DE19538996A1

DE19538996A1 - Filterkoeffizientenschätzvorrichtung

Info

Publication number: DE19538996A1
Application number: DE19538996A
Authority: DE
Inventors: Kensaku Fujii; Juro Ohga
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-10-28
Filing date: 1995-10-19
Publication date: 1996-05-02
Anticipated expiration: 2015-10-20
Also published as: US5638311A; JPH08125593A; DE19538996C2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verbesserung einer Vorrichtung zum Schätzen von Koeffizienten für ein adaptives Filter, welches Signalübertragungseigenschaften aus einem bekannten Signal emuliert, welches an ein Signalübertragungssystem mit unbekannten Eigenschaften geschickt wird, und aus der Reaktion hierauf.

Eine Filterkoeffizientenschätzvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise bei einer Vorrichtung eingesetzt werden, welche die Koeffizienten eines adaptiven Filters aktualisiert, welches in einem akustischen Echokompensator oder in einem aktiven Rauschsteuersystem (Geräuschsteuersystem) verwendet wird. Der adaptive Algorithmus, der zur Implementierung dieser Vorrichtungen verwendet wird, muß über Konvergenz hinaus Geschwindigkeit und Stabilität aufweisen, und darf nur wenig Bearbeitungsvorgänge er fordern, und muß darüberhinaus kostengünstig sein, wenn man seinen kommerziellen Einsatz berücksichtigt.

Die Fig. 1 und 2 zeigen typische Beispiele für Vorrichtungen, bei welchen durch Einsatz der vorliegenden Erfindung eine Verbesserung des Betriebsablaufes erwartet wird. Die nachstehenden Beschreibungen verwenden diese Vorrichtungen als Beispiele.

Die in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung ist eine Vorrichtung, die als Freisprechtelefon bekannt ist, und einen akustischen Echokompensator 200 verwendet, welcher die Auswirkung hat, daß die akustische Kopplung zwischen einem Lautsprecher 201 und einem Mikrophon 202 verringert wird, wodurch eine Zweiwegekommunikation mit Freisprechfunktion (ohne Benutzung der Hände) ermöglicht wird. Die Vorrichtung besteht aus dem akustischen Echokompensator 200 und einem Signalübertragungssystem 100, wobei das Signalübertragungssystem 100 einen Lautsprecher 201 und ein Mikrophon 202 aufweist, in welches die Sprache eines benachbarten Sprechers eingegeben wird, und der akustische Echokompensator 200 ein adaptives Filter 200 aufweist, welches das Signalübertragungssystem 100 emuliert, einen Subtrahierer 210, der das Echo von dem Signal ausschaltet, welches vom Mikrophon 202 aufgenommen wird, und eine Koeffizientenaktualisierungsschaltung 230, welche eine Aktualisierung der Koeffizienten des adaptiven Filters 220 durchführt.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Vorrichtung ist das Signal eines Sprechers am entfernten Ende (entsprechend dem voranstehend erwähnten, bekannten Signal), also das Signal X_j, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, welches den Lautsprecher 201 enthält, das Echo (entsprechend der voranstehend erwähnten Reaktion des voranstehend geschilderten Signalübertragungssystems), welches auf das Mikrophon 202 rückgekoppelt wird.

g_j = Σh_j (i)X_j(i) (1).

In der voranstehenden Gleichung bedeutet:
j: Zeit (Abtastzeitindex, Iteration)
Σ: Summierung von i-1 bis I
h_j(i): i-ter Abtastwert der Impulsantwort H_j (Impulsantwort zur Zeit i) des Signalübertragungssystems (Echopfad) vom Sprecher zum Mikrophon
X_j: i-ter Abtastwert des Signals X_j des Sprechers am anderen Ende, welches das Echo darstellt (Signal des entfernten Sprechers zur Zeit j)
I: Verzögerungszeit, bestimmt durch die größte Abtastperiode, die als Echo erfaßt wird.

