JP3403549B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
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- JP3403549B2 JP3403549B2 JP15538995A JP15538995A JP3403549B2 JP 3403549 B2 JP3403549 B2 JP 3403549B2 JP 15538995 A JP15538995 A JP 15538995A JP 15538995 A JP15538995 A JP 15538995A JP 3403549 B2 JP3403549 B2 JP 3403549B2
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- Japan
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- signal
- subband
- echo
- output
- echo canceller
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、テレコンファレンスシ
ステム等におけるエコー打ち消しの信号処理時の演算量
削減を行うことのできるエコーキャンセラに関するもの
である。
ステム等におけるエコー打ち消しの信号処理時の演算量
削減を行うことのできるエコーキャンセラに関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】テレコンファレンスシステムにおいて、
エコーの打ち消しを行うためにエコーキャンセラが設け
られたものがある。その１つの方法として入力信号を複
数のサブバンドに分割し、夫々のサブバンドに含まれる
エコー成分を、各サブバンドエコーキャンセラにより抑
圧するものがある。例えば1990年電子情報通信学会の秋
季全国大会講演論文集の1-255 頁から1-256 頁にその一
例が報告されている。
エコーの打ち消しを行うためにエコーキャンセラが設け
られたものがある。その１つの方法として入力信号を複
数のサブバンドに分割し、夫々のサブバンドに含まれる
エコー成分を、各サブバンドエコーキャンセラにより抑
圧するものがある。例えば1990年電子情報通信学会の秋
季全国大会講演論文集の1-255 頁から1-256 頁にその一
例が報告されている。
【０００３】上述したサブバンド構成の従来のエコーキ
ャンセラについて図面を参照しつつ説明する。図６は従
来例のサブバンド構成のエコーキャンセラの全体構成を
示すブロック図である。本図において、受信入力信号３
１は遠隔地点に設置されたマイクロホンで収音され、伝
送経路を介して受信した信号である。受信出力信号３２
は当地点に設置されたスピーカ３５に入力される信号で
ある。送信入力信号３３は当地点に設置されたマイクロ
ホン３６で収音された信号である。送信出力信号３４は
遠隔地点のスピーカに対して送信される信号であり、伝
送経路を介して遠方の音響空間に放射される。
ャンセラについて図面を参照しつつ説明する。図６は従
来例のサブバンド構成のエコーキャンセラの全体構成を
示すブロック図である。本図において、受信入力信号３
１は遠隔地点に設置されたマイクロホンで収音され、伝
送経路を介して受信した信号である。受信出力信号３２
は当地点に設置されたスピーカ３５に入力される信号で
ある。送信入力信号３３は当地点に設置されたマイクロ
ホン３６で収音された信号である。送信出力信号３４は
遠隔地点のスピーカに対して送信される信号であり、伝
送経路を介して遠方の音響空間に放射される。
【０００４】マイクロホン３６には当地点で発生した近
端騒音信号３２２が混入するものとする。第１のフィル
タバンク分析手段３７は、受信入力信号３１が入力さ
れ、第１のサブバンド受信入力信号３８〜第Ｎのサブバ
ンド受信入力信号３１０のＮ個のサブバンド受信入力信
号に分割する手段である。第２のフィルタバンク分析手
段３１１は、送信入力信号３３を第１のサブバンド送信
入力信号３１２〜第Ｎのサブバンド送信入力信号３１４
のＮ個のサブバンド送信入力信号に分割する手段であ
る。
端騒音信号３２２が混入するものとする。第１のフィル
タバンク分析手段３７は、受信入力信号３１が入力さ
れ、第１のサブバンド受信入力信号３８〜第Ｎのサブバ
ンド受信入力信号３１０のＮ個のサブバンド受信入力信
号に分割する手段である。第２のフィルタバンク分析手
段３１１は、送信入力信号３３を第１のサブバンド送信
入力信号３１２〜第Ｎのサブバンド送信入力信号３１４
のＮ個のサブバンド送信入力信号に分割する手段であ
る。
【０００５】第１のサブバンドエコーキャンセラ３１５
は第１のサブバンド受信入力信号３８と第１のサブバン
ド送信入力信号３１２とが入力されると、第１のサブバ
ンド送信入力信号３１２に含まれるエコー成分を除去
し、第１のサブバンド送信出力信号３１８を出力するも
のである。同様に第２のサブバンドエコーキャンセラ３
１６は第２のサブバンド受信入力信号３９と第２のサブ
バンド送信入力信号３１３とが入力されると、第２のサ
ブバンド送信入力信号３１３に含まれるエコー成分を除
去し、第２のサブバンド送信出力信号３１９を出力する
ものである。
は第１のサブバンド受信入力信号３８と第１のサブバン
ド送信入力信号３１２とが入力されると、第１のサブバ
ンド送信入力信号３１２に含まれるエコー成分を除去
し、第１のサブバンド送信出力信号３１８を出力するも
のである。同様に第２のサブバンドエコーキャンセラ３
１６は第２のサブバンド受信入力信号３９と第２のサブ
バンド送信入力信号３１３とが入力されると、第２のサ
ブバンド送信入力信号３１３に含まれるエコー成分を除
去し、第２のサブバンド送信出力信号３１９を出力する
ものである。
【０００６】同じく、第Ｎのサブバンドエコーキャンセ
ラ３１７は第Ｎのサブバンド受信入力信号３１０と第Ｎ
のサブバンド送信入力信号３１４とが入力されると、サ
ブバンド送信入力信号３１４に含まれるエコー成分を除
去し、第Ｎのサブバンド送信出力信号３２０を出力する
ものである。フィルタバンク合成手段３２１は第１のサ
ブバンド送信出力信号３１８〜第Ｎのサブバンド送信出
力信号３２０が入力されると、これらの信号を合成して
送信出力信号３４を出力する手段である。
ラ３１７は第Ｎのサブバンド受信入力信号３１０と第Ｎ
のサブバンド送信入力信号３１４とが入力されると、サ
ブバンド送信入力信号３１４に含まれるエコー成分を除
去し、第Ｎのサブバンド送信出力信号３２０を出力する
ものである。フィルタバンク合成手段３２１は第１のサ
ブバンド送信出力信号３１８〜第Ｎのサブバンド送信出
力信号３２０が入力されると、これらの信号を合成して
送信出力信号３４を出力する手段である。
【０００７】図７はサブバンドエコーキャンセラ３１５
〜３１７の具体的な構成を示すブロック図である。本図
において、サブバンド受信入力信号４１は図６の第１の
フィルタバンク分析手段３７の出力する各バンドの信号
である。サブバンド送信入力信号４２は第２のフィルタ
バンク分析手段３１１の出力する各バンドの信号であ
る。適応フィルタ４３は当地点のスピーカ３５からマイ
クロホン３６に至る音響経路の当該サブバンド帯域のイ
ンパルス応答を適応的に推定し、サブバンド受信入力信
号４１に対して推定したインパルス応答を畳み込むこと
により、エコーレプリカ４４を生成するものである。減
算手段４５はサブバンド送信入力信号４２からエコーレ
プリカ４４を減算し、サブバンド送信出力信号４６を出
力するものである。
〜３１７の具体的な構成を示すブロック図である。本図
において、サブバンド受信入力信号４１は図６の第１の
フィルタバンク分析手段３７の出力する各バンドの信号
である。サブバンド送信入力信号４２は第２のフィルタ
バンク分析手段３１１の出力する各バンドの信号であ
る。適応フィルタ４３は当地点のスピーカ３５からマイ
クロホン３６に至る音響経路の当該サブバンド帯域のイ
ンパルス応答を適応的に推定し、サブバンド受信入力信
号４１に対して推定したインパルス応答を畳み込むこと
により、エコーレプリカ４４を生成するものである。減
算手段４５はサブバンド送信入力信号４２からエコーレ
プリカ４４を減算し、サブバンド送信出力信号４６を出
力するものである。
【０００８】以上のように構成された従来のエコーキャ
ンセラの動作について説明する。具体例として、フィル
タバンク分析手段３７、３１１及びフィルタバンク合成
手段３２１にＤＦＴフィルタバンクを利用した回路で説
明する。ＤＦＴフィルタバンクの構成については、例え
ば、Ronald E. Crochiere, Lawrece R. Rabiner : Mult
irate Digital Signal Processing : Prentice-Hall, p
p.289-400 に記載されている。ここで、サンプリング周
波数を16kHz とし、フィルタバンクの分割バンド数を３
２とする（Ｎ＝３２）。
ンセラの動作について説明する。具体例として、フィル
タバンク分析手段３７、３１１及びフィルタバンク合成
手段３２１にＤＦＴフィルタバンクを利用した回路で説
明する。ＤＦＴフィルタバンクの構成については、例え
ば、Ronald E. Crochiere, Lawrece R. Rabiner : Mult
irate Digital Signal Processing : Prentice-Hall, p
p.289-400 に記載されている。ここで、サンプリング周
