KR100716377B1 - 디지털 적응형 필터 및 이를 사용하는 반향 제거기 - Google Patents

Abstract

예를 들어 반향 제거를 위한 개선된 컨버젼스를 성취하기 위하여, 입력 신호(x), 상기 입력 신호의 추정된 전력(PI), 및 디지털 적응형 필터에서 필터링된 입력 신호 및 상기 디지털 적응형 필터에 의해 모델링되는 외부 경로(16)를 따라서 전파되는 입력 신호간의 에러 신호에 따라서 필터를 연속적으로 갱신하는 필터 계수 갱신 수단(52, 78)를 구비하는 디지털 적응형 필터가 제공된다. 여기서, 입력 신호 전력 추정 수단(50, 84-92)은 순환적인 스무딩을 수행하도록 적응되어 상이한 스무딩 팩터로 입력 전력을 비대칭적으로 증가 및 감소시킨다. 이 추정이 주파수 도메인에서 실행되는 경우에, 필터 계수의 갱신을 위한 스텝 크기는 주파수 대역에 선택적으로 적응될 수 있다.

디지털 적응형 필터, 필터 계수 갱신 수단, 입력 신호 전력 추정 수단, 필터 계수 갱신 수단, 반향 제거기

Description

디지털 적응형 필터 및 이를 사용하는 반향 제거기{DIGITAL ADAPTIVE FILTER AND ACOUSTIC ECHO CANCELLER USING THE SAME}

본 발명은 디지털 적응형 필터 및 이를 사용하는 반향 제거기에 관한 것이다.

특히, 본 발명은 에러 신호의 정규화된 최소 평균 자승 에러 알고리즘(NLMS : normalized least mean square error algorithm)을 토대로 적응형 프로세스(adaptation process)를 실행하는 디지털 적응형 필터에 관한 것이다.

특히 핸즈프리 타입의 통신 시스템에 대한 수요의 증가가 반향 제거기의 개발을 촉진시켰다. 이와 같은 반향 제거기는 경쟁 부담 및 지연을 작게하면서 효율적으로 필터링하는 기술을 필요로 한다.

공지된 바와 같이, 예를 들어 운전중인 차량의 무선 전화기는 운전자의 집중력을 상당히 떨어트려 사고의 위험성을 증가시킨다. 이 점에서, 핸즈프리 장비는 운전자로 하여금 운전에 집중하도록 하여 안전성을 증가시킨다. 핸즈프리 장비가 폭넓게 사용되지 못한 한가지 이유는 이용가능한 시스템의 품질이 열악하다는 것이다. 또 다른 이유는 이용가능한 핸즈프리 장비는 통상적으로 스위칭을 토대로 작동하므로 단지 반이중 (half duplex) 통신만이 가능할 때 두 사용자에 대해 고도의 대화 훈련(talking discipline)을 필요로 한다.

예를 들어, Jose M.P. Borrallo, Mariano G. Otero가 "On the Implementation of a Partitioned Block Frequency Domain Adaptive Filter(PBFDAF) for Long Acoustic Echo Cancellation" 라는 제목으로 신호 처리 27(1992), pp 309-315에 공표한 바와 같이, 반향 제거기에 의해 전이중 통신을 성취한다.
유럽 EP 0661832호에는 적응형 필터를 갖는 시스템을 식별하기 위한 방법 및 장치가 설명된다. 적응형 필터는 기준 입력 신호를 처리하여 출력 신호를 발생시킨다. 감산기는 관찰된 신호로부터 적응형 필터의 출력 신호를 감산시키고 전력 추정 회로는 기준 입력 신호의 전력을 추정한다. 스텝 크기 결정 회로는 기준 입력 신호의 추정된 전력을 토대로 스텝 크기를 결정한다.

도 1은 반향 제거기의 기본적인 구성을 도시한 것이다. 특히, 도 1은 예를 들어 핸즈프리 통신 장치 또는 원격 회의 시스템의 확성기(200) 및 마이크로폰(202)을 도시한다. 게다가, 반향 전파 경로(206)가 확성기(200) 및 마이크로폰(202)간에 점선으로 도시되어 있다. 통상적으로, 통신 장치 근단 스피커(near end speaker)는 확성기(200)를 통해서 음향 정보를 수신하여 마이크로폰(202)을 통해서 원단 스피커(far end speaker)로 이 정보를 전송한다. 그러나, 이 음향 정보는 음파의 피드백 전파를 통해서 반향을 원단 스피커로 다시 전파하는 확성기(200)에 의해 출력된다.

도 1에 도시된 바와 같이, 이 결점을 극복하기 위하여, 적응형 필터(208)는 실제 반향으로 반위상(antiphase) 보상을 위한 합성 에코를 발생시키도록 사용될 수 있다. 다른 말로서, 적응형 필터(208)는 반향 경로(206)의 모델이고 예를 들어 근단 스피커의 이동으로 인한 실제 환경 변화 또는 핸즈프리 통신 장치가 설치된 환경의 변화에 적응하여만 한다.

도 1에 또한 도시된 바와 같이, 반위상 보상을 실행하기 위하여, 실제 반향 및 합성 반향을 감산하는 합산점(210)이 제공된다. 그러나, 적응형 필터(208)는 통상적으로 합산후 실제 환경의 완전한 모델을 성취하지 못하기 때문에, 원단 스피커로 다시 전판되는 에러 신호가 여전히 남아있게 된다.

적응형 필터(208)는 시간 도메인 또는 주파수 도메인 적응형 필터로서 구현될 수 있다. 게다가, 이 필터는 여러 실내 환경 및 근단 대화자의 이동에 부합되도록 적응되어야만 된다. 필터 계수의 조정 공정을 컨버젼스(convergence)라 칭하고 이 컨버젼스 속도는 반향 제거기의 수행성능을 상당히 제한시킨다.

필터 계수의 조정은 적응형 필터로의 입력 신호와, 이 입력 신호의 전력 추정, 그리고 최종적으로 적응형 필터에서 필터링된 입력 신호 및 마이크로폰(206), 즉 적응형 필터를 통해서 모델링되는 경로(206)를 통해서 수신되는 신호간의 에러 신호에 좌우된다.

도 2는 입력 신호의 전력 추정에 대한 신호 흐름도를 도시한 것이다. 여기서, 입력 신호의 순시 전력이 도출되고 나서 제1 승산기(214)의 팩터 β와 가중된다. 정정 단계를 실행하기 위하여, 추정된 전력 레벨은 도 2에 도시된 바와 같이 제2 승산기(216)를 통해서 팩터(1-β)에 의해 정격화(rate)되며, 지연 장치(218)에서 지연되고 최종적으로 가산기(220)를 통해서 순시 전력에 가산된다.

그러나, 도 2에 도시된 전력 레벨 추정 방식은 입력 신호에 대한 어떤 정보를 고려하는 것이 아니라 단지 신호 특성과 무관한 소정의 팩터만을 사용한다. 게다가, 예를 들어 주변 잡음과 같은 주변에 널리 존재하는 어떤 조건이 전력 레벨 추정에 전혀 영향을 미치치 않는다. 그러므로, 도 2에 도시된 통상적인 방식을 따 른 적응형 필터의 컨버젼스 작용은 통신 품질과 관계된 부정적인 영향으로 인해 제한받는다.