Der akustische Echokompensator kompensiert dieses Echo g_j dadurch, daß er von ihm eine Echonachbildung G_j subtrahiert, die durch Gleichung (2) ausgedrückt wird, wobei diese durch ein nicht-rekursives (endliche Impulsantwort), adaptives Filter 220 synthetisiert wird, unter Verwendung des Subtrahierers 210.

G_j = ΣH_j(i) X_j(i) (2).

Hierbei ist die Anzahl an Stützstellen (taps) des adaptiven Filters gleich der maximalen Echoverzögerung I.

Das Ausmaß, in welchem das Echo infolge dieses Subtraktionsvorgangs kompensiert wird, kann durch den Fehler zwischen dem Filterkoeffizienten H_j(i) des adaptiven Filters, der von der Koeffizientenaktualisierungsschaltung 230 berechnet wird, und der Impulsantwort h_j(i) gemessen werden, welche sich aus den Übertragungseigenschaften des Signalübertragungssystems 100 ergibt, wobei sich dieser Fehler wie nachstehend in Gleichung (3) angegeben ausdrücken läßt.

Δ_j(i) = h_j(i) - H_j(i) (3).

Die Auswirkung der Verwendung des akustischen Echokompensators erreicht einen Maximalwert, wenn die nachstehende Differenz (Restecho) auf einen Minimalwert gebracht wird.

E_j = ΣΔ_j(i) X_j(i) + N_j (4).

In der voranstehenden Gleichung stellt N_j periodisches Rauschen dar.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Konstruktionsbeispiel entspricht die Koeffizientenaktualisierungsschaltung 230 der Filterkoeffizientenschätzvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei diese Koeffizientenaktualisierungsschaltung 230 als Filter ausgebildet ist, welches eine Impulsantwort aufweist, welche die Eigenschaften des Signalübertragungssystems 100 beschreibt, wobei dies dadurch erzielt wird, daß die Filterkoeffizienten H_j(i) des adaptiven Filters 220 so eingestellt werden, daß die voranstehend erwähnte Differenz E_j einen Minimalwert annimmt.

Die in Fig. 2 gezeigte Vorrichtung ist als aktives Geräuschsteuersystem bekannt, welches innerhalb einer Rohrleitung 300 die von einem Ventilator oder Gebläse 305 erzeugten Geräusche ausschaltet, wobei bei dieser Vorrichtung ein Meßsensormikrophon 302 vorgesehen ist, welches Geräusche aufnimmt, ein Geräuschsteuerfilter 320, welches Pseudorauschen erzeugt, ein Lautsprecher 303, welcher Pseudorauschen ausgibt, ein Fehlersensormikrophon 304, welches den Fehler aufnimmt, also die nicht ausgeschalteten Geräusche, ein Rückkopplungssteuerfilter 310, welches ein Rückkopplungssystem emuliert, eine Koeffizientenaktualisierungsschaltung 340, welche eine Aktualisierung der Koeffizienten des Geräuschsteuerfilters 320 durchführt, und ein Fehlerpfadfilter 330, welches das System von dem Geräuschsteuerfilter 320 zur Koeffizientenaktualisierungsschaltung 340 über das Fehlersensormikrophon 304 emuliert.

Das Prinzip dieses aktiven Geräuschsteuersystems besteht darin, daß vom Lautsprecher 330 Pseudorauschen (pseudo statistisches Rauschen) ausgegeben wird, welches dieselbe Amplitude wie, jedoch entgegengesetzte Phase als die Geräusche aufweist, die in der Rohrleitung 300 am Ort des Fehlersensormikrophons 304 fließen, wodurch die Geräusche am Ort dieses Mikrophons kompensiert werden, und die Geräusche verringert werden, die zur Außenseite der Rohrleitung hinaustreten. Bei der vorliegenden Beschreibung wird jedoch angenommen, daß die Rückkopplung vom Pseudorauschen, welches in dem System auftritt, das vom Lautsprecher 303 bis zum Meßsensormikrophon 302 reicht, wobei dieses System nicht direkt die vorliegende Erfindung betrifft, vollständig durch das Ausgangssignal des Rückkopplungssteuerfilters 310 kompensiert wird.