波数を16kHz とし、フィルタバンクの分割バンド数を３
２とする（Ｎ＝３２）。
【０００９】図６において第１のフィルタバンク分析手
段３７は受信入力信号３１を第１〜第３２のサブバンド
信号に分割する。第２のフィルタバンク分析手段３１１
も送信入力信号３３を第１〜第３２のサブバンド信号に
分割する。第１のサブバンドとは０Ｈｚ〜２５０Ｈｚ、
第２のサブバンドは２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ、これ以上
の各サブバンドは帯域幅５００Ｈｚに分割する。
段３７は受信入力信号３１を第１〜第３２のサブバンド
信号に分割する。第２のフィルタバンク分析手段３１１
も送信入力信号３３を第１〜第３２のサブバンド信号に
分割する。第１のサブバンドとは０Ｈｚ〜２５０Ｈｚ、
第２のサブバンドは２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ、これ以上
の各サブバンドは帯域幅５００Ｈｚに分割する。
【００１０】第１のサブバンドエコーキャンセラ３１５
は、０Ｈｚ〜２５０Ｈｚの帯域の送信入力信号に含まれ
るエコー成分を除去するように動作する。このとき図７
に示すサブバンドエコーキャンセラの適応フィルタ４３
は、第１の音響空間におけるスピーカ３５からマイクロ
ホン３６に至る音響エコー経路のうち、０〜２５０Ｈｚ
の帯域でのインパルス応答を適応的に推定すべくフィル
タ係数の更新を行う。適応フィルタの係数更新には、複
素学習同定法（ＣＮＬＭＳ法）を利用する。
は、０Ｈｚ〜２５０Ｈｚの帯域の送信入力信号に含まれ
るエコー成分を除去するように動作する。このとき図７
に示すサブバンドエコーキャンセラの適応フィルタ４３
は、第１の音響空間におけるスピーカ３５からマイクロ
ホン３６に至る音響エコー経路のうち、０〜２５０Ｈｚ
の帯域でのインパルス応答を適応的に推定すべくフィル
タ係数の更新を行う。適応フィルタの係数更新には、複
素学習同定法（ＣＮＬＭＳ法）を利用する。
【００１１】時刻をｍ、サブバンドの番号をｋ、適応フ
ィルタのタップ番号をｊで表し、サブバンド受信入力信
号をＸk(m)、適応フィルタ係数をＨjk(m) 、サブバンド
送信出力信号をＥk(m)、ステップゲインをγとする。Ｃ
ＮＬＭＳ法による適応フィルタ係数の更新は（１）式に
より行う。
ィルタのタップ番号をｊで表し、サブバンド受信入力信
号をＸk(m)、適応フィルタ係数をＨjk(m) 、サブバンド
送信出力信号をＥk(m)、ステップゲインをγとする。Ｃ
ＮＬＭＳ法による適応フィルタ係数の更新は（１）式に
より行う。
【数１】
Ｘk(m)、Ｈjk(m) 、Ｅk(m)はそれぞれ複素数である。
【００１２】他のバンドについても同様に、各サブバン
ドエコーキャンセラはサブバンド送信入力信号に含まれ
るエコー成分を除去するように動作する。エコー成分が
除去された各サブバンド送信出力信号はフィルタバンク
合成手段３２１により合成され、もとの広帯域信号に復
元される。こうして送信出力信号３４が第２の音響空間
に出力される。
ドエコーキャンセラはサブバンド送信入力信号に含まれ
るエコー成分を除去するように動作する。エコー成分が
除去された各サブバンド送信出力信号はフィルタバンク
合成手段３２１により合成され、もとの広帯域信号に復
元される。こうして送信出力信号３４が第２の音響空間
に出力される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、受信入
力信号３１が音声信号の場合、各サブバンド受信入力信
号３８〜３１０のパワーが夫々異なる。このためパワー
の小さいサブバンドでは、送信入力信号に含まれるエコ
ー信号に対して、近端騒音信号が占める割合が大きくな
る。この場合適応フィルタ係数の更新を行っても、イン
パルス応答が正しく推定されず、フィルタ収束速度及び
エコー打ち消し量の低下を引き起こすという問題があっ
た。
力信号３１が音声信号の場合、各サブバンド受信入力信
号３８〜３１０のパワーが夫々異なる。このためパワー
の小さいサブバンドでは、送信入力信号に含まれるエコ
ー信号に対して、近端騒音信号が占める割合が大きくな
る。この場合適応フィルタ係数の更新を行っても、イン
パルス応答が正しく推定されず、フィルタ収束速度及び
エコー打ち消し量の低下を引き起こすという問題があっ
た。
【００１４】一方、適応フィルタの係数更新にかかる演
算量は各サブバンドとも同じであり、またサブバンドエ
コーキャンセラ全体の演算において大きな割合を占めて
いる。このためパワーの小さいサブバンドにおいては、
適応フィルタの係数更新演算がフィルタの収束及びエコ
ー打ち消しに貢献しないことになる。
算量は各サブバンドとも同じであり、またサブバンドエ
コーキャンセラ全体の演算において大きな割合を占めて
いる。このためパワーの小さいサブバンドにおいては、
適応フィルタの係数更新演算がフィルタの収束及びエコ
ー打ち消しに貢献しないことになる。
【００１５】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたものであって、適応フィルタの収束やエコー打
ち消しへの寄与が少ないサブバンドの適応フィルタ係数
の更新を停止することにより、エコー打ち消し量及び収
束速度の低下を抑えることができ、且つ信号処理の演算
量を削減することのできるエコーキャンセラを実現する
ことを目的とする。
なされたものであって、適応フィルタの収束やエコー打
ち消しへの寄与が少ないサブバンドの適応フィルタ係数
の更新を停止することにより、エコー打ち消し量及び収
束速度の低下を抑えることができ、且つ信号処理の演算
量を削減することのできるエコーキャンセラを実現する
ことを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明
は、マイクロホンとスピーカが設けられた第１の音響空
間と、第１の音響空間と隔たった所に位置し、マイクロ
ホンとスピーカとが設けられた第２の音響空間との間
で、送信信号及び受信信号を用いて音声情報を授受する
テレコンファレンスシステムに用いられるエコーキャン
セラであって、第２の音響空間に位置するマイクロホン
から出力される受信入力信号をＮ個のサブバンド受信入
力信号に分割する第１のフィルタバンク分析手段と、第
１の音響空間に位置するマイクロホンから入力される送
信入力信号をＮ個のサブバンド送信入力信号に分割する
第２のフィルタバンク分析手段と、前記Ｎ個のサブバン
ド受信入力信号の短時間パワー信号を算出する第１〜第
Ｎの短時間パワー算出手段と、前記第１〜第Ｎの短時間
パワー算出手段の出力信号に、あらかじめ定めた重み係
数を夫々掛け合わせる第１〜第Ｎの重み係数乗算手段
と、前記第１〜第Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の
大小を比較する短時間パワー比較手段と、前記短時間パ
ワー比較手段の比較結果に基づいて、前記重み係数乗算
手段の出力信号が大きい順にＫ個のサブバンドについて
は更新を継続し、残りの（Ｎ−Ｋ）個のサブバンドにつ
いては更新を一時停止するフィルタ更新制御信号を出力
するフィルタ係数更新制御手段と、前記サブバンド受信
入力信号と前記サブバンド送信入力信号と前記フィルタ
更新制御信号とを入力し、前記フィルタ更新制御信号が
更新継続を示すときは、第１の音響空間に位置するスピ
ーカを介してマイクロホンに入力されるときのサブバン
ド帯域のインパルス応答を適応的に推定して適応フィル
タの係数を更新することにより、前記サブバンド受信入
力信号からエコーレプリカを生成し、前記フィルタ更新
制御信号が更新一時停止を示すときは、適応フィルタの
係数を更新せずにエコーレプリカを生成し、前記サブバ
ンド送信入力信号から前記エコーレプリカを減算してエ
コー信号を除去する第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャ
ンセラと、前記第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセ
ラの出力信号を合成し、合成結果を送信出力信号として
前記第２の音響空間のスピーカに送出するフィルタバン
ク合成手段と、を具備することを特徴とするものであ
る。
は、マイクロホンとスピーカが設けられた第１の音響空
間と、第１の音響空間と隔たった所に位置し、マイクロ
ホンとスピーカとが設けられた第２の音響空間との間
で、送信信号及び受信信号を用いて音声情報を授受する
テレコンファレンスシステムに用いられるエコーキャン
セラであって、第２の音響空間に位置するマイクロホン
から出力される受信入力信号をＮ個のサブバンド受信入
力信号に分割する第１のフィルタバンク分析手段と、第
１の音響空間に位置するマイクロホンから入力される送
信入力信号をＮ個のサブバンド送信入力信号に分割する
第２のフィルタバンク分析手段と、前記Ｎ個のサブバン
ド受信入力信号の短時間パワー信号を算出する第１〜第
Ｎの短時間パワー算出手段と、前記第１〜第Ｎの短時間
パワー算出手段の出力信号に、あらかじめ定めた重み係
数を夫々掛け合わせる第１〜第Ｎの重み係数乗算手段
と、前記第１〜第Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の
大小を比較する短時間パワー比較手段と、前記短時間パ
ワー比較手段の比較結果に基づいて、前記重み係数乗算
手段の出力信号が大きい順にＫ個のサブバンドについて
は更新を継続し、残りの（Ｎ−Ｋ）個のサブバンドにつ
