时间域方法优越。

而且，如果频率域滤波技术是以块为基础运行，必须收集一系列的输入样本直到块处理可被实行为止。这就产生固有的延时，取决于变换长度，在以下要描述的实施方案中必须被考虑。

如图7中所示，输入信号被分成例如，相等长度的段，顺序地与脉冲响应卷积，或者等效地，输入信号X(n)的快速富里哀变换X(κ)被与脉冲响应h(n)的传递函数H(κ)相乘。然后，在逆快速富里哀变换以后，结果的最后块被作为输出信号存储。

图8示出图7中所示的频率域自适应滤波器是如何可用于回波消除的。

在此，输入信号x(n)是被提供给扬声器10的线路RCV-IN上的信号。在自适应滤波器内，该信号被输入信号分段单元64再划分。该输入信号分段单元64被连到FFT变换单元66。共轭复数单元68被连到该FFT变换单元66的输出，得到输入信号x(n)的频率域表示式x(κ)的共轭复数X^*(κ)。

也如图8中所示，误差信号e(n)被提供作为通过第二输入信号分段单元70，对自适应滤波器的第二输入信号。这第二输入信号分段单元70被连到第二FFT变换单元72。然后，在第一乘法单元74中，误差信号e(n)的频率域表示式E(n)和输入信号频率域表示式的共轭复数X^*(κ)相乘。

也如图8中所示，这第一乘法单元74的输出被连到梯度约束单元76，其本身被连到滤波器系数更新单元78。在滤波器系数更新单元78的输出上，相应的滤波器系数被与输入信号的频率域表示式X(κ)相乘，以确定滤波器输出信号的频率域表示式y(κ)，在第一重新变换单元80中经受逆FFT变换。最后，自适应滤波器输出信号的时间域表示式的最后块被存储在存储单元82中，提供输出信号。

依据本发明，滤波器系数更新单元78是特别重要的，因为它完成频率域自适应滤波器。特别是，图8中所示的结构是约束型的，因为在调节频率域滤波器系数期间变化的梯度受梯度约束单元76限制。虽然非约束结构导致存储两个FFT变换，本发明的频率域自适应滤波器的收敛较大，这是由于改进调节所致。

图9示出依据本发明用于频率域中功率估计的一种更详细的方框图。在图9中所示的结构实施以下等式

PX (k) |_{t} = β \cdot X (k) \cdot X^{*} (k) - (1 - β) \cdot PX (k) |_{t - 1} - - - k = 0, . . . \frac{N}{2} + 1

并包括第二共轭复数单元84和延时单元86，以实现功率电平的递推估计。如上所述，两个不对称平滑因数β和1-β，分别被供给乘法单元88和90。然后两个乘法结果被在加法器92中相加，以计算输入信号被估计的功率。

利用该被估计的输入信号功率电平，依据下式在滤波器系数更新单元78中执行频率域自适应滤波器的滤波器系数更新过程，

H (k) |_{t + 1} = H (k) |_{t} + μ (k) \cdot \frac{E (k)}{PX (k) |_{t}} \cdot X^{*} (k) \cdot G (k) - - - k = 0, . . ., \frac{N}{2} + 1,

在此，通过加上一定的增量从老的系数H(κ)｜_t得出新的系数H(κ)｜_t+1，依据本发明被规定为：

μ(κ)对于每个频段单独的步距

E(κ)误差信号(在相加点以后的剩余信号)

X^*(κ)变换后扬声器信号的复数共轭

PX(κ)变换后扬声器信号被估计的功率

G(κ)由于循环的FFT特性引起的梯度约束操作

因此，依据本发明步距μ(κ)对于每个频带单独地进行计算并取决于该特定的频带中的背景噪声电平。通常，背景噪声越低，步距将越大。因而，因为在，例如，车辆内部的背景噪声并不具有平坦的谱，本发明允许最佳收敛，适应于占优势的情况。结果，收敛速度可被单独地适应于背景噪声的频率特性，导致自适应滤波器较好的性能，从而导致依据本发明利用频率域自适应滤波器的设备较好的性能质量，例如，声音回波消除器或远程会议通信设备。