Bei dieser Vorrichtung entspricht das voranstehend erwähnte "Signalübertragungssystem mit unbekannten Eigenschaften" dem Geräuschübertragungssystem von dem Meßsensormikrophon 302 zum Fehlersensormikrophon 304, das an das Signalübertragungssystem geschickte Signal entspricht dem Gebläsegeräusch X_j, welches von dem Meßsensormikrophon 302 aufgenommen wird, jenes Filter, welches die Eigenschaften des Signalübertragungssystems emuliert, ist das Geräuschsteuerfilter 320, und die Koeffizientenaktualisierungsschaltung 340 entspricht der Filterkoeffizientenvorhersagevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Bei diesem aktiven Geräuschsteuersystem stellt die Koeffizientenaktualisierungsschaltung 340 die Koeffizienten H_j des Geräuschsteuerfilters 320 so ein, daß das Ausgangssignal e_j des Mikrophons 304 minimal ist. In diesem Zustand ist die Abstrahlung von Geräuschen an die Außenseite der Rohrleitung ebenfalls minimal.

Das Problem stellt die Ausbildung der Koeffizientenaktualisierungsschaltung dar, welche die Filterkoeffizienten H_j berechnet. Selbstverständlich gab es verschiedene vorgeschlagene Vorgehensweisen, jede mit ihren eigenen Eigenschaften. Angesichts der praktischen Einsetzbarkeit der Vorrichtung sollte das Ausbildungsverfahren folgende Eigenschaften aufweisen.

Im einzelnen sollte der Aufbau folgendermaßen sein:

(a) jedes Berechnungszwischenergebnis sollte weder größer noch kleiner als eine Grenze sein, die durch die Berechnungswortlänge festgelegt wird,
(b) eine stabile Operation sollte sichergestellt sein,
(c) das Ausmaß durchgeführter Berechnungen sollte gering sein, und
(d) falls möglich, sollte eine schnelle Konvergenz vorhanden sein.

Bislang war der typischste Algorithmus zur Vorhersage von Koeffizienten für ein adaptives Filter, welches die Signalübertragungseigenschaften aus einem bekannten Signal und der Antwort hierauf emuliert, die an ein Signalübertragungssystem mit unbekannten Eigenschaften geschickt werden, das LMS-Verfahren, welches nachstehend angegeben ist.

H_j+1 (m) = H_j(m) + µE_j X_j(m) (5).

m: bezeichnet die m-te Stützstelle des adaptiven Filters.

Bei der voranstehend angegebenen Beziehung wird µ als die Stufenverstärkung bezeichnet, deren Bereich auf der Grundlage der Leistungsfunktion des Signals X_j festgelegt wird, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird. Wenn beispielsweise die Leistung des Signals groß ist, wird die obere Grenze für µ klein, für welche auf stabile Weise eine Aktualisierung der Koeffizienten durchgeführt werden kann, und wenn diese Leistung gering ist, wird die Obergrenze groß. Im praktischen Einsatz wird daher der Wert für µ auf einen Wert festgesetzt, der nicht die Obergrenze für die größte erwartete Leistung überschreitet. Bekanntlich ist die Konvergenzgeschwindigkeit desto höher, je größer die Stufenverstärkung ist. Wenn die Stufenverstärkung daher entsprechend der maximalen Leistung des Signals X_j eingestellt wird, da im Normalbetrieb die Leistung des Signals keinen Maximalwert annimmt, wird die Konvergenzgeschwindigkeit unnötig gering für den Hauptanteil der Zeit, in welcher die Leistung des Signals klein ist. Dieses Problem wird durch den Einsatz eines normierten, "lernenden" (adaptiven) Identifikationsverfahrens gelöst (des normierten Verfahrens der kleinsten Fehlerquadrate (NLMS- Verfahren)), bei welchem der zweite Term von Gleichung (5) in Bezug auf die Norm [ΣX_j²(i)] des Signals normiert wird, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, wobei dies durch Gleichung (6) ausgedrückt wird.

H_j+1 (m) = H_j(m) + Ke_j X_j(m)/ΣX_j²(i) (6).