いては更新を一時停止するフィルタ更新制御信号を出力
するフィルタ係数更新制御手段と、前記サブバンド受信
入力信号と前記サブバンド送信入力信号と前記フィルタ
更新制御信号とを入力し、前記フィルタ更新制御信号が
更新継続を示すときは、第１の音響空間に位置するスピ
ーカを介してマイクロホンに入力されるときのサブバン
ド帯域のインパルス応答を適応的に推定して適応フィル
タの係数を更新することにより、前記サブバンド受信入
力信号からエコーレプリカを生成し、前記フィルタ更新
制御信号が更新一時停止を示すときは、適応フィルタの
係数を更新せずにエコーレプリカを生成し、前記サブバ
ンド送信入力信号から前記エコーレプリカを減算してエ
コー信号を除去する第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャ
ンセラと、前記第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセ
ラの出力信号を合成し、合成結果を送信出力信号として
前記第２の音響空間のスピーカに送出するフィルタバン
ク合成手段と、を具備することを特徴とするものであ
る。
【００１７】本願の請求項４の発明は、マイクロホンと
スピーカが設けられた第１の音響空間と、第１の音響空
間と隔たった所に位置し、マイクロホンとスピーカとが
設けられた第２の音響空間との間で、送信信号及び受信
信号を用いて音声情報を授受するテレコンファレンスシ
ステムに用いられるエコーキャンセラであって、第２の
音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信入
力信号をＮ個のサブバンド受信入力信号に分割する第１
のフィルタバンク分析手段と、第１の音響空間に位置す
るマイクロホンから入力される送信入力信号をＮ個のサ
ブバンド送信入力信号に分割する第２のフィルタバンク
分析手段と、前記Ｎ個のサブバンド受信入力信号の短時
間パワー信号を算出する第１〜第Ｎの短時間パワー算出
手段と、前記第１〜第Ｎの短時間パワー算出手段の出力
信号に、あらかじめ定めた重み係数を夫々掛け合わせる
第１〜第Ｎの重み係数乗算手段と、前記第１〜第Ｎの重
み係数乗算手段の各出力信号の大小を比較する短時間パ
ワー比較手段と、前記短時間パワー比較手段の比較結果
に基づいて前記重み係数乗算手段の出力信号が大きい順
にＫ個のサブバンドについては処理を継続し、残り（Ｎ
−Ｋ）個のサブバンドについては処理を停止するエコー
キャンセラ制御信号を出力するサブバンドエコーキャン
セラ制御手段と、前記サブバンド受信入力信号と前記サ
ブバンド送信入力信号と前記エコーキャンセラ制御信号
とを入力し、前記エコーキャンセラ制御信号が処理継続
を示すときは、第１の音響空間に位置するスピーカを介
してマイクロホンに入力されるときのサブバンド帯域の
インパルス応答を適応的に推定して適応フィルタの係数
を更新することにより、前記サブバンド受信入力信号か
らエコーレプリカを生成すると共に、前記サブバンド送
信入力信号から前記エコーレプリカを減算して出力し、
前記エコーキャンセラ制御信号が処理停止を示すとき
は、前記適応フィルタの係数を更新せず前記サブバンド
受信入力信号を出力する第１〜第Ｎのサブバンドエコー
キャンセラと、前記短時間パワー比較手段の出力信号に
基づいて前記重み係数乗算手段の出力信号が大きいもの
から順にＫ個のサブバンドについては動作を停止し、残
り（Ｎ−Ｋ）個のサブバンドについては処理を示す制御
信号を出力する非線形変換制御手段と、前記サブバンド
エコー キャンセラの信号と前記非線形変換制御手段の制
御信号とを入力し、前記制御 信号が停止を示す場合は前
記サブバンドエコーキャンセラの信号を出力し、前記制
御信号が処理を示す場合は前記サブバンドエコーキャン
セラの信号の絶対値が規定値以下のとき０を出力し、規
定値を越えるとき前記サブバンドエコーキャンセラの信
号をそのまま出力する第１〜第Ｎの非線形変換手段と、
前記第１〜第Ｎの非線形変換手段の出力信号を合成し、
合成結果を送信出力信号として前記第２の音響空間のス
ピーカに送出するフィルタバンク合成手段と、を具備す
ることを特徴とするものである。
スピーカが設けられた第１の音響空間と、第１の音響空
間と隔たった所に位置し、マイクロホンとスピーカとが
設けられた第２の音響空間との間で、送信信号及び受信
信号を用いて音声情報を授受するテレコンファレンスシ
ステムに用いられるエコーキャンセラであって、第２の
音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信入
力信号をＮ個のサブバンド受信入力信号に分割する第１
のフィルタバンク分析手段と、第１の音響空間に位置す
るマイクロホンから入力される送信入力信号をＮ個のサ
ブバンド送信入力信号に分割する第２のフィルタバンク
分析手段と、前記Ｎ個のサブバンド受信入力信号の短時
間パワー信号を算出する第１〜第Ｎの短時間パワー算出
手段と、前記第１〜第Ｎの短時間パワー算出手段の出力
信号に、あらかじめ定めた重み係数を夫々掛け合わせる
第１〜第Ｎの重み係数乗算手段と、前記第１〜第Ｎの重
み係数乗算手段の各出力信号の大小を比較する短時間パ
ワー比較手段と、前記短時間パワー比較手段の比較結果
に基づいて前記重み係数乗算手段の出力信号が大きい順
にＫ個のサブバンドについては処理を継続し、残り（Ｎ
−Ｋ）個のサブバンドについては処理を停止するエコー
キャンセラ制御信号を出力するサブバンドエコーキャン
セラ制御手段と、前記サブバンド受信入力信号と前記サ
ブバンド送信入力信号と前記エコーキャンセラ制御信号
とを入力し、前記エコーキャンセラ制御信号が処理継続
を示すときは、第１の音響空間に位置するスピーカを介
してマイクロホンに入力されるときのサブバンド帯域の
インパルス応答を適応的に推定して適応フィルタの係数
を更新することにより、前記サブバンド受信入力信号か
らエコーレプリカを生成すると共に、前記サブバンド送
信入力信号から前記エコーレプリカを減算して出力し、
前記エコーキャンセラ制御信号が処理停止を示すとき
は、前記適応フィルタの係数を更新せず前記サブバンド
受信入力信号を出力する第１〜第Ｎのサブバンドエコー
キャンセラと、前記短時間パワー比較手段の出力信号に
基づいて前記重み係数乗算手段の出力信号が大きいもの
から順にＫ個のサブバンドについては動作を停止し、残
り（Ｎ−Ｋ）個のサブバンドについては処理を示す制御
信号を出力する非線形変換制御手段と、前記サブバンド
エコー キャンセラの信号と前記非線形変換制御手段の制
御信号とを入力し、前記制御 信号が停止を示す場合は前
記サブバンドエコーキャンセラの信号を出力し、前記制
御信号が処理を示す場合は前記サブバンドエコーキャン
セラの信号の絶対値が規定値以下のとき０を出力し、規
定値を越えるとき前記サブバンドエコーキャンセラの信
号をそのまま出力する第１〜第Ｎの非線形変換手段と、
前記第１〜第Ｎの非線形変換手段の出力信号を合成し、
合成結果を送信出力信号として前記第２の音響空間のス
ピーカに送出するフィルタバンク合成手段と、を具備す
ることを特徴とするものである。
【００１８】
【作用】このような特徴を有する本願の請求項１〜３の
発明によれば、第１のフィルタバンク分析手段は第２の
音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信入
力信号をＮ個のサブバンド信号に分割する。又、第２の
フィルタバンク分析手段は第１の音響空間に位置するマ
イクロホンから入力される送信入力信号をＮ個のサブバ
ンド信号に分割する。第１〜第Ｎの短時間パワー算出手
段は、第１のフィルタバンク分析手段により分割された
各サブバンド信号の短時間パワーを算出する。第１〜第
Ｎの重み係数乗算手段は、第１〜第Ｎの短時間パワー算
出手段の出力信号に、あらかじめ定めた重み係数を夫々
掛け合わせる。次に短時間パワー比較手段は、第１〜第
Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の大小を比較する。
一方、第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラは、第
１のフィルタバンク分析手段における各サブバンドの出
力信号を受信入力信号とし、第２のフィルタバンク分析
手段における各サブバンドの出力信号を送信入力信号と
して、受信入力信号に対して畳み込み演算を行なう。そ
して送信入力信号に対するエコーレプリカの信号を生成
する。このときフィルタ係数更新制御手段は、短時間パ
ワー比較手段の比較結果に基づいて、各サブバンドエコ
ーキャンセラにおける畳み込み演算の適応フィルタ係数
を更新するか否かを制御する。こうして各サブバンドに
含まれるエコー信号が除去される。フィルタバンク合成
手段は、第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラの出
力信号を合成し、この合成信号を送信出力信号として第
２の音響空間のスピーカに送出する。
発明によれば、第１のフィルタバンク分析手段は第２の
音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信入
力信号をＮ個のサブバンド信号に分割する。又、第２の
フィルタバンク分析手段は第１の音響空間に位置するマ
イクロホンから入力される送信入力信号をＮ個のサブバ
ンド信号に分割する。第１〜第Ｎの短時間パワー算出手
段は、第１のフィルタバンク分析手段により分割された
各サブバンド信号の短時間パワーを算出する。第１〜第