상술된 관점에서, 본 발명의 목적은 배경 잡음이 존재하는 상태하에서도 향상된 컨버젼스 속도를 지닌 디지털 적응형 필터를 제공하는 것이다.

본 발명의 제1 양상을 따르면, 이 목적은 입력 신호, 이 입력 신호의 추정된 전력 및 디지털 적응형 필터에서 필터링된 입력 신호 및 디지털 적응형 필터에 의해 모델링되는 외부 경로를 따라서 전파되는 입력 신호간의 에러 신호에 따라서 필터 계수를 연속적으로 갱신하는 필터 계수 갱신 수단 및, 순환적인 스무딩 (recursive smoothing)를 수행하도록 적응되어 비대칭적으로 입력 전력을 증가시키고 입력 전력을 감소시키는 입력 신호 전력 추정 수단을 구비하는 디지털 적응형 필터에 의해 성취된다.

여기서, 공통 팩터를 사용하는 해법과 비교할 때, 보다 빠른 컨버젼스를 위하여 두개의 서로다른 스무딩 팩터가 선택된다. 또한, 입력 전력이 급격히 증가하는 경우 어떤 불안정성을 피하기 위하여 너무 큰 스텝 크기(stepsize)는 금지된다.

본 발명의 바람직한 실시예를 따르면, 입력 신호 전력 추정 수단은 상이한 가중 팩터로 추정된 입력 전력의 순환적인 스무딩를 수행하여 입력 신호 전력 레벨을 각각 증가 및 감소시킨다.

그러므로, 통상적으로 최초에는 입력 신호의 전력 레벨이 매우 급격하게 증가하고 나서 훨씬 긴 시간 주기에 걸쳐서 제로 레벨로 다시 복귀하는 것을 고려할 수 있다. 전력 레벨의 급격한 증가 및 저속 증가를 위하여 전용의 가중 팩터를 사용함으로써, 전체적으로 상당히 개선된 컨버젼스 작용을 성취할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예를 따르면, 디지털 적응형 필터는 주파수 도메인에서 입력 신호 전력 레벨의 추정을 실행하고 주파수 대역의 배경 잡음 레벨을 토대로 하나이상의 주파수 대역 각각에 대한 스텝 크기를 계산한다.

본 발명의 이 실시예는 특히 플랫 스펙트럼(flat spectrum) 내부의 배경 잡음을 고려한 것이며, 다른 말로서 배경 잡음이 주파수 범위에 걸쳐서 균일하게 분포되지 않은 것을 고려한 것이다. 단일 주파수 대역을 위하여 전용의 스텝 크기 계산을 통해서, 널리 존재하는 상황에 적응되는 최적의 컨버젼스를 성취하여 이와 같은 디지털 적응형 필터를 사용하는 반향 제거기의 전체적인 수행 성능을 보다 양호하게 할 수 있다.

또한, 본 발명의 또다른 실시예를 따르면, 주파수 도메인 적응형 필터는 2의 거듭제곱에 제한되지 않는 가변 입력 블록 길이를 갖는다.

따라서, 본 발명을 따르면, 주파수 도메인 적응형 필터의 입력 블록 길이가 2의 거듭제곱에 따라서 선택되도록 제한하는 것을 피할 수 있으므로, 응용 범위를 가능한 만큼 증가시킬 수 있다. 한가지 예로서 20ms, 즉 160 샘플을 토대로 실행되는 GSM 음성 코덱을 들수있다.

본 발명의 제2 양상을 따르면, 이 목적은 2개 이상의 주파수 대역에 따라서 입력 신호를 필터링하도록 적응되는 분석 필터 뱅크와, 관계된 주파수 대역 출력 신호를 필터링하기 위하여 상기 분석 뱅크의 각각의 주파수 대역에 대한 서브대역 필터와, 서브대역 필터 출력 신호로부터 시간 도메인 출력 신호를 발생시키도록 적응되는 합성 필터 뱅크를 구비하는 서브대역 적응형 필터를 통해서 성취되는데, 여기서 각각의 서브대역 필터는 필터 계수 갱신 수단을 구비하여 자신에 공급되는 관계된 주파수 대역 출력 신호, 자신의 추정된 출력 및 상기 관계된 주파수 대역 출력 신호 및 서브대역 필터를 통해서 모델링되는 외부 경로를 따라서 전파되는 대응하는 주파수 대역 출력 신호간의 서브대역 에러 신호에 따라서 필터 계수를 연속적으로 갱신하는 필터 계수 갱신 수단을 구비하며, 상기 필터 계수 갱신 수단은 각 주파수 대역에 대한 배경 잡음 레벨을 따라서 각각의 주파수 대역의 스텝 크기를 개별적으로 계산하도록 적응된다.

상술된 장점 이외에, 적응형 서브대역 필터 장비는 시간 도메인 및 주파수 도메인간의 유연한 스케일링을 허용한다. 주파수 대역을 고려하면 할수록, 주파수 선택 교란 경우의 컨버젼스 작용은 보다 양호하게 될 것이다. 또한, 특정 주파수 대역의 교란이 낮으면 낮을수록, 관계된 서브대역 필터의 필터 계수 갱신 공정을 위한 스텝 크기는 고속 컨버젼스를 성취하도록 크게 될 수 있다.

본 발명의 또 다른 바람직한 실시예를 따르면, 통신 장치용 반향 제거기가 제공되는데, 이 반향 제거기는 상기 통신 장치의 입력 신호를 수신하여 합성 반향을 발생시켜 확성기 수단 및 통신 장치의 수신 수단간의 실제 반향과 근사화시켜 반위상 보상하는 디지털 적응형 필터 수단 및 통신 장치의 현재 통신 상태를 검출하여 이에 따라서 디지털 적응형 필터 수단을 제어하는 통신 모니터링 수단을 구비하며, 상기 디지털 적응형 필터 수단은 상술된 본 발명의 실시예중 한 실시예에 따라서 수행된다.

그러므로, 본 발명을 따른 디지털 적응형 필터는 반향 제거기, 특히 핸즈프리 통신 장치내에서 사용된다. 본 발명의 적응형 필터의 개선된 수행성능을 통해서, 합성 반향에는 예를 들어 핸즈프리 통신 장치의 확성기 및 마이크로폰간의 반향 전파 경로를 통해서 발생되는 실제 반향과의 개선된 정합이 제공된다.

본 발명의 또다른 실시예를 따르면, 반향 제거기는 입력 신호 에너지의 선형 인벨롭을 결정하는 추정 수단 및 배경 잡음 추정 수단을 구비한다. 따라서, 입력 신호 에너지 및 배경 잡음은 반향 제거기에 의해 처리될 상이한 동작 상태들간을 다르게하는 활성화 판정 수단(activity decision means)에 제공될 수 있다. 추정된 입력 신호 에너지 레벨 및 배경 잡음 레벨을 토대로, 배경 잡음에 대한 차단을 표시하여 반향 제거기의 응용을 통해서 편리성을 증가시킬 수 있다.

도 1은 예를 들어 핸즈프리 통신 장치의 확성기 및 마이크로폰간에 전파되는 반향을 소거하기 위한 적응형 필터링의 기본적인 구조를 도시한 도면.

도 2은 도 1에 도시된 회로 구조에 입력 신호의 전력 레벨 추정값에 대한 신호 흐름도.

도 3은 본 발명을 따른 전력 레벨 추정을 위한 가중 팩터의 결정을 도시하는 기본적인 개념도.