Dieses lernende Identifizierungsverfahren ist in weitem Ausmaß als Algorithmus bekannt, der zum Einsatz bei einer Vorrichtung geeignet ist, beispielsweise bei dem in Fig. 1 gezeigten akustischen Echokompensator, bei welchem ein Sprachsignal mit starken Amplitudenänderungen an das Signalübertragungssystem geschickt wird.

Der Einsatz eines adaptiven Algorithmus bei der Implementierung eines akustischen Echokompensators oder eines aktiven Geräuschsteuersystems wie voranstehend geschildert wird auf der Grundlage derartiger Leistungsparameter beurteilt wie sehr schneller Konvergenz, Stabilität, und einem geringen Ausmaß an Berechnungsvorgängen, und bislang ist der voranstehend geschilderte, lernende Identifizierungsalgorithmus ein Algorithmus, welcher eine Leistung in diesen Bereichen aufweist, die einen Einsatz in der Praxis ermöglicht. Allerdings gehen die Untersuchungen und Arbeiten in Bezug auf die Verbesserung der Leistung dieses lernenden Identifizierungsalgorithmus weiter, und insbesondere in Hinsicht auf Erzielung einer schnellen Konvergenz.

Sobald eine ausreichende Leistung erreicht wird, und die Entwicklung dieser Vorrichtungen die Stufe der tatsächlichen Herstellung erreicht, wird ein weiterer Faktor wesentlich, nämlich geringe Kosten. In Bezug auf die Anforderung nach geringen Kosten stellt die Vorgehensweise der Implementierung des lernenden Identifizierungsalgorithmus mit Festkommaverarbeitung eine wirksame Lösung dar. Zunächst einmal kann hierdurch ein kostengünstiger Signalprozessor verwendet werden, und zweitens ermöglicht die deutliche Erhöhung der Verarbeitungsgeschwindigkeit eine Verringerung der Herstellungskosten, weil die für die Geräuschverringerung eingesetzte Rohrleitung noch kleiner ausgebildet werden kann.

Die entstehende Schwierigkeit besteht darin, ob die aktualisierten Größen, die berechnet und in jede Abtastperiode zu den adaptiven Filterkoeffizienten addiert werden, kleiner oder größer als die Grenzen sind, die durch die Wortlänge festgelegt werden, die zur Festkommaverarbeitung verwendet wird, oder nicht. Bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus entsteht dieses Problem aufgrund der Tatsache, daß infolge der Normierung durch den Normwert die Koeffizienten-Aktualisierungswerte so festgehalten werden, daß sie innerhalb des Kehrwertes der Stützstellenanzahl liegen (wenn die Stufenverstärkung K kleiner als 1 ist, innerhalb des K-fachen dieses Wertes). Die Schwierigkeit tritt daher infolge der Tatsache auf, daß in Gleichung (6) die Norm [ΣX_j²(i)] proportional zur Erhöhung der Zahl der Stützstelle I ansteigt, und der Zähler E_jX_j(m) abnimmt, wenn die Aktualisierung der Koeffizienten weitergeht. Wenn ein kostengünstiger Prozessor verwendet wird, oder Filterkoeffizienten H_j unter Verwendung von Festkommagrößen berechnet werden, um eine schnelle Berechnung zu erzielen (bzw. eine Verringerung der Anzahl an Prozessoren), so führen ein großer Nenner und ein kleiner Zähler dazu, daß der zweite Term in Gleichung (6) kleiner wird als die Wortlängengrenze, wodurch die Aktualisierung ungültig wird.

Wenn der Aktualisierungswert kleiner als die Wortlängengrenze ist, wird selbstverständlich der Koeffizient des adaptiven Filters nicht aktualisiert. Die Wahrscheinlichkeit für das Auftreten dieses Falls ist groß, wenn die Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters groß wird, oder wenn die Stufenverstärkung auf einen kleinen Wert eingestellt wird, infolge eines hohen Pegels von Umgebungsgeräuschen, und je größer diese Möglichkeit ist, desto langsamer wird die Konvergenz. Wenn der Fehler mit fortschreitender Aktualisierung der Koeffizienten klein wird, kann darüberhinaus ein Verlust an Stellen in den Aktualisierungswerten auftreten, so daß eine weitere Aktualisierung unmöglich ist, wodurch eine Grenze für die Verbesserung der Genauigkeit der Schätzung gesetzt wird.