Ｎの重み係数乗算手段は、第１〜第Ｎの短時間パワー算
出手段の出力信号に、あらかじめ定めた重み係数を夫々
掛け合わせる。次に短時間パワー比較手段は、第１〜第
Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の大小を比較する。
一方、第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラは、第
１のフィルタバンク分析手段における各サブバンドの出
力信号を受信入力信号とし、第２のフィルタバンク分析
手段における各サブバンドの出力信号を送信入力信号と
して、受信入力信号に対して畳み込み演算を行なう。そ
して送信入力信号に対するエコーレプリカの信号を生成
する。このときフィルタ係数更新制御手段は、短時間パ
ワー比較手段の比較結果に基づいて、各サブバンドエコ
ーキャンセラにおける畳み込み演算の適応フィルタ係数
を更新するか否かを制御する。こうして各サブバンドに
含まれるエコー信号が除去される。フィルタバンク合成
手段は、第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラの出
力信号を合成し、この合成信号を送信出力信号として第
２の音響空間のスピーカに送出する。
【００１９】このような特徴を有する本願の請求項４〜
６の発明によれば、第１のフィルタバンク分析手段は第
２の音響空間に位置するマイクロホンから出力される受
信入力信号をＮ個のサブバンド信号に分割する。又、第
２のフィルタバンク分析手段は第１の音響空間に位置す
るマイクロホンから入力される送信入力信号をＮ個のサ
ブバンド信号に分割する。第１〜第Ｎの短時間パワー算
出手段は、第１のフィルタバンク分析手段により分割さ
れた各サブバンド信号の短時間パワーを算出する。第１
〜第Ｎの重み係数乗算手段は、第１〜第Ｎの短時間パワ
ー算出手段の出力信号に、あらかじめ定めた重み係数を
夫々掛け合わせる。次に短時間パワー比較手段は、第１
〜第Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の大小を比較す
る。一方、第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラ
は、第１のフィルタバンク分析手段における各サブバン
ドの出力信号を受信入力信号とし、第２のフィルタバン
ク分析手段における各サブバンドの出力信号を送信入力
信号として、受信入力信号に対して畳み込み演算を行な
う。そして送信入力信号に対するエコーレプリカの信号
を生成する。一方、第１〜第Ｎの非線型変換手段は、第
１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラの信号が夫々入
力されると、入力信号の絶対値が規定値以下のとき０を
出力し、入力信号の絶対値が規定値を越えるとき入力信
号をそのまま出力する。非線型変換制御手段は、短時間
パワー比較手段の出力信号を用いて第１〜第Ｎの非線型
変換手段の動作を行うか否かを制御する。サブバンドエ
コーキャンセラ制御手段は、短時間パワー比較手段の出
力信号を用いてサブバンドエコーキャンセラにおける畳
み込み演算の適応フィルタ係数の更新をするか否か、及
びエコー打ち消し処理を行うか否かを制御する。そして
フィルタバンク合成手段は、第１〜第Ｎの非線型変換手
段の出力信号を合成し、この合成信号を送信出力信号と
して前記第２の音響空間のスピーカに送出する。
６の発明によれば、第１のフィルタバンク分析手段は第
２の音響空間に位置するマイクロホンから出力される受
信入力信号をＮ個のサブバンド信号に分割する。又、第
２のフィルタバンク分析手段は第１の音響空間に位置す
るマイクロホンから入力される送信入力信号をＮ個のサ
ブバンド信号に分割する。第１〜第Ｎの短時間パワー算
出手段は、第１のフィルタバンク分析手段により分割さ
れた各サブバンド信号の短時間パワーを算出する。第１
〜第Ｎの重み係数乗算手段は、第１〜第Ｎの短時間パワ
ー算出手段の出力信号に、あらかじめ定めた重み係数を
夫々掛け合わせる。次に短時間パワー比較手段は、第１
〜第Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の大小を比較す
る。一方、第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラ
は、第１のフィルタバンク分析手段における各サブバン
ドの出力信号を受信入力信号とし、第２のフィルタバン
ク分析手段における各サブバンドの出力信号を送信入力
信号として、受信入力信号に対して畳み込み演算を行な
う。そして送信入力信号に対するエコーレプリカの信号
を生成する。一方、第１〜第Ｎの非線型変換手段は、第
１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラの信号が夫々入
力されると、入力信号の絶対値が規定値以下のとき０を
出力し、入力信号の絶対値が規定値を越えるとき入力信
号をそのまま出力する。非線型変換制御手段は、短時間
パワー比較手段の出力信号を用いて第１〜第Ｎの非線型
変換手段の動作を行うか否かを制御する。サブバンドエ
コーキャンセラ制御手段は、短時間パワー比較手段の出
力信号を用いてサブバンドエコーキャンセラにおける畳
み込み演算の適応フィルタ係数の更新をするか否か、及
びエコー打ち消し処理を行うか否かを制御する。そして
フィルタバンク合成手段は、第１〜第Ｎの非線型変換手
段の出力信号を合成し、この合成信号を送信出力信号と
して前記第２の音響空間のスピーカに送出する。
【００２０】このようにサブバンドで適応フィルタの係
数更新を行うと、近端騒音信号の影響でサブバンドエコ
ーキャンセラの適応フィルタ係数が乱れることが無くな
る。このためエコー打ち消し量及び収束速度の低下を抑
えつつ、演算量を削減することができる。
数更新を行うと、近端騒音信号の影響でサブバンドエコ
ーキャンセラの適応フィルタ係数が乱れることが無くな
る。このためエコー打ち消し量及び収束速度の低下を抑
えつつ、演算量を削減することができる。
【００２１】
【実施例】本発明の第１実施例におけるエコーキャンセ
ラについて図１を参照しながら説明する。図１は第１実
施例におけるエコーキャンセラの全体構成を示すブロッ
ク図であり、従来例と同一部分は同一の符号をつけて詳
細な説明は省略する。具体例として、従来例と同様にフ
ィルタバンクのサブバンド数を３２（Ｎ＝３２）とし、
サンプリング周波数を１６ｋＨｚとする。またフィルタ
バンク分析手段及びフィルタバンク合成手段にはＤＦＴ
フィルタバンクを用い、またサブバンドエコーキャンセ
ラの適応フィルタの係数更新にはＣＮＬＭＳ法を利用す
るものとする。
ラについて図１を参照しながら説明する。図１は第１実
施例におけるエコーキャンセラの全体構成を示すブロッ
ク図であり、従来例と同一部分は同一の符号をつけて詳
細な説明は省略する。具体例として、従来例と同様にフ
ィルタバンクのサブバンド数を３２（Ｎ＝３２）とし、
サンプリング周波数を１６ｋＨｚとする。またフィルタ
バンク分析手段及びフィルタバンク合成手段にはＤＦＴ
フィルタバンクを用い、またサブバンドエコーキャンセ
ラの適応フィルタの係数更新にはＣＮＬＭＳ法を利用す
るものとする。
【００２２】本実施例には、従来と異なり第１のフィル
タバンク分析手段３７の出力する各バンドの信号に対
し、第１の短時間パワー算出手段１１１、第２の短時間
パワー算出手段１１２、・・・第Ｎの短時間パワー算出
手段１１３を設けている。そして第１の短時間パワー算
出手段１１１の出力を第１の重み係数乗算手段１１４に
与え、第２の短時間パワー算出手段１１２の出力を第２
の重み係数乗算手段１１５に与え、第Ｎの短時間パワー
算出手段１１３の出力を第Ｎの重み係数乗算手段１１６
に与えるようにしている。さらにこれらの第１〜第Ｎの
重み係数乗算手段１１４〜１１６の各出力を短時間パワ
ー比較手段１１７に与える構成としている。
タバンク分析手段３７の出力する各バンドの信号に対
し、第１の短時間パワー算出手段１１１、第２の短時間
パワー算出手段１１２、・・・第Ｎの短時間パワー算出
手段１１３を設けている。そして第１の短時間パワー算
出手段１１１の出力を第１の重み係数乗算手段１１４に
与え、第２の短時間パワー算出手段１１２の出力を第２
の重み係数乗算手段１１５に与え、第Ｎの短時間パワー
算出手段１１３の出力を第Ｎの重み係数乗算手段１１６
に与えるようにしている。さらにこれらの第１〜第Ｎの
重み係数乗算手段１１４〜１１６の各出力を短時間パワ
ー比較手段１１７に与える構成としている。
【００２３】第１〜第Ｎの短時間パワー算出手段１１１
〜１１３は、各バンドの短時間パワーを算出する手段で
ある。ここでの短時間パワーの算出は（２）式により行
う。
〜１１３は、各バンドの短時間パワーを算出する手段で
ある。ここでの短時間パワーの算出は（２）式により行
う。
【数２】
（２）式において、ｐ（ｎ）は時刻ｎから所定サンプル
数過去に遡った期間における平均パワーであり、ｘ
（ｎ）は受信入力の値である。又β１は立ち上がりを、
β２は立ち下がりの傾斜を決定する係数であり、ここで
はβ１＝0.3 、β２＝0.03とする。（２）式は図４に示
すような重みを持つ窓をかけて瞬時パワーを累積加算
し、短時間パワーを演算することと等価である。
数過去に遡った期間における平均パワーであり、ｘ
（ｎ）は受信入力の値である。又β１は立ち上がりを、
β２は立ち下がりの傾斜を決定する係数であり、ここで
はβ１＝0.3 、β２＝0.03とする。（２）式は図４に示