도 4는 본 발명을 따른 선택적인 가중 팩터 결정을 갖는 전력 레벨 추정 장치의 개요도.

도 5는 본 발명을 따른 비대칭 전력 레벨 추정을 사용하는 디지털 적응형 필터의 시간 도메인 수행을 도시한 도면.

도 6은 본 발명을 따른 비대칭 전력 레벨 추정값을 사용하는 서브대역 타입의 적응형 필터 수행을 도시한 도면.

도 7은 기본적인 방식의 적응형 주파수 도메인 필터링을 도시한 도면.

도 8은 본 발명을 따른 비대칭 전력 레벨 추정을 사용하는 디지털 적응형 필터의 주파수 도메인 수행을 위한 개요도.

도 9는 본 발명을 따른 주파수 도메인에서 비대칭 전력 레벨 추정을 위한 신호 흐름도.

도 10은 본 발명을 따른 비대칭 전력 레벨 추정을 사용하는 디지털 적응형 필터의 블록 분할된 주파수 도메인을 실현하는 도면.

도 11은 본 발명을 따른 반향 제거기의 블록도.

도 12는 도 11에 도시된 통신 모니터링 장치의 블록도.

첨부한 도면과 관련한 이하의 상세한 바람직한 실시예를 통해서 본 발명을 이해할 수 있을 것이다.
도 3은 예를 들어 입력 신호 전력 레벨의 비대칭 추정에 대한 본 발명의 실시예의 기본적인 개념을 도시한 도면이다. 예를 들어 핸즈프리 듀플렉스 통신 장치에 사용되는 확성기(10) 및 마이크로폰(12)만이 도 3에 도시되어 있다.

도 3은 확성기(10) 및 마이크로폰(12)간의 경로를 따른 전송 작용을 도시한 것이다. 확성기가 반향 경로(16)를 따라서 전파시에 짧은 주기 신호(14)를 출력하는 경우, 마이크로폰(12)에 의해 수신되는 관계된 신호는 훨씬 긴 지속기간을 갖는 반향 신호가 될 것이다. 이것은 확성기 출력 신호(14)의 인벨롭(20) 및 반향 신호(18)의 인벨롭(22)에 대해 동일하게 유지된다.

도 3에 도시된 바와 같이, 통상적으로 확성기 신호(14)의 인벨롭(20)은 자신의 전력 레벨의 상승 및 하강에 대하여 거의 동일한 지속시간을 갖는다. 대조적으로, 반향 신호(18)의 경우에, 전력 레벨은 초기에 상당히 상승된후 확성기 출력 신호 인벨롭(20)과 비교할 때 훨씬 긴 시간 주기에 걸쳐서 사라지는 경향이 있다는 것을 알수 있다. 다른 말로서, 확성기 출력 신호에 따라서 반향 신호의 전력 레벨을 추정시, 전력 레벨의 상승이 감소보다 상당히 빠르다는 것을 고려하여야만 한다. 이것은 전력 레벨 추정에 대한 정확도를 증가시켜 결국 컨버젼스 작용을 개선시킨다.

그러므로, 본 발명을 따른 순환적인 방식으로 상이한 가중 팩터,

를 갖는

에 따라서 전력 레벨을 추정한다.

따라서, 시간 t에서 추정된 전력 PI│_t 은 시간 t에서의 순시 전력 Pin│_t으로부터 계산되고 시간 t-1에서 추정된 전력 PI│_t-1로부터 계산된다. 게다가, 본 발명을 따르면, 보다 높은 가중 팩터 β_up가 증가하는 입력 전력 레벨의 경우에 사용되고 보다 낮은 가중 팩터 β_down은 감소하는 입력 전력 레벨의 경우에 사용된다. 다른 말로서, 본 발명을 따르면, 입력 신호 전력 레벨의 추정은 비대칭 방식으로 실행된다.

이하에서, 이 개념은 시간 도메인 또는 주파수 도메인중 한 도메인에서 사용될 수 있다. 제2 경우에, 주파수 대역 선택 방식으로 상이한 필터 계수를 갱신하여 배경 잡음을 고려함으로써 훨씬 양호한 컨버젼스 작용을 성취할 수 있다.

본 발명의 제1 실시예를 따르면, 적응형 디지털 필터는 시간 도메인에서 수행된다. 그러므로, 입력 전력 레벨 추정은

에 따라서 수행된다.

상기 식으로부터 알수있는 바와 같이, 새로운 순시 시간 n에서 입력 신호의 전력 레벨은 입력 신호

의 순시 전력 및 사전 시간점 n-1에 대해 추정된 전력 레벨로부터 추정된다.

도 4는 입력 신호 전력 레벨 추정을 위한 시간 도메인 수행에 대한 회로도를 도시한 것이다.

여기서, 제1 승산기(24)는 입력 신호의 순시 전력 x²(n)을 도출하기 위하여 사용된다. 그리고나서, 이 순시 전력은 β_up 및 β_down과 선택적으로 승산되어 제2 승산기(26)에서 입력 전력 레벨을 각각 증가 및 감소시킨다. 그리고나서, 사전 시간점(n-1) 에 대한 전력 레벨 (PX)은 제3 승산기에서 각각 증가 및 감소하는 전력 레벨 경우의 1-β_up 및 1-β_down과 승산된후 제2 승산기(26)의 출력에 가산된다. 이것이 추정된 전력 레벨의 새로운 값을 도출시킨다.

도 4에 또한 도시된 바와 같이, 각각의 추정된 전력 레벨 값은 비교기의 제1 승산기(24)의 순시 전력 또는 출력과 비교되어, 정정 팩터 β_up, β_down, 1-β_up 및 1-β_down 각각에 대한 스위치(34 및 36)를 선택적으로 동작시킨다. 특히,

인 경우에, 비교기(32)는 증가하는 전력 레벨을 표시하는 한편, 이와 대조적으로

인 경우에, 비교기(32)는 감소하는 전력 레벨을 표시할 것이다.

그러므로, 시간 도메인 방식은 정확한 전력 레벨 추정을 수행하게 함으로 작은 필터 길이에 대해선 매우 효율적인 해결책이다. 도 4에 도시된 비대칭 전력 레벨 추정 회로를 사용하는 적응형 디지털 필터의 한가지 일예가 도 5에 도시되어 있다.

도 5에 도시된 바와 같이, 입력 신호 x(n)는 확성기(10)에 의해 출력되어 반향 경로(16)를 따라서 전파되고 나서 마이크로폰(12)을 통해서 선택된다. 게다가, 상술된 바와 같이, 시간 도메인 적응형 디지털 필터(38)가 제공되어 반위상 보상을 위한 합성 반향을 발생시키는 반향 전파 경로(16)를 모델링한다. 그러므로, 시간 도메인 적응형 디지털 필터

의 출력은 합산점(40)에서 마이크로폰(12)의 출력 y(n)에 가산된다. 합성 반향의 합성이 단지 실제 반향과 근사하기 때문에, 합산점(40) 이후에 에러 신호

을 유지할 것이다. 이에 대한 또다른 이유는 통상적으로 잡음 신호 n은 부가적으로 마이크로폰(12)을 통해서 선택될 수 있다는 것이다.