专用频带归一化的另一种效果是对输入信号去相关的等效的效果。因此，对于彩色信号的收敛像语音一样可被改进，“A GloballyOptimised Frequency Domain Acoustic Echo Canceller forAdverse Environment Applications”,J.Boudy,F.Chapman,P.Lockwood,4 th International Workshop on Acoustic Echo andNoise Control,21-23 June 1995,Roros,Norway,pp.95-98。

而且，对于图8中所示的结构，块长度并不限于2的幂数。作为对照，在图8所示的结构中输入长度κ和FFT长度N也可被选成满足

N≥2κ

因而，本发明的这个实施方案允许增加可能应用的范围。一个例子是GSM，其中语音编码器以20毫秒为基数运行，或等效于160个样本。此值并不是2的幂数。

而且，利用图8所示的自适应频率域滤波器，滤波技术以块为基础运行，必须收集一系列的输入样本直到块处理可被实施为止。这就产生固有延时，取决于FFT的长度，在实时应用中必须加以考虑。为了克服这个缺点，一个大的FFT变换可被分成较小的部分，也就是它可被分割。依据本发明，这导致以下要解释的被分割块频率域自适应滤波器。

图10示出这样一种依据本发明的被分割块频率域自适应滤波器。如图10所示，频率域自适应滤波器的这种实施方案利用四个隔板n=0,…,3。利用四个隔板导致FFT长度为原来长度的1/4。因而，延时也降低到1/4。然而，依据这种实施方案，计算量稍有增加，对于输入信号X(n)的去相关效果被减少，这是由于较短的FFT长度所致。

如图10中所示，被分割块频率域自适应滤波器具有共轭复数单元68，梯度约束单元76，和滤波器系数更新单元78，被复制成频率域自适应滤波器的每个单独的块。特别是，被分割块频率域自适应滤波器的不同滤波器系数更新单元被分别通过参考数字A₀,A₁,A₂和A₃来标记。为了实现块分割。也必须分别提供附加的延时单元94,96,98。最后，依据频率域自适应滤波器中每个分割块的输出被在向量相加单元100中相加，其输出被供给已在图8中示出的第一逆FFT单元80。

考虑图10所示的结构的功能，应该注意到FFT长度被选为，例如，128，导致回波路径长度为32毫秒，也就是在8 KHZ采样频率时256个抽头。第一块H₀包含第一个64抽头，第二块H₁包含下一个64抽头，依此类推。对于输入向量块X₀-X₃同样成立。延时单元94-98用一个方框将延时符号化。分割因数4具有固定延时8 msec加若干处理延时。

滤波器系数更新类似于在时间域NLMS算法中实施的更新，也就是误差信号被输入功率归一化，新的系数从老的系数得到，通过加上取决于输入向量的步距来达到。与时间域NLMS的差别在于归一化是对每个频段单独地进行的，步距μ是对于每个频段单独地控制的，以便如上述的那样取得最佳的收敛性能。

对输入功率的估计是基于块输入信号X₀-X₃的功率和老的被估计的输入功率。依据本发明，递推平滑是用对于增加和减少功率不同的，不对称的平滑因数进行的，两个不同的平滑因数被使用，以避免在快速增长输入功率的情况下太大的步距，将引起不稳定。对每个频段估计输入功率。输入功率用PX标记。

PX (k) |_{t} = β \cdot Σ_{n = 0}^{3} (X_{n} (k) \cdot X_{n}^{*} (k)) + (1 - β) \cdot PX (k) |_{t - 1} - - - k = 0, . . ., \frac{N}{2} + 1

也如依据图8的实施方案，对于依据本发明的被分割块频率域自适应滤波器，步距μ确定稳定性，收敛速度和最后的失调误差。大的步距将导致快速收敛，但也导致高的梯度噪声。反过来也一样，在存在附加噪声的情况下，例如，汽车背景噪声，步距必须被减小，以避免不稳定。