すような重みを持つ窓をかけて瞬時パワーを累積加算
し、短時間パワーを演算することと等価である。
【００２４】又（２）式は当地点のエコー経路のインパ
ルス応答のパワー減衰特性の概略を模擬したものであ
り、この式で短時間パワーを算出することにより、受信
入力信号を用いてエコー信号の短時間パワーをおおよそ
推定することができる。第１〜第Ｎの重み係数乗算手段
１１４〜１１６は、各短時間パワー信号に対して夫々の
重み係数で乗算する手段である。ここでの重み係数とし
ては、図３（ａ）に示すような特性を持つ値を、夫々の
バンドの重み係数として用いる。
ルス応答のパワー減衰特性の概略を模擬したものであ
り、この式で短時間パワーを算出することにより、受信
入力信号を用いてエコー信号の短時間パワーをおおよそ
推定することができる。第１〜第Ｎの重み係数乗算手段
１１４〜１１６は、各短時間パワー信号に対して夫々の
重み係数で乗算する手段である。ここでの重み係数とし
ては、図３（ａ）に示すような特性を持つ値を、夫々の
バンドの重み係数として用いる。
【００２５】第２のフィルタバンク分析手段１０１は、
マイクロホン３６から送信入力信号３３が与えられる
と、その信号を第１のサブバンド送信入力信号〜第Ｎの
サブバンド送信入力信号のＮ個のサブバンド送信入力信
号に分割する手段である。Ｎ個に分割された各サブバン
ド送信入力信号は、第１のサブバンドエコーキャンセラ
１１９、第２のサブバンドエコーキャンセラ１２０、・
・・第Ｎのサブバンドエコーキャンセラ１２１に与えら
れる。
マイクロホン３６から送信入力信号３３が与えられる
と、その信号を第１のサブバンド送信入力信号〜第Ｎの
サブバンド送信入力信号のＮ個のサブバンド送信入力信
号に分割する手段である。Ｎ個に分割された各サブバン
ド送信入力信号は、第１のサブバンドエコーキャンセラ
１１９、第２のサブバンドエコーキャンセラ１２０、・
・・第Ｎのサブバンドエコーキャンセラ１２１に与えら
れる。
【００２６】第１のサブバンドエコーキャンセラ１１９
は、第１のフィルタバンク分析手段３７から第１のサブ
バンド受信入力信号を取り込み、フイルタ係数更新制御
手段１１８の更新制御信号に基づいてエコーレプリカを
生成し、第１のサブバンドにおけるエコーキャンセルを
行うものである。このエコーキャンセラの内部構成は図
７に示すものと同様である。
は、第１のフィルタバンク分析手段３７から第１のサブ
バンド受信入力信号を取り込み、フイルタ係数更新制御
手段１１８の更新制御信号に基づいてエコーレプリカを
生成し、第１のサブバンドにおけるエコーキャンセルを
行うものである。このエコーキャンセラの内部構成は図
７に示すものと同様である。
【００２７】以下同様に第２のサブバンドエコーキャン
セラ１２０は、第１のフィルタバンク分析手段３７から
第２のサブバンド受信入力信号を取り込み、フイルタ係
数更新制御手段１１８の更新制御信号に基づいてエコー
レプリカを生成し、第２のサブバンドにおけるエコーキ
ャンセルを行うものである。第Ｎのサブバンドエコーキ
ャンセラ１２１は、第１のフィルタバンク分析手段３７
から第Ｎのサブバンド受信入力信号を取り込み、フイル
タ係数更新制御手段１１８の更新制御信号に基づいてエ
コーレプリカを生成し、第Ｎのサブバンドにおけるエコ
ーキャンセルを行うものである。フィルタバンク合成手
段１２２は第１のサブバンド送信出力信号〜第Ｎのサブ
バンド送信出力信号が入力されると、それらの信号を合
成し、送信出力信号３４として出力する手段である。
セラ１２０は、第１のフィルタバンク分析手段３７から
第２のサブバンド受信入力信号を取り込み、フイルタ係
数更新制御手段１１８の更新制御信号に基づいてエコー
レプリカを生成し、第２のサブバンドにおけるエコーキ
ャンセルを行うものである。第Ｎのサブバンドエコーキ
ャンセラ１２１は、第１のフィルタバンク分析手段３７
から第Ｎのサブバンド受信入力信号を取り込み、フイル
タ係数更新制御手段１１８の更新制御信号に基づいてエ
コーレプリカを生成し、第Ｎのサブバンドにおけるエコ
ーキャンセルを行うものである。フィルタバンク合成手
段１２２は第１のサブバンド送信出力信号〜第Ｎのサブ
バンド送信出力信号が入力されると、それらの信号を合
成し、送信出力信号３４として出力する手段である。
【００２８】さて、音声信号の長時間平均スペクトラム
は一般に図３（ｂ）のような特性をもっており、パワー
の分布が周波数により異なる。音声信号の長時間スペク
トラムの性質については、例えば、電子通信学会の出版
誌「新版聴覚と音声」のpp.329-332にその内容が詳しく
記載されている。このスペクトラムの傾斜は各サブバン
ドの短時間パワーにも反映している。特に約４ｋＨｚか
ら８ｋＨｚまでの高い周波数においては、短時間パワー
が平均的に小さい。このため、短時間パワー比較手段１
１７により各サブバンドの短時間パワーの大小を比較
し、パワーの大きいサブバンドから順に適応フィルタ更
新を行う場合、高い周波数のサブバンドでは低い周波数
のサブバンドと比較して適応フィルタ係数の更新頻度が
小さくなる。このことはフィルタ収束速度の低下を意味
する。
は一般に図３（ｂ）のような特性をもっており、パワー
の分布が周波数により異なる。音声信号の長時間スペク
トラムの性質については、例えば、電子通信学会の出版
誌「新版聴覚と音声」のpp.329-332にその内容が詳しく
記載されている。このスペクトラムの傾斜は各サブバン
ドの短時間パワーにも反映している。特に約４ｋＨｚか
ら８ｋＨｚまでの高い周波数においては、短時間パワー
が平均的に小さい。このため、短時間パワー比較手段１
１７により各サブバンドの短時間パワーの大小を比較
し、パワーの大きいサブバンドから順に適応フィルタ更
新を行う場合、高い周波数のサブバンドでは低い周波数
のサブバンドと比較して適応フィルタ係数の更新頻度が
小さくなる。このことはフィルタ収束速度の低下を意味
する。
【００２９】そこで、図３（ａ）に示すような重み係数
を短時間パワー信号に掛け合わせることにより、音声信
号の長時間平均スペクトラムの傾斜に起因する各サブバ
ンドの短時間パワー信号のレベル差を補正する。短時間
パワー比較手段１１７は重み係数乗算手段１１４〜１１
６の出力信号の大小を比較し、その結果をフィルタ係数
更新制御手段１１８へ出力する。短時間パワー比較手段
１１７でパワーが小さいと判断されたサブバンドに対し
ては、フィルタ係数更新制御手段１１８はエコー信号の
パワーも小さいと推定する。
を短時間パワー信号に掛け合わせることにより、音声信
号の長時間平均スペクトラムの傾斜に起因する各サブバ
ンドの短時間パワー信号のレベル差を補正する。短時間
パワー比較手段１１７は重み係数乗算手段１１４〜１１
６の出力信号の大小を比較し、その結果をフィルタ係数
更新制御手段１１８へ出力する。短時間パワー比較手段
１１７でパワーが小さいと判断されたサブバンドに対し
ては、フィルタ係数更新制御手段１１８はエコー信号の
パワーも小さいと推定する。
【００３０】エコー信号のパワーが小さく、送信入力信
号に占める近端騒音信号の割合が大きい場合は、適応フ
ィルタ係数の更新を行ってもインパルス応答が正しく推
定されず、フィルタ収束速度及びエコー打ち消し量の低
下を引き起こす場合がある。そこで、受信入力信号の短
時間パワーが小さいサブバンドについては、フィルタ係
数更新制御手段１１８は適応フィルタ係数の更新を停止
するように、サブバンドエコーキャンセラ１１９〜１２
１のうち、特定のものに指示を出す。こうして各バンド
の適応フィルタの係数更新を継続させるか、一時停止さ
せるかの制御を行うことにより、適応フィルタの収束速
度の低下及びエコー打ち消し量の低下を抑えることがで
きる。また、適応フィルタ係数更新にかかる信号処理量
を削減することができる。
号に占める近端騒音信号の割合が大きい場合は、適応フ
ィルタ係数の更新を行ってもインパルス応答が正しく推
定されず、フィルタ収束速度及びエコー打ち消し量の低
下を引き起こす場合がある。そこで、受信入力信号の短
時間パワーが小さいサブバンドについては、フィルタ係
数更新制御手段１１８は適応フィルタ係数の更新を停止
するように、サブバンドエコーキャンセラ１１９〜１２
１のうち、特定のものに指示を出す。こうして各バンド
の適応フィルタの係数更新を継続させるか、一時停止さ
せるかの制御を行うことにより、適応フィルタの収束速
度の低下及びエコー打ち消し量の低下を抑えることがで
きる。また、適応フィルタ係数更新にかかる信号処理量
を削減することができる。
【００３１】また、適応フィルタの係数更新を行うか否
かの判定に、受信入力信号の短時間パワーが大きいサブ
バンドをＫ個だけ選択するようにして、フィルタ係数更
新制御手段１１８を動作させることにより、受信入力信
号のスペクトラムにかかわらず、適応フィルタの係数更
新にかかる演算量を一定に保つことができる。
かの判定に、受信入力信号の短時間パワーが大きいサブ
バンドをＫ個だけ選択するようにして、フィルタ係数更
新制御手段１１８を動作させることにより、受信入力信
号のスペクトラムにかかわらず、適応フィルタの係数更
新にかかる演算量を一定に保つことができる。
【００３２】このように本実施例によれば、各サブバン
ドの重み係数乗算手段の出力信号の大小を比較し、その
出力信号が小さいサブバンドについては、適応フィルタ
の係数更新を停止する。こうするとエコー打ち消し効果
及び適応フィルタの収束速度の低下を抑えつつ、適応フ
ィルタ係数の更新にかかる演算量を削減することができ
る。
ドの重み係数乗算手段の出力信号の大小を比較し、その