Nachstehend erfolgt eine weitere, detaillierte Beschreibung entsprechend Gleichung (6) der Probleme, die bei der Verwendung von Festkommabearbeitung bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus bei der Vorhersage adaptiver Filterkoeffizienten auftreten. In Gleichung (6) sind die Fehler, die auftreten, wenn diese Gleichung unter Verwendung von Festkommaverarbeitung abgearbeitet wird, in die Komponente aufgeteilt, die durch den ersten Term hervorgerufen wird, und die durch den zweiten Term hervorgerufene Komponente. In einzelnen ist die Komponente, die dem ersten Term H_j(m) zugeordnet ist, gleich dem Teil, der kleiner als die Wortlängengrenze ist, und der weggelassen wird, wenn die Impulsantwort h_j(i) (I=1 bis I) des Echopfades in Festkommadarstellung umgewandelt wird. Daher ist es unmöglich, die zugehörige Fehlerkomponente dadurch zu begrenzen, daß sorgfältig die Verstärkung des Verstärkers eingestellt wird, welche in Beziehung zum Signal X_j des entfernten Sprechers und dem Mikrophonausgangssignal X_j steht (= g_j + S_j + N_j, wobei S_j das Signal des benachbarten Sprechers ist), wodurch eine solche Amplitudenverteilung erzielt wird, daß die Koeffizienten H_j(m) des adaptiven Filters ausreichend größer sind als die Wortlängengrenze. Wenn diese Pegelverteilung ordnungsgemäß erzielt wird, kann in der Praxis der Einfluß der Implementierung der Berechnung der Koeffizienten H_j des adaptiven Filters unter Verwendung von Festkommaverarbeitung vernachlässigt werden.

Das Problem besteht bei der Komponente, die dem zweiten Term zugeordnet ist. Zur deutlichen Bestimmung des Einflusses der Festkommaverarbeitung des zweiten Terms auf den Vorhersagefehler wird zuerst das Restecho E_j von Gleichung (4) aus dem Echo g_j von Gleichung (1) und der Echonachbildung G_j von Gleichung (2) berechnet, und daraufhin wird die m-te Stützstellenkomponente von dem Restecho getrennt, und der Zähler des zweiten Terms von Gleichung (6) folgendermaßen geändert.

E_j X_j(m) = [h_j(m) - H_j(m)] X_j²(m)
+ (Σ_mΔ_j(i) X_j(i) + N_j] X_j(m)

Σ_m: Summierung von i=1 bis I, jedoch nicht bei i=m.

Es wird deutlich, daß der Aktualisierungswert für den m-ten Stützstellenkoeffizienten des adaptiven Filters, der berechnet werden soll, sich aus der Differenz zwischen der Impulsantwort h_j(m) des Echopfades und dem Koeffizienten H_j(m) des adaptiven Filters ergibt, wobei diese Differenz folgendermaßen ausgedrückt wird.

Δ_j(m) = h_j(m) - H_j(m).

Bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus wird jedoch die Größe D_j(m) = Δ_j(m) KX_j²(m)/ΣX_j²(i), welche durch Einsetzen der voranstehend genannten Größen E_jX_j(m) in Gleichung (6) erhalten wird, als der Koeffizientenaktualisierungswert behandelt. Dies verursacht eine Schwierigkeit. Bei der Festkommaverarbeitung, bei welcher die kleinste darstellbare Größe gleich 2^-M ist, wird deutlich, daß die Aktualisierung der Koeffizienten nicht durchgeführt wird, wenn der Koeffizientenaktualisierungswert D_j(m) < 2^-M wird. Je kleiner die Stufenverstärkung k wird, und je größer die Anzahl an Anzapfungen I des adaptiven Filters ist, desto größer wird die Wahrscheinlichkeit, daß der Koeffizientenaktualisierungswert D_j(m) kleiner ist als die Wortlängengrenze. Wenn diese Wahrscheinlichkeit groß wird, wird selbstverständlich die Konvergenz verlangsamt, und wenn infolge der voranstehend erwähnten Begrenzung D_j(m) < 2^-M nur große Schätzfehler D_j(m) bei der Aktualisierung verwendet werden, ist es nicht möglich, eine hohe Abschätzungsgenauigkeit zu erzielen.