도 5에 도시된 바와 같이, 입력 신호 x(n) 뿐만아니라 에러 신호

는 시간 도메인 디지털 적응형 필터에 대한 입력 신호이다. 또한, 이 필터는 통상적인 지연 장치(42-1, ... , 42-L), 계수 장치(44-0, 44-1,.., 44-L) 및 합산 장치(46)로 분할되어 승산 장치(44-0, ... , 44-L)의 출력을 가산한다. 이들 계수 c₀,_n,..., c_L,_n를 확성기(10) 및 마이크로폰(12)간의 전파 조건에 유연하게 적응시키기 위하여, 전력 추정 장치(50) 및 계수 갱신 장치(52)를 각각 갖는 적응 장치(48)가 또한 제공되어 있다.

도 5에 도시된 바와 같이, 전력 추정 장치(50)는 입력 신호로서 확성기(10)의 입력 신호를 수신하여 도 4에 도시된 바와같은 방식 및 회로 구조를 사용하여 이로부터 추정된 전력 레벨을 도출한다. 이 추정된 전력 레벨

또는 이와 등가인

를 사용하여, 필터 계수

n = [ c_o,_n, ... , c_L,_n]^T 의 갱신은

에 따라서 실행된다.

여기서, 계수 갱신 장치(52)는 상술된 시간 도메인에 대한 순환적인 식을 따라서 증가 및 감소하는 입력 전력 레벨에 대한 서로다른 팩터 β_up 및 β_down 각각으로 순환전인 스무딩을 수행하는 비대칭 스무딩 공정을 통해서 수행되는 입력 신호 전력 레벨의 추정을 필요로 한다.

그러므로, 적응형 디지털 필터의 시간 도메인 수행은 정규화된 최소 평균 자승 알고리즘에 따라서 입력 신호의 전력 레벨에 관계없는 적응형 필터의 컨버젼스를 고려한다. 게다가, 스텝 크기 μ는 시간 도메인 디지털 적응형 필터의 컨버젼스 작용을 결정하는 자유도(degree of freedom)이다.

본 발명을 따르면, 서로다른 β팩터는 불안정성을 초래하는 급격하게 증가하는 입력 전력 경우에 너무 큰 스텝 크기를 피하도록 한다. 그러므로, 단지 하나의 팩터만을 사용하는 해법과 비교할 때 전체적으로 보다 빠른 컨버젼스가 성취된다. 이것은 시간 도메인 적응형 필터의 수행성능을 보다 양호하게 함으로 이 시간 도메인 적응형 필터를 사용하는 장치의 품질을 보다 양호하게 한다.

본 발명의 또다른 실시예는 도 6에 도시된 바와같은 서브대역 적응형 디지털 필터에 관한 것이다. 여기서, 확성기(10)로의 입력 신호 x를 2개 이상의 주파수 대역으로 필터링하기 위하여 분석 필터 뱅크(54)가 제공된다. 게다가, 제2 분석 필터 뱅크(56)는 제1 분석 필터 뱅크(54)를 통해서 제공되는 주파수 대역에 대응하는 2개 이상의 주파수 대역으로 다시 마이크로폰(12)의 출력을 필터링한다.

도 6에 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 분석 필터 뱅크(54 및 56) 각각을 통해서 제공되는 각각의 주파수 대역에 대해서, 이 주파수 대역에서 반향 전파 경로(16)를 따라서 전송 작용을 모델링하기 위하여 서브밴드 필터(58-1, ... , 58-n)가 제공된다. 그리고나서, 각각의 서브대역 필터(58-1, ... , 58-n)의 출력 신호는 제2 분석 필터 뱅크(56)의 관계된 출력 신호와 결합되어 각각의 주파수 대역에 대한 에러 신호를 도출하며, 그리고나서 이 신호는 관계된 서브대역 필터(58-1, ... , 58-n)를 동조시키기 위하여 사용된다. 에러 신호를 도출하기 위하여 관계된 가산기(60-1, ... , 60-n)가 제공되는데, 이 가산기의 출력은 서브대역 출력 신호에 대한 시간 도메인 출력 신호를 발생시키는 합성 필터 뱅크(62)에 공급된다.

본 발명의 이 실시예의 장점은 서로다른 주파수 대역으로 필터링하는 경우 안정성을 성취한다는 것이다. 또한, 서브대역 적응형 필터는 반향 전파 경로상의 주파수 선택적인 교란 신호를 필터링하는데 매우 적합한데, 그 이유는 이 교란 신호는 특히 단일 서브대역 필터를 통해서 보상될 수 있기 때문이다. 이외에도, 각각의 서브대역에 대해서, 필터 계수에 대한 갱신을 위한 각각의 스텝 크기가 선택될 수 있다.

본 발명의 또다른 실시예는 주파수 도메인으로의 변환과 필터 길이가 어떤 임계 길이를 초과하는 경우에만 이점을 제공하는 부가적인 수행을 필요로하는 주파수 도메인을 따른 것이다. 매우 긴 필터 길이인 경우, 주파수 도메인 방식은 공정 복잡도면에서 시간 도메인 방식 보다 우수하다.

게다가, 주파수 도메인 필터링 기술이 블록을 토대로 실행되는 경우에, 일련의 입력 샘플은 블록 공정이 수행될 수 있을 때까지 수집되어야만 된다. 이것은 변환 길이에 좌우되는 고유 지연을 발생시켜 이하에 서술되는 실시예에서 고려되어야 만 된다.

도 7에 도시된 바와 같이, 입력 신호는 임펄스 응답과 연속적으로 컨볼브(convolve)되는 등가 길이의 세그먼트로 분할되거나, 그렇치 않으면 이와 동등하게 입력 신호 x(n)의 고속 퓨리에 변환 X(k)은 임펄스 응답 h(n)의 전달 함수 H(k)와 승산된다. 그리고나서, 역 고속 퓨리에 변환 후, 이 결과의 최종 블록은 출력 신호로서 저장된다.

도 8은 도 7에 도시된 주파수 도메인 적응형 필터가 어떻게 반향 소거를 위하여 사용될 수 있는지를 도시한 것이다.

여기서, 입력 신호 x(n)은 확성기(10)에 제공되는 라인 RCV-IN상의 신호이다. 적응형 필터내에서, 이 신호는 입력 신호 세그먼테이션 장치(64)에 의해 서브 분할된다. 이 입력 신호 세그먼테이션 장치(64)는 FFT 변환 장치(66)에 접속된다. 이 FFT 변환 장치(66)의 출력에 입력 신호 x(n)의 주파수 도메인 표현 X(k)의 공액 복소수 X^*(k)를 도출하는 공액 복소 장치(68)가 접속된다. 또한 도 8에 도시된 바와 같이, 에러 신호 e(n)는 제2 입력 신호로서 제2 입력 신호 세그먼테이션 장치(70)를 통해서 적응형 필터에 제공된다. 이 제2 입력 신호 세그먼테이션 장치(70)의 출력은 제2 FFT 변환 장치(72)에 접속된다. 그리고나서, 에러 신호 e(n)의 주파수 도메인 표현 E(n) 및 입력 신호의 주파수 도메인 표현의 공액 복소수 X^*(k)는 제1 승산 장치(74)에서 승산된다.