虽然在以上的频率域的不同实施方案中依据本发明的自适应滤波器已作了解释，在以下将参考利用这样一种频率域自适应滤波器的声音回波消除器。这样一种声音回波消除器的一种典型的应用是免提通信设备，远程会议通信设备或多媒体终端。

图11示出依据本发明的一种声音回波消除器的方框图。在此，自适应滤波器产生合成回波，应该与实际的回波相同用以反相补偿。由于自适应滤波器的有限性能，在相加点以后的剩余回波e仍然是可觉察到的，通过一种非线性处理器102将其除去，例如，一种中心削波器。然而，非线性处理器102消除的不仅是剩余回波，而且也消除在话筒12前近端谈话者的背景噪声。这对于远端谈话者产生一种断线的感觉。克服这个问题的一种方法是提供一个舒适噪声发生器104。

如图11所示，声音回波消除器由通信监测单元106控制，以下也被称为双重谈话检测器。这种双重谈话检测器106在声音回波消除器的不同状态之间区分并控制自适应滤波器的自适应过程。

关于稳定性，应该注意到，例如，在汽车中保证最佳通信，通常必须提供相当高音量的扬声器信号。这意味着系统工作在稳定性容限之上，如果自适应滤波器不可能得到足够的衰减，可能导致啸声效应。对于高扬声器音量，话音切换和声音回波消除器的组合在本发明的实际实施中是成功的。

正如以上已提到的那样，非线性处理器102可作为一种带有自适应阈值的中心削波器来实现。阈值被选成高于线性补偿以后预期的回波电平，以抑制所有的剩余回波。这种预期的回波电平是分别由回波返回损失和回波返回损失增强值降低的RCV-OUT电平。非线性处理器102只在远端扬声器单独活动的情况下是活动的。如果近端扬声器是活动的，它就不活动，以避免任何的削波和在无人谈话时发送背景噪声。

而且，图11中所示的双重谈话检测器106实现对整个声音回波消除器的控制。因此，如图11中所示，它控制自适应滤波器，非线性处理器102，和舒适噪声发生器104。

如图12中所示，双重谈话检测器106包括单元108，用于估计输入信号的能量，单元110，用于估计背景噪声，和单元112，用于分别决定近端扬声器和远端扬声器的活动性。特别是，双重谈话检测器106在四种状态之间区分，根据状态执行不同的任务：

·空闲：无人谈话

·近端活动：话筒前的人正在谈话

·远端活动：信号正从远端侧来

·双重谈话：信号正从远端来和近端扬声器是活动的

如图12中所示，双重谈话检测器106必须估计输入信号能量和背景噪声，以便引出可靠的状态决策。依据Parseval定理，能量可在时间域和频率域中计算：

Σ_{n = 0}^{N - 1} | x (n) |^{2} = \frac{1}{N} Σ_{k = 0}^{N - 1} | X (k) |^{2}

在频率域中，按下式可计算线性包络“EnV_lin”和可被递推平滑：

P_{lin} = \frac{1}{\frac{N}{2} + 1} \cdot \frac{1}{\frac{N}{2} + 1} \cdot Σ_{k = 0}^{\frac{N}{2}} X (k) X^{*} (k)

Env_lin｜_t=β·P_lin+(1-β)·Env_lin｜_t-1

也如图12中所示，双重谈话检测器106包括一个背景噪声估计单元110。这是考虑到，例如，移动应用意味着高背景噪声电平。这种噪声主要来自轮胎和风，是一种短时间的稳态。在背景噪声和近端谈话者之间加以区分是重要的，以实现可靠的状态决策。

对于近端信号和远端信号，背景噪声估计单元110是活动的。在远端侧，切换设备可被连接，产生快速改变的背景噪声电平。背景噪声估计单元110也基于以下的假定：

·背景噪声是长时间的稳态；

·语音信号是非稳态的；和

·背景噪声电平可快速改变。

基于输入能量电平和SND-IN及RCV-IN信号被估计的背景噪声电平，对于SND-IN和RCV-IN输入的第一活动性决策是通过双重谈话检测器106的活动性决策单元112实施的。在此，如果输入电平超过被估计的背景噪声电平一定的阈值，输入被标记为活动的，否则为非活动的。因此，活动性决策单元112在四种不同状态之间区分：