出力信号が小さいサブバンドについては、適応フィルタ
の係数更新を停止する。こうするとエコー打ち消し効果
及び適応フィルタの収束速度の低下を抑えつつ、適応フ
ィルタ係数の更新にかかる演算量を削減することができ
る。
【００３３】次に本発明の第２の実施例におけるエコー
キャンセラについて図２を参照しながら説明する。本実
施例は、前述した第１実施例の短時間パワー比較手段１
１７の出力部にノンリニアプロセッサ制御手段（以下、
ＮＬＰ制御手段という）１３０と、サブバンドエコーキ
ャンセラ制御手段１３１を付加したことが特徴である。
またサブバンドエコーキャンセラ１１９〜１２１の出力
部に、第１、第２、第Ｎのノンリニアプロセッサ（以
下、ＮＬＰという）１３２、１３３、１３４を夫々設け
ている。
キャンセラについて図２を参照しながら説明する。本実
施例は、前述した第１実施例の短時間パワー比較手段１
１７の出力部にノンリニアプロセッサ制御手段（以下、
ＮＬＰ制御手段という）１３０と、サブバンドエコーキ
ャンセラ制御手段１３１を付加したことが特徴である。
またサブバンドエコーキャンセラ１１９〜１２１の出力
部に、第１、第２、第Ｎのノンリニアプロセッサ（以
下、ＮＬＰという）１３２、１３３、１３４を夫々設け
ている。
【００３４】ＮＬＰ１３２〜１３４は、ＮＬＰ制御手段
１３０の制御信号がオンの場合、入力信号の絶対値が規
定値以内のときは出力信号の値を０とし、入力信号の絶
対値が規定値を超えるときは、入力信号をそのまま出力
信号として出力し、制御信号がオフの場合スルーとなる
非線形変換手段である。図５にＮＬＰ１３２〜１３４の
入力レベルと出力レベルの関係を示す。ここでは閾値α
が規定値として設定されている。ＮＬＰ制御手段１３０
は、第１のＮＬＰ１３２〜第ＮのＮＬＰ１３４に対して
非線形の信号変換を指示する制御信号を発生する非線形
変換制御手段であり、短時間パワー比較手段１１７での
比較結果に基づいて出力される。
１３０の制御信号がオンの場合、入力信号の絶対値が規
定値以内のときは出力信号の値を０とし、入力信号の絶
対値が規定値を超えるときは、入力信号をそのまま出力
信号として出力し、制御信号がオフの場合スルーとなる
非線形変換手段である。図５にＮＬＰ１３２〜１３４の
入力レベルと出力レベルの関係を示す。ここでは閾値α
が規定値として設定されている。ＮＬＰ制御手段１３０
は、第１のＮＬＰ１３２〜第ＮのＮＬＰ１３４に対して
非線形の信号変換を指示する制御信号を発生する非線形
変換制御手段であり、短時間パワー比較手段１１７での
比較結果に基づいて出力される。
【００３５】サブバンドエコーキャンセラ制御手段１３
１は、第１実施例のフィルタ係数更新制御手段１１８の
代わりに設けられたもので、各サブバンドエコーキャン
セラ１１９〜１２１の適応フィルタ係数の更新と、エコ
ー打ち消し処理の制御を行うものである。その他の構成
は図１と同一であり、同一部分は同一の符号を付け、そ
れらの説明は省略する。
１は、第１実施例のフィルタ係数更新制御手段１１８の
代わりに設けられたもので、各サブバンドエコーキャン
セラ１１９〜１２１の適応フィルタ係数の更新と、エコ
ー打ち消し処理の制御を行うものである。その他の構成
は図１と同一であり、同一部分は同一の符号を付け、そ
れらの説明は省略する。
【００３６】さて短時間パワー比較手段１１７でパワー
が小さいと判断されたサブバンドでは、エコー信号のパ
ワーも小さいと推定される。エコー信号のパワーが小さ
く、送信入力信号に占める近端騒音信号の割合が大きい
場合は、適応フィルタ係数の更新を行ってもインパルス
応答が正しく推定されず、フィルタ収束速度及びエコー
打ち消し量の低下を引き起こす場合がある。
が小さいと判断されたサブバンドでは、エコー信号のパ
ワーも小さいと推定される。エコー信号のパワーが小さ
く、送信入力信号に占める近端騒音信号の割合が大きい
場合は、適応フィルタ係数の更新を行ってもインパルス
応答が正しく推定されず、フィルタ収束速度及びエコー
打ち消し量の低下を引き起こす場合がある。
【００３７】そこで、受信入力信号の短時間パワーが小
さいサブバンドについては、サブバンドエコーキャンセ
ラ制御手段１３１は適応フィルタ係数の更新を停止する
よう、サブバンドエコーキャンセラ１１９〜１２１のい
ずれかに制御信号を与える。こうして適応フィルタの係
数更新を制御することにより、適応フィルタの収束速度
の低下、及びエコー打ち消し量の低下を抑えて、適応フ
ィルタ係数更新にかかる処理量を削減する。
さいサブバンドについては、サブバンドエコーキャンセ
ラ制御手段１３１は適応フィルタ係数の更新を停止する
よう、サブバンドエコーキャンセラ１１９〜１２１のい
ずれかに制御信号を与える。こうして適応フィルタの係
数更新を制御することにより、適応フィルタの収束速度
の低下、及びエコー打ち消し量の低下を抑えて、適応フ
ィルタ係数更新にかかる処理量を削減する。
【００３８】また、エコー信号が小さい場合は、ＮＬＰ
１３２〜１３４のいずれかを動作（オン）させることに
よりそのエコーを抑圧する。サブエコーキャンセラのエ
コー打ち消し処理、即ち図７の適応フィルタ４３による
エコーレプリカの生成、及び減算手段４５によるサブバ
ンド送信入力信号からサブバンド受信入力信号の減算処
理を停止することにより、エコー打ち消し量の低下を抑
える。こうすると、エコー打ち消し処理にかかる演算、
即ち適応フィルタ４３におけるエコーレプリカの生成と
減算手段４５にかかる演算量を削減することができる。
１３２〜１３４のいずれかを動作（オン）させることに
よりそのエコーを抑圧する。サブエコーキャンセラのエ
コー打ち消し処理、即ち図７の適応フィルタ４３による
エコーレプリカの生成、及び減算手段４５によるサブバ
ンド送信入力信号からサブバンド受信入力信号の減算処
理を停止することにより、エコー打ち消し量の低下を抑
える。こうすると、エコー打ち消し処理にかかる演算、
即ち適応フィルタ４３におけるエコーレプリカの生成と
減算手段４５にかかる演算量を削減することができる。
【００３９】また、適応フィルタ係数の更新、及びＮＬ
Ｐをオフにするサブバンドを、重み係数乗算手段１１４
〜１１６の出力の大きい順に、Ｋ個選ぶようにサブエコ
ーキャンセラ制御手段１３１を動作させる。こうする
と、受信入力信号のスペクトラムにかかわらず、適応フ
ィルタの係数更新及びエコー打ち消し処理にかかる演算
量を一定に保ことができる。
Ｐをオフにするサブバンドを、重み係数乗算手段１１４
〜１１６の出力の大きい順に、Ｋ個選ぶようにサブエコ
ーキャンセラ制御手段１３１を動作させる。こうする
と、受信入力信号のスペクトラムにかかわらず、適応フ
ィルタの係数更新及びエコー打ち消し処理にかかる演算
量を一定に保ことができる。
【００４０】以上のように本実施例によれば、各サブバ
ンドの重み係数乗算手段１１４〜１１６の出力信号の大
小を、短時間パワー比較手段１１７により比較する。重
み係数乗算手段１１４〜１１６の出力信号が小さいサブ
バンドでは、適応フィルタの係数更新、及びエコー打ち
消し処理を停止するようにサブバンドエコーキャンセラ
の制御を行う。また同時にサブバンドエコーキャンセラ
によりエコー打ち消し処理を行わないバンドについて
は、ＮＬＰ制御手段１３０により当該バンドのＮＬＰを
動作させる。こうすると、エコー打ち消し量及び適応フ
ィルタの収束速度の低下を抑えつつ、適応フィルタ係数
更新及びエコー打ち消し処理にかかる演算量を削減する
ことができる。
ンドの重み係数乗算手段１１４〜１１６の出力信号の大
小を、短時間パワー比較手段１１７により比較する。重
み係数乗算手段１１４〜１１６の出力信号が小さいサブ
バンドでは、適応フィルタの係数更新、及びエコー打ち
消し処理を停止するようにサブバンドエコーキャンセラ
の制御を行う。また同時にサブバンドエコーキャンセラ
によりエコー打ち消し処理を行わないバンドについて
は、ＮＬＰ制御手段１３０により当該バンドのＮＬＰを
動作させる。こうすると、エコー打ち消し量及び適応フ
ィルタの収束速度の低下を抑えつつ、適応フィルタ係数
更新及びエコー打ち消し処理にかかる演算量を削減する
ことができる。
【００４１】
【発明の効果】以上のように本願請求項１に記載の発明
によれば、各サブバンドの重み係数乗算手段の出力信号
の大小を短時間パワー比較手段により比較し、その比較
結果を用いて各サブバンドエコーキャンセラの適応フィ
ルタ係数の更新を行うか行わないかを制御するようにし
ている。このためエコー打ち消し量及び適応フィルタの
収束速度の低下を抑えることができ、適応フィルタ係数
の更新にかかる演算量を削減することができる。また適
応フィルタ係数の更新を行うバンド数をあらかじめＫバ
ンドに制限し、重み係数乗算手段の出力信号の大きな順
にフィルタ係数の更新を行うように制御している。この
ため本エコーキャンセラにおけるフィルタ係数更新処理
にかかる演算量を一定に保つことができる。
によれば、各サブバンドの重み係数乗算手段の出力信号
の大小を短時間パワー比較手段により比較し、その比較
結果を用いて各サブバンドエコーキャンセラの適応フィ
ルタ係数の更新を行うか行わないかを制御するようにし
ている。このためエコー打ち消し量及び適応フィルタの
収束速度の低下を抑えることができ、適応フィルタ係数
の更新にかかる演算量を削減することができる。また適
応フィルタ係数の更新を行うバンド数をあらかじめＫバ
ンドに制限し、重み係数乗算手段の出力信号の大きな順
にフィルタ係数の更新を行うように制御している。この
ため本エコーキャンセラにおけるフィルタ係数更新処理
にかかる演算量を一定に保つことができる。