도 8에 또한 도시된 바와 같이, 제1 승산 장치(74)의 출력은 필터 계수 갱신 장치(78)에 접속된 기울기 제한 장치(gradient constraint unit)(76)의 입력에 접속된다. 필터 계수 갱신 장치(78)의 출력에서, 대응하는 필터 계수는 입력 신호의 주파수 도메인 표현X(k)과 승산되어 제1 재변환 장치(80)에서 역 FFT 변환에 제공되는 필터 출력 신호의 주파수 도메인 표현 Y(k)을 결정한다. 최종적으로, 적응형 필터의 출력 신호의 시간 도메인 표현의 최종 블록은 출력 신호를 제공하는 기억 장치(82)에 저장된다.

본 발명을 따르면, 필터 계수 갱신 장치(78)는 주파수 도메인 적응형 필터를 완료할때 특히 중요하다. 특히, 도 8에 도시된 구조는 제한 타입인데, 그 이유는 주파수 도메인 필터 계수의 조정동안 기울기 변화가 기울기 제한 장치(76)에 의해 제한되기 때문이다. 제한되지 않은 구조가 2개의 FFT 변환의 저장을 초래하지만, 본 발명의 주파수 도메인 적응형 필터의 컨버젼스는 개선된 조정으로 인해 크게된다.

도 9는 본 발명을 따른 주파수 도메인에서 전력 추정을 위한 블록도를 보다 상세하게 도시한 것이다. 도 9에 도시된 구조는 다음 식,

을 수행하고 제2 공액 복소 장치(84) 및 지연 장치(86)를 구비하여 전력 레벨의 순환적인 추정을 성취한다. 상술된 바와 같이, 2개의 비대칭 스무딩 팩터 β및 1-β 각각은 승산 장치(88 및 90) 각각에 제공된다. 그리고나서, 두개의 승산 결과는 가산기(92)에 가산되어 입력 신호의 추정된 전력을 계산한다.

이 추정된 입력 신호 전력 레벨을 사용하는 주파수 도메인 적응형 필터를 위한 필터 계수 갱신 공정은

에 따라서 필터 계수 갱신 장치(78)에서 실행된다.

여기서, 새로운 계수

는 본 발명에 따라서 다음과 같이 규정된 어떤 증분을 가산함으로써 구(old) 계수

로부터 도출된다.

μ(k) : 각각의 주파수 빈(bin)에 대한 각각의 스텝 크기

E(k) : 에러 신호(합산점 다음의 잔여 신호)

X^*(k) : 변환된 확성기 신호의 공액 복소수

PX(k) : 변환된 확성기 신호의 추정된 전력

G(k) : 순환적인 FFT 특성으로 인한 기울기 제한 동작

그러므로, 본 발명을 따르면, 스텝 크기 μ(k)는 각각의 주파수 대역에 대하여 개별적으로 계산되고 특정 주파수 대역에서의 배경 잡음 레벨에 좌우된다. 통상적으로, 배경 잡음이 낮으면 낮을수록, 스텝 크기는 보다 크게될 것이다. 따라서, 내부의 배경 잡음으로서, 예를 들어 차량은 플랫한 스펙트럼을 갖지 않으며, 본 발명은 널리 존재하는 상황에 적응되는 최적의 컨버젼스를 허용한다. 결론적으로, 컨 버젼스 속도는 배경 잡음의 주파수 특성에 각각 적응되어 적응형 필터의 수행성능을 보다 우수하게 하고 본 발명을 따른 주파수 도메인 적응형 필터를 사용하는 장치, 예를 들어 반향 제거기 또는 원격 회의 통신 장치의 수행성능 품질을 보다 양호하게 한다.

대역-특정 정규화의 또다른 영향은 입력 신호를 상관해제하는 영향과 동등하다. 그러므로, NORWAY, Roros, 1995년 6월 21-23일의 반향 및 잡음 제어에 관한 제4차 국제 워크샵에서 J.Boudy, F.Chapman, P. Lockwood가 pp95-98에 발표한 "A Globally Optimised Frequency Domain Acoustic Echo Canceller for Adverse Environment Applications"에 기재된 바와 같이 음성과 같은 컬러화된 신호의 컨버젼스는 개선될 수 있다.

게다가, 도 8에 도시된 구조에서, 블록 길이는 2의 거듭제곱으로 제한되지 않는다. 대조적으로, 도 8에 도시된 구조에서, 또한 입력 길이 K 및 FFT 길이 N은 N≥2K를 만족하도록 선택될 수 있다.

따라서, 본 발명의 이 실시예는 응용 범위를 가능한 만큼 증가시킨다. 한가지 예로서 음성 코더가 20밀리초 또는 이와 등가인 160 샘플을 토대로 실행되는 GSM을 들수있다. 이 값은 2의 거듭제곱이 아니다.

게다가, 도 8에 도시된 적응형 주파수 도메인에 따라서, 필터링 기술은 블록을 토대로 실행되고 일련의 입력 샘플은 블록 공정이 수행될때까지 수집되어야만 된다. 이것은 FFT 길이에 좌우되고 실시간 응용에서 고려되어야만 하는 고유 지연을 발생시킨다. 이 결점을 극복하기 위하여, 큰 FFT 변환은 보다 작은 부분으로 분할될 수 있는데, 즉 이것은 파티션(partition)될 수 있다. 본 발명을 따르면, 이것은 이하에 설명되는 분할된 블록 주파수 도메인 적응형 필터를 초래한다.

도 10은 본 발명에 따른 파티션된 블록 주파수 도메인 적응형 필터를 도시한것이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 주파수 도메인 적응형 필터의 이 실시예는 4개의 파티션 n = 0, ... , 3을 사용한다. 4개의 파티션을 사용하면은 원래 길이의 1/4인 FFT 길이를 발생시킨다. 그러나, 이 실시예를 따르면, 계산 작업은 다소 증가되고 입력 신호 x(n)에 대한 상관 해제 영향은 보다 짧은 FFT 길이로 인해 감소된다.

도 10에 도시된 바와 같이, 파티션된 블록 주파수 도메인 적응형 필터는 자신의 각각의 단일 블록으로 복제되는 공액 복소 장치(68), 기울기 제한 장치(76), 및 필터 계수 갱신 장치(78)을 구비한다. 특히, 파티션된 블록 주파수 도메인 적응형 필터의 상이한 필터 계수 갱신 장치는 참조 번호(A₀, A₁, A₂, 및 A₃)를 통해서 각각 표시된다. 또한, 블록 파티션을 성취하기 위해선 부가적인 지연 장치(94, 96, 98) 각각을 제공할 필요가 있다. 최종적으로, 주파수 도메인 적응형 필터에서 파티션 블록 각각에 따른 출력은 벡터 가산 장치(100)에서 가산되는데, 이것의 출력은 도 8에 이미 도시된 제1 역 FFT 유닛(80)에 공급된다.

도 10에 도시된 구조의 기능을 고려하면, FFT 길이가 예를 들어 128로 선택되어, 32 밀리초, 즉 8KHz 샘플링 주파수에서 256 탭의 반향 전파 경로를 초래한다. 제1 블록(H₀)은 제1의 64개의 탭을 포함하며, 제2 블록(H₁)은 다음 64개의 탭등을 포함한다. 이것은 입력 벡터 블록(X₀-X₃)에 대하여 동일하게 유지된다. 지연 장 치(94-98)는 한 블록씩 지연을 심볼화한다. 4의 분할 팩터는 8mec 더하기 어떤 공정 지연의 고유 지연을 갖는다.