·空闲

·近端活动

·远端活动

·双重谈话。

缩写目录AEC 声音回波消除器BGN 背景噪声CNG 舒适噪声发生器DTD 双重谈话检测器远端信号来自线路和去扬声器的信号FDAEC 频率域声音回波消除器FDAF 频率域自适应滤波器FFT 快速富里哀变换FIR 有限脉冲响应G 梯度约束IFFT 逆快速富里哀变换K 用于频带的指数L 滤波器长度N FFT的长度近端信号由话筒拾起和去线路的信号NLMS 归一化最小二乘方NLP 非线性处理器PBFDAF被分割块频率域自适应滤波器PX 扬声器信号被估计的输入功率RCV 接收RCV-IN 接收输入(来自远端的输入)RCV-OUT 接收输出(输出到扬声器)SND 发送SND-IN发送输入(来自话筒的输入)SND-OUT发送输出(输出到远端)TDAEC 时间域声音回波消除器T_B 一块的信号延时X(κ)输入信号X(n)的频率域表示式X^*(κ) X的共轭复数向量β 平滑因数μ 步距y(n) 频率域自适应滤波器的时域输出信号

Claims

1．一种数字自适应滤波器，包括：

a)滤波器系数更新装置(52；78)，用以按以下条款不断更新滤波器系数

a1)输入信号(x；X)，

a2)输入信号被估计的功率(PI)，

和

a3)在数字自适应滤波器中被滤波的输入信号和沿着由数字自适应滤波器模拟的外部路径(16)传播的输入信号之间的误差信号，和

b)输入信号功率估计装置(24-36,50；84-92)，被适配成对于增加的输入功率和/或减少的输入功率实行不对称的递推平滑。

2．依据权利要求1的数字自适应滤波器，其特征在于输入信号功率估计装置(24-36,50；84-92)按下式对输入功率实行递推平滑：PI｜_t=β·Pin｜_t+(1-β)·PI｜_t-1

3．依据权利要求2的数字自适应滤波器，其特征在于输入信号功率估计装置(24-36,50)按下式在时间域中对输入功率实行递推平滑：

PX｜_n=β·x(n)·x(n)+(1-β)·PX｜_n-1

4．依据权利要求2的数字自适应滤波器，其特征在于输入信号功率估计装置(84-92)按下式在频率域中对输入功率实行递推平滑：

PX (k) |_{t} = β \cdot X (k) \cdot X^{*} (k) + (1 - β) \cdot PX (k) |_{t - 1} - - - k = 0, . . ., \frac{N}{2} + 1

5．依据权利要求4的数字自适应滤波器，其特征在于滤波器系数更新装置(84-92)被适配成依据频带的背景噪声电平，对于至少一个频带单独地计算步距(μ(k))。

6．一种频率域自适应滤波器，包括：

a)滤波器系数更新装置(78)，用于按以下条款顺序地更新滤波器系数：

a1)输入信号(X)，

a2)输入信号被估计的功率(PI)，

和

a3)在频率域自适应滤波器中被滤波的输入信号和沿着由频率域自适应滤波器模拟的外部路径(16)传播的输入信号之间的误差信号，其中

b)滤波器系数更新装置(78)被适配成依据每个频带的背景噪声电平，对每个频带单独地计算步距。

7．依据权利要求6的频率域自适应滤波器，其特征在于它还包括输入信号功率估计装置(84-92)，被适配成对于增加的输入功率和/或减少的输入功率不对称地实行递推平滑。