【００４２】
【００４３】本願請求項２の発明によれば、請求項１の
発明の効果に加えて、短時間パワー信号に重み係数乗算
手段の係数として音声信号の長時間スペクトラムの逆特
性を掛け合わせて補正するようにしている。このため、
音声信号の長時間平均スペクトラムの傾斜に起因するサ
ブバンド間の適応フィルタ係数更新頻度の偏りを軽減す
ることができ、エコーキャンセラ全体としての収束速度
を向上することができる。
発明の効果に加えて、短時間パワー信号に重み係数乗算
手段の係数として音声信号の長時間スペクトラムの逆特
性を掛け合わせて補正するようにしている。このため、
音声信号の長時間平均スペクトラムの傾斜に起因するサ
ブバンド間の適応フィルタ係数更新頻度の偏りを軽減す
ることができ、エコーキャンセラ全体としての収束速度
を向上することができる。
【００４４】本願請求項３の発明によれば、請求項１の
発明の効果に加えて、短時間パワー信号を前サンプルの
短時間パワー信号と現サンプルにおける瞬時パワーより
再帰的に算出することにより、受信入力信号からエコー
信号のパワーを推定することができる。
発明の効果に加えて、短時間パワー信号を前サンプルの
短時間パワー信号と現サンプルにおける瞬時パワーより
再帰的に算出することにより、受信入力信号からエコー
信号のパワーを推定することができる。
【００４５】又本願請求項４の発明によれば、各サブバ
ンドの重み係数乗算手段の出力信号の大小を短時間パワ
ー比較手段により比較し、その短時間パワー比較手段の
出力信号を用いて各サブバンドエコーキャンセラの適応
フィルタ係数の更新を行うか行わないかを制御してい
る。また同時にサブバンドエコーキャンセラによりエコ
ー打ち消し処理を行わないサブバンドについては、非線
形変換制御手段により当該バンドの非線形変換手段を動
作させる。こうするとエコー打ち消し効果及び適応フィ
ルタの収束速度の低下を抑えることができ、適応フィル
タ係数更新及びエコー打ち消し処理にかかる演算量を削
減することができる。また適応フィルタ係数の更新及び
エコー打ち消し処理を行うサブバンドエコーキャンセラ
の数をＫ個に制限し、重み係数乗算手段の出力信号の大
きな順にＫ個のサブバンドについてフィルタ係数の更新
及びエコー打ち消し処理を行なうように制御を行う。同
時に、サブバンドエコーキャンセラでエコー打ち消し処
理を行わない（Ｎ−Ｋ）個のサブバンドについては、非
線形変換手段を動作させるように制御を行うことによ
り、本エコーキャンセラにおけるフィルタ係数更新及び
エコー打ち消し処理にかかる演算量を一定に保つことが
できる。
ンドの重み係数乗算手段の出力信号の大小を短時間パワ
ー比較手段により比較し、その短時間パワー比較手段の
出力信号を用いて各サブバンドエコーキャンセラの適応
フィルタ係数の更新を行うか行わないかを制御してい
る。また同時にサブバンドエコーキャンセラによりエコ
ー打ち消し処理を行わないサブバンドについては、非線
形変換制御手段により当該バンドの非線形変換手段を動
作させる。こうするとエコー打ち消し効果及び適応フィ
ルタの収束速度の低下を抑えることができ、適応フィル
タ係数更新及びエコー打ち消し処理にかかる演算量を削
減することができる。また適応フィルタ係数の更新及び
エコー打ち消し処理を行うサブバンドエコーキャンセラ
の数をＫ個に制限し、重み係数乗算手段の出力信号の大
きな順にＫ個のサブバンドについてフィルタ係数の更新
及びエコー打ち消し処理を行なうように制御を行う。同
時に、サブバンドエコーキャンセラでエコー打ち消し処
理を行わない（Ｎ−Ｋ）個のサブバンドについては、非
線形変換手段を動作させるように制御を行うことによ
り、本エコーキャンセラにおけるフィルタ係数更新及び
エコー打ち消し処理にかかる演算量を一定に保つことが
できる。
【００４６】
【００４７】本願請求項５の発明によれば、請求項４の
発明の効果に加えて、短時間パワー信号に重み係数乗算
手段の係数として音声信号の長時間スペクトラムの逆特
性を掛け合わせて補正を行うことにより、音声信号の長
時間平均スペクトラムの傾斜に起因するサブバンド間の
適応フィルタ係数更新頻度の偏りを軽減し、エコーキャ
ンセラ全体としての収束速度を向上することが可能とな
る。
発明の効果に加えて、短時間パワー信号に重み係数乗算
手段の係数として音声信号の長時間スペクトラムの逆特
性を掛け合わせて補正を行うことにより、音声信号の長
時間平均スペクトラムの傾斜に起因するサブバンド間の
適応フィルタ係数更新頻度の偏りを軽減し、エコーキャ
ンセラ全体としての収束速度を向上することが可能とな
る。
【００４８】本願請求項６の発明によれば、請求項４の
発明の効果に加えて、短時間パワー信号を前サンプルの
短時間パワー信号と現サンプルにおける瞬時パワーより
再帰的に算出することにより、受信入力信号からエコー
信号のパワーを推定することができる。
発明の効果に加えて、短時間パワー信号を前サンプルの
短時間パワー信号と現サンプルにおける瞬時パワーより
再帰的に算出することにより、受信入力信号からエコー
信号のパワーを推定することができる。
【図１】本発明の第１実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図である。
の全体構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図である。
の全体構成を示すブロック図である。
【図３】第１及び第２実施例における重み係数乗算手段
の動作特性を示す図であり、（ａ）は重み係数の周波数
特性を示し、（ｂ）は音声信号の長時間パワースペクト
ラムを示す。
の動作特性を示す図であり、（ａ）は重み係数の周波数
特性を示し、（ｂ）は音声信号の長時間パワースペクト
ラムを示す。
【図４】第１及び第２実施例において、短時間パワー算
出手段によって算出された短時間パワー信号の時間包絡
を示す説明図である。
出手段によって算出された短時間パワー信号の時間包絡
を示す説明図である。
【図５】第２実施例におけるノンリニアプロセッサの入
力レベルと出力レベルの関係を示す説明図である。
力レベルと出力レベルの関係を示す説明図である。
【図６】従来例のサブバンド構成のエコーキャンセラの
全体構成を示すブロック図である。
全体構成を示すブロック図である。
【図７】サブバンドエコーキャンセラの具体的な構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
３１ 受信入力信号
３２ 受信出力信号
３３ 送信入力信号
３４ 送信出力信号
３５ スピーカ
３６ マイク
３７ 第１のフィルタバンク分析手段
４１ サブバンド受信入力信号
４２ サブバンド送信入力信号
４３ 適応フィルタ
４４ エコーレプリカ
４５ 減算手段
４６ サブバンド送信出力信号
１０１ 第２のフィルタバンク分析手段
１１１ 第１の短時間パワー算出手段
１１２ 第２の短時間パワー算出手段
１１３ 第Ｎの短時間パワー算出手段
１１４ 第１の重み係数乗算手段
１１５ 第２の重み係数乗算手段
１１６ 第Ｎの重み係数乗算手段
１１７ 短時間パワー比較手段
１１８ フィルタ係数更新制御手段
１１９ 第１のサブバンドエコーキャンセラ
１２０ 第２のサブバンドエコーキャンセラ
１２１ 第Ｎのサブバンドエコーキャンセラ
１２２ フィルタバンク合成手段
１３０ ノンリニアプロセッサ制御手段（ＮＬＰ制御手
段） １３１ サブバンドエコーキャンセラ制御手段 １３２ 第１のノンリニアプロセッサ（第１のＮＬＰ） １３３ 第２のノンリニアプロセッサ（第２のＮＬＰ） １３４ 第Ｎのノンリニアプロセッサ（第ＮのＮＬＰ）
段） １３１ サブバンドエコーキャンセラ制御手段 １３２ 第１のノンリニアプロセッサ（第１のＮＬＰ） １３３ 第２のノンリニアプロセッサ（第２のＮＬＰ） １３４ 第Ｎのノンリニアプロセッサ（第ＮのＮＬＰ）
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭62−132442（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−143035（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−121625（ＪＰ，Ａ)
特表 平６−508482（ＪＰ，Ａ)
特表 平７−504075（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 3/00 - 3/44
Claims (6)
- 【請求項１】 マイクロホンとスピーカが設けられた第
１の音響空間と、第１の音響空間と隔たった所に位置
し、マイクロホンとスピーカとが設けられた第２の音響
空間との間で、送信信号及び受信信号を用いて音声情報
を授受するテレコンファレンスシステムに用いられるエ
コーキャンセラであって、 第２の音響空間に位置するマイクロホンから出力される
受信入力信号をＮ個のサブバンド受信入力信号に分割す
る第１のフィルタバンク分析手段と、 第１の音響空間に位置するマイクロホンから入力される
送信入力信号をＮ個のサブバンド送信入力信号に分割す
る第２のフィルタバンク分析手段と、前記Ｎ個のサブバンド受信入力信号の短時間パワー信号
を算出する第１〜第Ｎの短時間パワー算出手段と、 前記第１〜第Ｎの短時間パワー算出手段の出力信号に、
あらかじめ定めた重み係数を夫々掛け合わせる第１〜第
Ｎの重み係数乗算手段と、 前記第１〜第Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の大小