필터 계수 갱신은 시간 도메인 NLMS 알고리즘에서 수행되는 갱신과 유사한데, 즉 에러 신호는 입력 전력에 의해 정규화되고 새로운 계수는 입력 벡터에 따라서 어떤 스텝을 가산함으로써 구 계수로부터 도출된다. 시간 도메인 NLMS과의 차이는 각각의 주파수 빈에 대해 개별적으로 수행되고 스텝 크기 μ가 상술된 바와 같이 컨버젼스 특성을 최적화히기 위하여 각각의 주파수 빈에 대하여 개별적으로 제어된다는 것이다.

입력 전력의 추정은 블록 입력 신호(X₀-X₃)의 전력 및 구 추정된 입력 전력을 토대로한다. 본 발명을 따르면, 순환적인 스무딩은 상이한 비대칭 스무딩 팩터로 수행되어 전력을 증가 및 감소시킨다. 2개의 서로다른 스무딩 팩터는 불안정성을 초래하는 급격한 입력 전력 증가의 경우에 너무 큰 스텝 크기를 피하도록 사용된다. 이 입력 전력은 각각의 주파수 빈에 대하여 추정된다. 입력 전력은 PX로 표시된다.

본 발명을 따른 파티션된 블록 주파수 도메인 적응형 필터에 대한 도 8에 따른 실시예에와 같이, 스텝 크기 μ는 안정성, 컨버젼스 속도 및 최종 오조정 에러를 결정한다. 큰 스텝 크기가 고속 컨버젼스를 초래하지만 또한 고 기울기 잡음을 초래하고, 그 역도 마찬가지이다. 부가적인 잡음, 예를 들어 차량 배경 잡음의 존재시, 스텝 크기는 불안정성을 피하도록 감소되어야만 된다.

본 발명을 따른 주파수 도메인 적응형 필터의 상기 상이한 실시예가 설명되었지만, 이하에 이와 같은 주파수 도메인 적응형 필터를 사용하는 반향 제거기가 설명될 것이다. 이와 같은 반향 제거기의 전형적인 응용으로서 핸즈프리 통신 장치, 원격 회의 통신 장치 또는 멀티미디어 단말기를 들수있다.

도 11은 본 발명을 따른 반향 제거기의 블록도를 도시한 것이다. 여기서, 적응형 필터는 실제 반향과 동일한 합성 반향을 발생시켜 반위상(antiphase)을 보상한다. 적응형 필터의 제한된 수행성능으로 인해, 합산점 다음의 잔여 반향(e)를 여전히 인지할 수 있어 이를 비선형 처리기(102), 예를 들어 센터 클리퍼(center clipper)로 제거한다. 그러나, 비선형 처리기(102)는 잔여 반향 뿐만아니라 마이크로폰(12) 앞의 근단 대화자의 배경 잡음도 제거한다. 이것은 단선된 느낌을 원단 스피커에 대해 발생시킨다. 이 문제를 극복하기 위한 방식은 컴포트 잡음 발생기(comfort noise generator)(104)를 제공하는 것이다.

도 11에 도시된 바와 같이, 반향 제거기는 이하의 이중 대화 검출기(double talk detector)라 칭하는 통신 모니터링 장치(106)에 의해 제어된다. 이 이중 대화 검출기(106)는 반향 제거기의 상이한 상태간을 구별하여 적응형 필터에 대한 적응 공정을 제어한다.

안정성과 관계하여, 통상적으로 확성기 신호의 다소 높은 볼륨이 예를 들어 차량에 제공되어 최적의 통신을 보장한다는 점에 유의하여만 된다. 이것은 적응형 필터가 충분한 감쇄를 발생시킬 수 없는 경우 하울링 효과(howling effect)를 초래할 수 있는 안정도 이득 이상으로 시스템을 작동시킨다는 것을 의미한다. 확성기 볼륨을 높이는 경우에, 본 발명의 실제 수행시에 음성 스위칭 및 반향 제거기는 성공적으로 결합된다.

상술된 바와 같이, 비선형 처리기(102)는 적응 임계값을 갖는 센터 클리퍼로서 수행될 수 있다. 이 임계값은 선형 보상후의 예측된 반향 레벨보다 높게 선택되어 모든 잔여 반향을 억제한다. 이 예측된 반향 레벨은 반향 복귀 손실 및 반향 복귀 손실 증가값 만큼 각각 감소되는 RCV-OUT 레벨이다. 이 비선형 처리기(102)는 원단 스피커의 단일 활성화의 경우에만 활성화된다. 근단 스피커가 임의의 클리핑을 피하도록 활성화된 경우 그리고 배경 잡음을 전송하기 위하여 아무도 대화하고 있지 않는 경우 활성화되지 않는다.

게다가, 도 11에 도시된 이중 대화 검출기(106)는 완전한 반향 제거기의 제어를 수행한다. 따라서, 도 11에 도시된 바와 같이, 적응형 필터, 비선형 처리기(102) 및 컴포트 잡음 발생기(104) 각각을 제어한다.

도 12에 도시된 바와 같이, 이중 대화 검출기(106)는 입력 신호의 에너지를 추정하는 장치(108)와, 배경 잡음을 추정하는 장치(110)와, 근단 스피커 및 원단 스피커 각각의 활성화에 대해 결정하는 장치(112)를 구비한다. 특히, 이중 대화 검출기(106)는 4가지 상태간을 구별하여 이 상태에 따라서 상이한 작업을 수행한다.

◆ 유휴 : 아무도 대화하고 있지 않음

◆ 근단 활성화 : 마이크로폰의 앞의 사람이 대화중

◆ 원단 활성화 : 신호는 원단측으로부터 나옴

◆ 이중 대화 : 신호는 원단 스키로부터 나오고 근단 스피커는 활성화됨

도 12에 도시된 바와 같이, 이중 대화 검출기(106)는 입력 신호 에너지 및 배경 잡음을 추정하여 안전한 상태 판단을 도출한다. Parseval's 이론에 따르면, 에너지는 시간 도메인 뿐만아니라 주파수 도메인에서도 계산될 수 있다.

주파수 도메인에서, 선형 인벨롭 " Env_lin"은

에 따라서 계산되어 순환적으로 스무딩된다.

도 12에 또한 도시된 바와 같이, 이중 대화 검출기(106)는 배경 잡음 추정 장치(110)를 구비한다. 이것은 예를 들어 이동 장치가 고 배경 잡음 레벨이라는 것을 고려한 것이다. 이 잡음은 주로 타이어 및 권선으로 부터 초래되고 짧은 기간 고정되어 있다. 배경 잡음 및 근단 대화자간을 구별하여 안정한 상태 판단을 행하는 것이 필수적이다.

배경 잡음 추정 장치(110)는 근단 신호 및 원단 신호에 대하여 활성화된다. 원단측에서, 스위칭 장치는 고속 변경 배경 잡음 레벨을 발생시키도록 접속될 수 있다. 또한, 배경 잡음 추정 장치(110)는 다음의 가정을 토대로한 것이다.

◆ 배경 잡음은 장기간 고정되어 있다.

◆ 음성 신호는 비고정적이다.

◆ 배경 잡음 레벨은 급격하게 변화될 수 있다.