Fig. 3 zeigt die Konvergenz in jenem Fall, in welchem sämtliche Berechnungen für Gleichung (6) als Gleitkommaoperationen durchgeführt werden, sowie einen Vergleich mit dem Konvergenzverhalten für jenen Fall, in welchem nach Berechnung des zweiten Terms unter Verwendung von Gleitkommabearbeitungsumwandlung, eine Umwandlung in Festkommaform mit 16 Bit durchgeführt wird, vor der Addition zum Koeffizienten H_j(m). In beiden Fällen wird die Umwandlung zwischen dem analogen Signal und den digitalen Werten als lineare Umwandlung mit 16 Bit durchgeführt, beträgt die Anzahl I an Stützstellen des adaptiven Filters 512, die Stufenverstärkungen weisen die drei Werte 0,01, 0,005 bzw. 0,0025 auf, und das Leistungsverhältnis des Echos zum Umgebungsrauschen beträgt 10 dB. Die Umwandlung von Gleitkomma auf Festkomma wird durch Abschneiden des Teiles der Werte unterhalb der Wortlängengrenze durchgeführt.

Aus den in Fig. 3 gezeigten Ergebnissen wird deutlich, daß trotz der Tatsache, daß das einfachste Berechnungsverfahren verwendet wird, nämlich "eine Umwandlung auf Festkomma nach Durchführung einer Gleitkommaverarbeitung des zweiten Terms", infolge der Aktualisierung der Koeffizienten durch Festkommaoperationen unter Verwendung des lernenden Identifizierungsalgorithmus eine verzögerte Konvergenz auf, und dies stellt ein Beispiel für einen Fall dar, welchem es nicht möglich wäre, eine hohe Genauigkeit der Abschätzung zu erzielen. Aus diesen Ergebnissen ergibt sich, daß die Auswahl einer kleinen Stufenverstärkung im Gegensatz hierzu einen entgegengesetzten Effekt in Bezug auf das Ausmaß der Echokompensation hat.

Derartige Phänomene treten auf dieselbe Weise im LMS- Algorithmus mit gefiltertem X auf, der bei dem in Fig. 2 gezeigten aktiven Geräuschsteuersystem verwendet wird, und der folgendermaßen ausgedrückt wird:

H_j+1 (m) = H_j(m) + µe_j Y_j(m) (7)

Y_j: Ausgangssignal des Vorhersagedisperionsfilters 330, und
e_j: Ausgangssignal des Mikrophons 304.

Diese Phänomene treten auch auf dieselbe Weise in dem NLMS- Algorithmus mit gefiltertem X auf, bei welchem eine Normierung auf die Ausgangsnorm des Fehlerpfadfilters 330 durchgeführt wird, und welcher folgendermaßen dargestellt wird.

H_j+1 (m) = H_j(m) + Ke_jY_j(m)/ΣY_j²(i) (8).

Da die voranstehend geschilderte Normierung durch einen Normwert für den grundsätzlichen Aufbau des lernenden Identifizierungsalgorithmus typisch ist, ist es schwierig, sich aus diesem Prinzip ergebende Schwierigkeiten einfach dadurch zu lösen, daß Skaliervorgänge durchgeführt werden. Daher ist eine Lösung wünschenswert, die auf einer Grundlage einer Verbesserung des Algorithmus selbst beruhen.