を比較する短時間パワー比較手段と、 前記短時間パワー比較手段の比較結果に基づいて、前記
重み係数乗算手段の出力信号が大きい順にＫ個のサブバ
ンドについては更新を継続し、残りの（Ｎ−Ｋ）個のサ
ブバンドについては更新を一時停止するフィルタ更新制
御信号を出力するフィルタ係数更新制御手段と、 前記サブバンド受信入力信号と前記サブバンド送信入力
信号と前記フィルタ更新制御信号とを入力し、前記フィ
ルタ更新制御信号が更新継続を示すときは、第１の音響
空間に位置するスピーカを介してマイクロホンに入力さ
れるときのサブバンド帯域のインパルス応答を適応的に
推定して適応フィルタの係数を更新することにより、前
記サブバンド受信入力信号からエコーレプリカを生成
し、前記フィルタ更新制御信号が更新一時停止を示すと
きは、適応フィルタの係数を更新せずにエコーレプリカ
を生成し、前記サブバンド送信入力信号から前記エコー
レプリカを減算してエコー信号を除去する第１〜第Ｎの
サブバンドエコーキャンセラと、 前記第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラの出力信
号を合成し、合成結果を送信出力信号として前記第２の
音響空間のスピーカに送出するフィルタバンク合成手段
と、を具備することを特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項２】 前記第１〜第Ｎの重み係数乗算手段は、 統計的に導きだされた長時間音声信号のスペクトラムの
逆特性を重み係数とするものであることを特徴とする請
求項１記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項３】 前記第１〜第Ｎの各短時間パワー算出手
段は、 サンプリング時刻をｎ、サブバンドの番号をｍ、前記第
１のフィルタバンク分析手段のｍ番目のサブバンドの現
時刻の出力値をｘm(n)、前時刻におけるｍ番目のサブバ
ンドの短時間パワーをｐm(n-1)とするとき、現時刻にお
けるｍ番目のサブバンドの短時間パワーｐm(n)を、 ｐm(n)＝ｐm(n-1)＋β｛ｘ2m(n) −ｐm(n-1)｝ 但し β＝ β１ （ｘ2m(n) ≧ｐm(n-1)） β２ （ｘ2m(n) ＜ｐm(n-1)） （β１＞β２） により算出するものであることを特徴とする請求項１記
載のエコーキャンセラ。 - 【請求項４】 マイクロホンとスピーカが設けられた第
１の音響空間と、第１の音響空間と隔たった所に位置
し、マイクロホンとスピーカとが設けられた第２の音響
空間との間で、送信信号及び受信信号を用いて音声情報
を授受するテレコンファレンスシステムに用いられるエ
コーキャンセラであって、 第２の音響空間に位置するマイクロホンから出力される
受信入力信号をＮ個のサブバンド受信入力信号に分割す
る第１のフィルタバンク分析手段と、 第１の音響空間に位置するマイクロホンから入力される
送信入力信号をＮ個のサブバンド送信入力信号に分割す
る第２のフィルタバンク分析手段と、前記Ｎ個のサブバンド受信入力信号の短時間パワー信号
を算出する第１〜第Ｎの短時間パワー算出手段と、 前記第１〜第Ｎの短時間パワー算出手段の出力信号に、
あらかじめ定めた重み係数を夫々掛け合わせる第１〜第
Ｎの重み係数乗算手段と、 前記第１〜第Ｎの重み係数乗算手段の各出力信号の大小
を比較する短時間パワー比較手段と、 前記短時間パワー比較手段の比較結果に基づいて前記重
み係数乗算手段の出力信号が大きい順にＫ個のサブバン
ドについては処理を継続し、残り（Ｎ−Ｋ）個のサブバ
ンドについては処理を停止するエコーキャンセラ制御信
号を出力するサブバンドエコーキャンセラ制御手段と、 前記サブバンド受信入力信号と前記サブバンド送信入力
信号と前記エコーキャンセラ制御信号とを入力し、前記
エコーキャンセラ制御信号が処理継続を示すときは、第
１の音響空間に位置するスピーカを介してマイクロホン
に入力されるときのサブバンド帯域のインパルス応答を
適応的に推定して適応フィルタの係数を更新することに
より、前記サブバンド受信入力信号からエコーレプリカ
を生成すると共に、前記サブバンド送信入力信号から前
記エコーレプリカを減算して出力し、前記エコーキャン
セラ制御信号が処理停止を示すときは、前記適応フィル
タの係数を更新せず前記サブバンド受信入力信号を出力
する第１〜第Ｎのサブバンドエコーキャンセラと、 前記短時間パワー比較手段の出力信号に基づいて前記重
み係数乗算手段の出力信号が大きいものから順にＫ個の
サブバンドについては動作を停止し、残り（Ｎ−Ｋ）個
のサブバンドについては処理を示す制御信号を出力する
非線形変換制御手段と、 前記サブバンドエコーキャンセラの信号と前記非線形変
換制御手段の制御信号とを入力し、前記制御信号が停止
を示す場合は前記サブバンドエコーキャンセラの信号を
出力し、前記制御信号が処理を示す場合は前記サブバン
ドエコーキャンセラの信号の絶対値が規定値以下のとき
０を出力し、規定値を越えるとき前記サブバンドエコー
キャンセラの信号をそのまま出力する第１〜第Ｎの非線
形変換手段と、 前記第１〜第Ｎの非線形変換手段の出力信号を合成し、
合成結果を送信出力信号として前記第２の音響空間のス
ピーカに送出するフィルタバンク合成手段と、を具備す
ることを特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項５】 前記第１〜第Ｎの重み係数乗算手段は、 統計的に導きだされた長時間音声信号のスペクトラムの
逆特性を重み係数とするものであることを特徴とする請
求項４記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項６】 前記第１〜第Ｎの各短時間パワー算出手
段は、 サンプリング時刻をｎ、サブバンドの番号をｍ、前記第
１のフィルタバンク分析手段のｍ番目のサブバンドの現
時刻の出力値をｘm(n)、前時刻におけるｍ番目のサブバ
ンドの短時間パワーをｐm(n-1)とするとき、現時刻にお
けるｍ番目のサブバンドの短時間パワーｐm(n)を、 ｐm(n)＝ｐm(n-1)＋β｛ｘ2m(n) −ｐm(n-1)｝ 但し β＝ β１ （ｘ2m(n) ≧ｐm(n-1)） β２ （ｘ2m(n) ＜ｐm(n-1)） （β１＞β２） により算出するものであることを特徴とする請求項４記
載のエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15538995A JP3403549B2 (ja) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15538995A JP3403549B2 (ja) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | エコーキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331020A JPH08331020A (ja) | 1996-12-13 |
| JP3403549B2 true JP3403549B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=15604891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15538995A Expired - Lifetime JP3403549B2 (ja) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3403549B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5796819A (en) * | 1996-07-24 | 1998-08-18 | Ericsson Inc. | Echo canceller for non-linear circuits |
| DE19831320A1 (de) * | 1998-07-13 | 2000-01-27 | Ericsson Telefon Ab L M | Digitales adaptives Filter und akustischer Echokompensator |
| JP2004023481A (ja) | 2002-06-17 | 2004-01-22 | Alpine Electronics Inc | 音響信号処理装置及び方法並びにオーディオ装置 |
| EP2512040B1 (en) * | 2011-04-14 | 2013-11-13 | Alcatel Lucent | A computation saving echo canceller for a wide band audio signal |
| US10367948B2 (en) * | 2017-01-13 | 2019-07-30 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Post-mixing acoustic echo cancellation systems and methods |
-
1995
- 1995-05-29 JP JP15538995A patent/JP3403549B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08331020A (ja) | 1996-12-13 |
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