SND-IN 및 RCV-IN 신호의 추정된 배경 잡음 레벨 및 입력 에너지 레벨을 토대로, SND-IN 및 RCV-IN 입력의 제1 활성화 판단은 이중 대화 검출기(106)의 활성화 판단 장치(112)에 의해 수행된다. 여기서, 입력 레벨이 어떤 임계값에 의해 추정된 배경 잡음 레벨을 초과하는 경우, 입력은 활성화로서 표시되고 그렇치않다면 비활성화로서 표시된다. 따라서, 활성화 판단 장치(112)는 4가지 상이한 상태간을 상이하게 한다.

◆ 유휴

◆ 근단 활성화

◆ 원단 활성화

◆ 이중 대화

약어 리스트

AEC : 반향 제거기

BGN : 배경 잡음

CNG : 컴포트 잡음 발생기

DTD : 이중 대화 검출기

Far end signal : 선으로부터 나와 확성기로 진행하는 신호

FDAEC : 주파수 도메인 반향 제거기

FDAF : 주파수 도메인 적응형 필터

FFT : 고속 퓨리에 변환

FIR : 유한 임펄스 응답

G : 기울기 제한

IFFT : 역 고속 퓨리에 변환

k : 주파수 대역을 위한 인덱스

L : 필터 길이

N : FFT의 길이

near end signal : 마이크로폰에 의해 선택되어 선으로 진행하는 신호

NLMS : 정규화된 최소 평균 자승

NLP : 비선형 처리기

PBFDAF : 분할된 블록 주파수 도메인 적응형 필터

PX : 확성기 신호의 추정된 입력 전력

RCV : 수신

RCV-IN : 수신 입력(원단으로부터의 입력)

RCV-OUT : 수신 출력(확성기로의 출력)

SND : 전송

SND-IN : 전송 입력(마이크로폰으로부터의 입력)

SND-OUT : 전송 출력(원단으로의 출력)

TDAEC : 시간 도메인 반향 제거기

T_B : 한 블록씩 신호 지연

x(k) : 입력 신호 x(n)의 주파수 도메인 표현

X^*(k) : X의 공액 복소수 벡터

β : 스무딩 팩터

μ: 스텝 크기

y(n) : 주파수 도메인 적응형 필터의 시간 도메인 출력 신호

Claims (34)

1. 디지털 적응형 필터에 있어서,

   a) a1) 입력 신호(x, X), a2) 상기 입력 신호의 추정된 전력(PI) 및, a3) 디지털 적응형 필터에서 필터링된 입력 신호 및 상기 디지털 적응형 필터에 의해 모델링되는 외부 경로(16)에 따라서 전파되는 입력 신호간의 에러 신호에 따라서 필터 계수를 연속적으로 갱신하는 필터 계수 갱신 수단(52, 78)과,

   b) 증가하는 입력 전력 및/또는 감소하는 입력 전력을 추정하도록 적응되는 입력 신호 전력 추정 수단(24-36, 50, 84-92)을 구비하는데,

   상기 입력 신호 전력 추정 수단(24-36, 50, 84-92)는 증가하는 입력 전력 및/또는 감소하는 입력 전력에 대해 순환적인 스무딩을 비대칭적으로 수행하는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 입력 신호 전력 추정 수단(24-36, 50, 84-92)은

   

   에 따라서 입력 전력의 순환적인 스무딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 입력 신호 전력 추정 수단(24-36, 50)은

   

   에 따라서 시간 도메인에서 입력 전력의 순환적인 스무딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터.
4. 제 2 항에 있어서,

   상기 입력 신호 전력 추정 수단(84-92)은

   

   에 따라서 주파수 도메인에서 입력 전력의 순환적인 스무딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 필터 계수 갱신 수단(84-92)은 주파수 대역의 배경 잡음 레벨에 따라서 하나이상의 주파수 대역에 대한 스텝 크기(μ(k))를 개별적으로 계산하도록 적응되는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터.
6. 주파수 도메인 적응형 필터에 있어서,

   a) a1) 입력 신호(X), a2) 상기 입력 신호의 추정된 전력(PI)과, a3) 주파수 도메인 적응형 필터에서 필터링된 입력 신호 및 상기 주파수 도메인 적응형 필터에 의해 모델링되는 외부 경로(16)를 따라서 전파되는 입력 신호간의 에러 신호에 따라서 필터 계수를 연속적으로 갱신하는 필터 계수 갱신 수단(78)을 구비하며,

   b) 상기 필터 계수 갱신 수단(78)은 각각의 주파수 대역의 배경 잡음 레벨에 따라서 각각 사용된 주파수 대역에 대한 스텝 크기를 개별적으로 계산하도록 적응되는 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터.
7. 제 6 항에 있어서,

   입력 전력을 비대칭적으로 증가 및/또는 감소시키기 위하여 순환적인 스무딩을 수행하도록 적응되는 입력 신호 전력 추정 수단(84-92)을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터.
8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,

   상기 필터 계수의 최적의 컨버젼스를 성취하기 위하여 기울기 제한 수단(76)을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터.
9. 제 7 항에 있어서,

   상기 필터 계수 갱신 수단(78)은

   

   에 따라서 필터 계수를 갱신하는데,

   여기서, μ(k)는 각각의 주파수 대역에 대한 개별적인 스텝 크기이며,

   E(k)는 변환된 에러 신호(합산점 다음의 잔여 신호)이며,

   X^*(k)는 변환된 확성기 신호의 공액 복소수이며,

   PX(k)는 상기 변환된 확성기 신호의 추정된 전력이며,

   G(k)는 기울기 제한 동작(순환적인 FFT 특성으로 인한)인 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터.
10. 제 6 항에 있어서,

    블록 파티션된 타입인 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터.
11. 제 6 항에 있어서,

    N≥2K를 만족하도록 선택된 가변 입력 길이(K)를 갖는 타입이며, 여기서 N은 FFT 길이이고 K는 2의 거듭제곱으로 제한되지 않는 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터.
12. 서브대역 적응형 필터에 있어서,

    a) 2개 이상의 주파수 대역에 따라서 입력 신호를 필터링하도록 적응되는 분석 필터 뱅크(54)와,

    b) 관계된 주파수 대역 출력 신호를 필터링하기 위하여 상기 분석 뱅크의 각각의 주파수 대역용 서브대역 필터(58-1, ... , 58-n)와,

    c) 상기 서브대역 필터 출력 신호로부터 시간 도메인 출력 신호를 발생시키도록 적응되는 합성 필터 뱅크(62)를 구비하며,

    d) 각각의 서브대역 필터(58-1, ... , 58-n)는 d1) 공급되는 관련 주파수 대역 출력 신호, d2) 이의 추정된 전력 및, d3) 상기 관련된 주파수 대역 출력 신호 및 상기 서브대역 필터를 통해서 모델링되는 외부 경로를 따라서 전파되는 대응하는 주파수 대역 출력 신호간의 서브대역 에러 신호에 따라서 필터 계수를 연속적으로 갱신하는 필터 계수 갱신 수단을 구비하며,

    e) 상기 필터 계수 갱신 수단은 각각의 주파수 대역에 대한 배경 잡음 레벨에 따라서 각각의 주파수 대역에 대한 스텝 크기를 개별적으로 계산하도록 적응되는 것을 특징으로 하는 서브대역 적응형 필터.
13. 제 12 항에 있어서,