8．依据权利要求6或7的频率域自适应滤波器，其特征在于它还包括梯度约束装置(76)，以便对滤波器系数实现最佳收敛。

9．依据权利要求7或8的频率域自适应滤波器，其特征在于滤波器系数更新装置(78)按下式更新滤波器系数：

H (k) |_{t + 1} = H (k) |_{t} + μ (k) \cdot \frac{E (k)}{PX (k) |_{t}} \cdot X^{*} (k) \cdot G (k) - - - k = 0, . . ., \frac{N}{2} + 1,

其中：-μ(k)是对于每个频带的单独步距。-E(k)是已变换的误差信号(在相加点以后的剩余信号)-X^*(k)是已变换的扬声器信号的复数共轭-PX(k)是已变换的扬声器信号被估计的功率-G(k)是梯度约束操作(由于循环的FFT特性引起的)。

10．依据权利要求6到9之一的频率域自适应滤波器，其特征在于它是决分割型的。

11．依据权利要求6到9之一的频率域自适应滤波器，其特征在于它是带有可变输入长度K的类型，K被选成满足

N≥2K，

其中N是FFT长度，K并不限于2的幂数。

12．一种子频带自适应滤波器，包括：

a)分析滤波器组(54)，被适配成依据至少两个频带对输入信号滤波，

b)子频带滤波器(58-1,…,58-n)，用于分析组的每个频带，用以对有关的频带的输出信号滤波，

c)合成滤波器组(62)，被适配成从子频带滤波器输出信号产生时间域输出信号，其中

d)每个子频带滤波器(58-1,…,58-n)包括滤波器系数更新装置，用以按以下条款顺序地更新滤波器系数：

d1)被提供的有关频带输出信号，

d2)被估计的功率，和

d3)在有关的频带输出信号和沿着由子频带滤波器模拟的外部路径传播的相应频带输入信号之间的子频带误差信号，和

e)滤波器系数更新装置被适配成依据对于，每个频带的背景噪声电平，对每个频带单独地计算步距。

13．依据权利要求12的子频带自适应滤波器，其特征在于每个子频带滤波器的滤波器系数更新装置被适配成对于增加的输入功率和减少的输入功率不对称地实行递推平滑。

14．依据权利要求13的子频带自适应滤波器，其特征在于输入信号功率估计装置按下式对输入功率实行递推平滑：

PI｜_t=β·Pin｜_t+(1-β)·PI｜_t-1

15．一种用于通信设备的声音回波消除器，包括：

a)数字自适应滤波器装置(101)，接收通信设备的输入信号并产生合成回波，与通信设备的扬声器装置(10)和接收装置(12)之间的实际回波近似，用于反相补偿，和

b)通信监测装置(106)，用以检测通信设备的当前通信状态并控制有关的数字自适应滤波器装置(101)，其中

c)数字自适应滤波器装置(101)被依据权利要求1到14之一实施。

16．依据权利要求15的声音回波消除器，其特征在于通信监测装置(106)包括：

a)能量水平估计装置(108)，用以确定输入信号能量的线性包络，

b)背景噪声估计装置(110)，对于近端信号和远端信号实行背景噪声估计，和

c)活动性决策装置(112)，被适配成分别在四种状态，空闲，近端活动，远端活动，和双重谈话之间区分。

17．依据权利要求15或16的声音回波消除器，其特征在于能量水平估计装置(108)使用不对称平滑因数，用以确定输入信号能量的包络。

18．依据权利要求15到17之一的声音回波消除器，其特征在于数字自适应滤波器(101)的输出信号被提供给中心削波器作为非线性处理装置(102)。

19．依据权利要求18的声音回波消除器，其特征在于非线性处理装置(102)的输出信号被由舒适噪声产生装置(104)输出的合成噪声超载。

20．一种免提通信设备包括依据权利要求15到19之一的回波消除器。

21．一种远程会议通信系统包括依据权利要求15到19之一的回波消除器。

22．一种多媒体终端设备包括依据权利要求15到19之一的回波消除器。

23．一种数字自适应滤波方法，包括以下步骤：

a)依据以下条款顺序更新滤波器系数：