    각각의 서브대역 필터의 필터 계수 갱신 수단은 순환적인 스무딩을 수행하도록 적응되어 입력 전력을 비대칭적으로 증가 및/또는 감소시키는 것을 특징으로 하는 서브대역 적응형 필터.
14. 제 13 항에 있어서,

    상기 입력 신호 전력 추정 수단은

    

    

    에 따라서 상기 입력 전력의 순환적인 스무딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 서브대역 적응형 필터.
15. 통신 장치용 반향 제거기에 있어서,

    a) 상기 통신 장치의 입력 신호를 수신하여 합성 반향을 발생시켜 통신 장치의 스피커 수단(10) 및 수신 수단(12)간의 실제 반향을 근사화시켜 반위상 보상하는 디지털 적응형 필터 수단(101)

    b) 상기 통신 장치의 현재 통신 상태를 검출하여 이에 따라서 상기 디지털 적응형 필터 수단(101)을 제어하는 통신 모니터링 수단(106)을 구비하며,

    c) 상기 디지털 적응형 필터 수단(101)은 청구항 제1항 내지 제14항중 어느한 항에 따라서 수행되는 것을 특징으로 하는 통신 장치용 반향 제거기.
16. 제 15 항에 있어서,

    상기 통신 모니터링 수단(106)은 :

    a) 상기 입력 신호 에너지의 선형 인벨롭을 결정하는 에너지 레벨 추정 수단(108)과,

    b) 근단 신호 및 원단 신호에 대한 배경 잡음 추정을 수행하는 배경 잡음 추정 수단(110) 및,

    c) 4가지 상이한 상태, 유휴, 근단 활성, 원단 활성 및 이중 대화 각각을 다르게하도록 적응되는 활성화 판단 수단(112)을 구비하는 것을 특징으로 하는 통신 장치용 반향 제거기.
17. 제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,

    상기 에너지 레벨 추정 수단(108)은 비대칭 스무딩 팩터를 사용하여 상기 입력 신호 에너지의 인벨롭을 결정하는 것을 특징으로 하는 통신 장치용 반향 제거기.
18. 제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,

    상기 디지털 적응형 필터 수단(101)의 출력 신호는 비선형 처리 수단(102)으로서 센터 클리퍼에 제공되는 것을 특징으로 하는 통신 장치용 반향 제거기.
19. 제 18 항에 있어서,

    상기 비선형 처리 수단(102)의 출력 신호는 컴포트 잡음 발생 수단(104)에 의해 출력되는 합성 잡음으로 오버로딩되는 것을 특징으로 하는 통신 장치용 반향 제거기.
20. 디지털 적응형 필터링 방법으로서,

    a) a1) 입력 신호(x, X), a2) 상기 입력 신호의 추정된 전력(PI) 및, a3) 디지털 적응형 필터링 방법의 입력 신호 및 상기 디지털 적응형 필터링 방법을 통해서 모델링되는 외부 경로(16)를 따라서 전파되는 입력 신호 간의 에러 신호에 따라서 필터 계수를 연속 갱신하는 단계와,

    b) 증가 및/또는 감소하는 입력 신호의 전력을 추정하는 단계를 포함하는데,

    c) 상기 전력 추정은 증가하는 입력 전력 및 감소하는 입력 전력에 대해 비대칭적인 순환 스무딩을 토대로 하는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터링 방법.
21. 제 20 항에 있어서,

    상기 입력 전력은,

    

    에 따라서 순환적으로 스무딩되는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터링 방법.
22. 제 21 항에 있어서,

    상기 입력 전력은,

    

    에 따라서 시간 도메인에서 순환적으로 스무딩되는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터링 방법.
23. 제 21 항에 있어서,

    상기 입력 전력은,

    

    에 따라서 주파수 도메인에서 순환적으로 스무딩되는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터링 방법.
24. 제 23 항에 있어서,

    하나 이상의 주파수 대역에 대한 스텝 크기는 주파수 대역의 배경 잡음 레벨에 따라서 개별적으로 계산되는 것을 특징으로 하는 디지털 적응형 필터링 방법.
25. 주파수 도메인 적응형 필터링 방법에 있어서,

    a) a1) 입력 신호(X), a2) 상기 입력 신호의 추정된 전력(PI)과, a3) 주파수 도메인 적응형 필터링 방법에 따라서 필터링된 입력 신호 및 상기 주파수 도메인 적응형 필터링 방법을 통해서 모델링되는 외부 경로(16)를 따라서 전파되는 입력 신호간의 에러 신호에 따라서 필터 계수를 연속적으로 갱신하는 단계를 포함하며,

    b) 각각 사용된 주파수에 대한 스텝 크기는 각각 사용된 주파수 대역의 배경 잡음 레벨에 따라서 개별적으로 계산되는 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터링 방법.
26. 제 25 항에 있어서,

    입력 전력을 증가시키고 감소시키는 순환적인 스무딩이 비대칭적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터링 방법.
27. 제 25 항 또는 제 26 항에 있어서,

    필터 계수는,

    

    에 따라서 갱신되며,

    여기서, μ(k)는 각각의 주파수 대역에 대한 개별적인 스텝 크기이며,

    E(k)는 변환된 에러 신호(합산점 다음의 잔여 신호)이며,

    X^*(k)는 상기 변환된 확성기 신호의 공액 복소수이며,

    PX(k)는 상기 변환된 확성기 신호의 추정된 전력이며,

    G(k)는 상기 기울기 제한 동작(순환적인 FFT 특성으로 인한)인 것을 특징으로 하는 주파수 도메인 적응형 필터링 방법.
28. 서브대역 타입의 디지털 적응형 필터링 방법에 있어서,

    a) 분석 필터 뱅크(54)에서 2개 이상의 주파수 대역에 따라서 입력 신호를 필터링하는 단계와,

    b) 각각의 주파수 대역에 대한 서브대역 필터(58-1, ... , 58-n)에서 관계된 주파수 대역 출력 신호를 필터링하는 단계와,

    c) 합성 필터 뱅크(62)에서 상기 서브대역 필터 (58-1, ... , 58-n)로부터 시간 도메인 출력 신호를 발생시키는 단계를 포함하며,

    d) 각각의 서브대역 필터(58-1, ... , 58-n)에서, 필터 계수는 d1) 공급되는 관련 주파수 대역 출력 신호, d2) 이의 추정된 전력 및 d3) 상기 관련된 주파수 대역 출력 신호 및 상기 서브대역 타입의 디지털 적응형 필터링 방법을 통해서 모델링되는 외부 경로를 따라서 전파되는 대응하는 주파수 대역 입력 신호간의 서브대역 에러 신호에 따라서 연속적으로 갱신되며,

    e) 각각 사용된 주파수 대역에 대한 스텝 크기는 각각의 주파수 대역에 대한 배경 잡음 레벨에 따라서 개별적으로 계산되는 것을 특징으로 하는 서브대역 타입의 디지털 적응형 필터링 방법.
29. 제 28 항에 있어서,

    상기 증가하는 입력 신호 및 감소하는 입력 신호에 대한 순환적인 스무딩은 비대칭적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 서브대역 타입의 디지털 적응형 필터링 방법.
30. 제 29 항에 있어서,

    상기 입력 전력의 순환적인 스무딩은 ,

    

    에 따라서 수행되는 것을 특징으로 하는 서브대역 타입의 디지털 적응형 필터링 방법.
31. 삭제
32. 삭제
33. 삭제
34. 삭제

Images