a1)输入信号(X)，

a2)输入信号被估计的功率(PI)，

和

a3)在用于数字自适应滤波方法的输入信号和沿着通过数字自适应滤波方法模拟的外部路径(16)传播的输入信号之间的误差信号，

和

b)对于增加的输入功率和减少的输入功率，不对称地实行递推平滑。

24．依据权利要求23的数字自适应滤波方法，其特征在于按下式对输入功率进行递推平滑：

PI｜_t=β·Pin｜_t+(1-β)·PI｜_t-1

25．依据权利要求24的数字自适应滤波方法，其特征在于按下式在时间域中对输入功率递推平滑：

PX｜_n=β·x(n)·x(n)+(1-β)·PX｜_n-1

26．依据权利要求24的数字自适应滤波方法，其特征在于按下式在频率域中对输入信号递推平滑；

PX (k) |_{t} = β \cdot X (k) \cdot X^{*} (k) + (1 - β) \cdot PX (k) |_{t} - - - k = 0, . . ., \frac{N}{2} + 1

27．依据权利要求26的数字自适应滤波方法，其特征在于依据该频带的背景噪声电平，对于至少一个频带单独地计算步距。

28．一种频率域自适应滤波方法，包括以下步骤：

a)依据以下条款顺序更新滤波器系数：

a1)输入信号(X)，

a2)输入信号被估计的功率(PI)，

和

a3)在依据频率域自适应滤波方法被滤波的输入信号和沿着通过频率域自适应滤波方法模拟的外部路径(16)传播的输入信号之间的误差信号，其中

b)依据每个频带的背景噪声电平，单独地计算对于每个频带的步距。

29．依据权利要求28的频率域自适应滤波方法，其特征在于对于增加输入功率和/或减少输入功率，不对称地实行递推平滑。

30．依据权利要求28或29的频率域自适应滤波方法，其特征在于按下式更新滤波系数：

H (k) |_{t + 1} = H (k) |_{t} + μ (k) \cdot \frac{E (k)}{PX (k) |_{t}} \cdot X^{*} (k) \cdot G (k) - - - k = 0, . . ., \frac{N}{2} + 1,

其中

-μ(k)是对于每个频带的单独步距。

-E(k)是已变换的误差信号(在相加点以后的剩余信号)

-X^*(k)是已变换的扬声器信号的复数共轭

-PX(k)是已变换的扬声器信号被估计的功率

-G(k)是梯度约束操作(由于循环的FFT特性引起的)。

31．一种子频带型的数字自适应滤波方法，包括以下步骤：

a)在分析滤波组(54)中依据至少两个频带对输入信号滤波，

b)对于每个频带，将子频带滤波器(58-1,…,58-n)中有关频带输出信号滤波，

c)在合成滤波器组(62)中从子频带滤波器输出信号产生时间域输出信号，其中

d)在每个子频带滤波器(58-1,…,58-n)中，按以下条款顺序地更新滤波器系数：

d1)被提供的有关频带输出信号，

d2)被估计的功率，和

d3)在有关频带输出信号和沿着通过子频带型的数字自适应滤波方法模拟的外部路径传播的相应频带输入信号之间的子频带误差信号，和

e)依据对于每个频带的背景噪声电平，单独地计算对于每个频带的步距。

32．依据权利要求31的子频带型数字自适应滤波方法，其特征在于对于增加的输入功率和减少的输入功率不对称地实行递推平滑。

33．据权利要求32的数字自适应滤波方法，其特征在于按下式对输入功率实行递推平滑：

PI｜_t=β·Pin｜_t+(1-β)·PI｜_t-1

34．一种在通信设备中用于声音回波消除的方法，包括以下步骤：

a)在数字自适应滤波器装置(101)上接收通信设备的输入信号并产生合成回波，与通信设备的扬声器装置(10)和接收装置(12)之间的实际回波近似，用于反相补偿，和

b)在通信监测装置(106)中检测通信设备的当前通信状态以控制有关的数字自适应滤波器装置(101)，其中

c)数字自适应滤波器装置(101)是依据权利要求23到33之一操作的。