Angesichts der voranstehend geschilderten, beim Stand der Technik auftretenden Probleme besteht ein Ziel der vorliegenden Erfindung darin, eine Implementierung einer Filterkoeffizientenaktualisierungsvorrichtung für ein adaptives Filter zu ermöglichen, welche eine Aktualisierung ohne Bearbeitung einer ungültigen Aktualisierung durchführen kann, selbst wenn es eine Grenze für die Länge des Wortes gibt, welches bei den Berechnungen verwendet wird.

Fig. 4 erläutert die Grundlagen der vorliegenden Erfindung.

Zur Lösung der voranstehend geschilderten Schwierigkeiten stellt die vorliegende Erfindung eine Vorhersagevorrichtung zur Verfügung, welche Filterkoeffizienten für ein Filter mit einer Antwort entsprechend der Signalübertragungseigenschaften aus einem bekannten Signal und der Antwort hierauf abschätzt, die an ein Signalübertragungssystem mit unbekannten Eigenschaften geschickt werden, wobei diese Vorrichtung eine Produktsummenberechnungsvorrichtung 110 aufweist, welche über einen vorbestimmten Zeitraum das Produkt der Differenz zwischen der voranstehend erwähnten Signalübertragungssystemantwort und der voranstehend erwähnten Filterantwort mit dem voranstehend erwähnten Signal ansammelt, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, eine Quadratsummenberechnungsvorrichtung 120, welche über den voranstehend erwähnten Zeitraum die Summe der Quadrate des voranstehend erwähnten Signals ansammelt, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, sowie eine Aktualisierungsbetragsberechnungsvorrichtung 130, welche die voranstehend erwähnten Filterkoeffizientenaktualisierungsbeträge aus den Ergebnissen der Produktsummenberechnungsvorrichtung und den Ergebnissen der Quadratsummenberechnungsvorrichtung berechnet, wobei die Filterkoeffizientenaktualisierungsbeträge, die von der voranstehend erwähnten Aktualisierungsbetragsberechnungsvorrichtung berechnet werden, zur Aktualisierung der Filterkoeffizienten verwendet werden.

Die Vorhersagevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung schätzt Koeffizienten durch Konzentration auf die Tatsache ab, daß der Wert, der als Koeffizientenaktualisierungswert erhalten werden soll, die "Differenz zwischen der Impulsantwort des unbekannten Signalübertragungssystems, welches identifiziert werden soll, und dessen Schätzwert" ist. Es wird daher die Tatsache ausgenutzt, daß dann, wenn Koeffizientenaktualisierungswerte unverändert benutzt werden können, ohne daß die Differenzen wie bei dem Identifizierungsverfahren klein werden, die Anzahl signifikanter Stellen der Aktualisierungswerte mit der Anzahl signifikanter Stellen des adaptiven Filters übereinstimmen kann, selbst wenn eine Festkommaverarbeitung durchgeführt wird, so daß daher die Tatsache ausgenutzt wird, daß Probleme infolge verlorengegangener Stellen nicht auftreten. Bei der vorliegenden Erfindung wird dies festgelegt als das Verhältnis der Summen, die durch Integrieren sowohl des Produktes der voranstehend erwähnten "Differenz zwischen der Impulsantwort und deren Vorhersagewert" als auch des an das Signalübertragungssystem geschickten Wertes erhalten werden, und des Quadrates des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, in Bezug auf die Zeit. Hierdurch kann der Term des Ausdrucks, der zur Berechnung der Koeffizientenaktualisierung verwendet wird, welcher den Schätzfehler hervorruft, durch die Auswirkung einer arithmetischen Mittlung bis auf ein Ausmaß verringert werden, welches den Kehrwert der Anzahl an Integrationen darstellt, wogegen im Vergleich zu dem früheren, lernenden Identifizierungsverfahren der Term entsprechend dem Koeffizientenaktualisierungswert, da nämlich eine Division durch Quadratsummenberechnung nicht vorgesehen ist, selbstverständlich keine Verringerung der Anzahl signifikanter Stellen zeigt, welche durch eine derartige Division hervorgerufen wird, wodurch die Möglichkeit ausgeschaltet wird, daß eine Aktualisierung des Koeffizienten nicht durchgeführt wird.

Bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung ist die voranstehend erwähnte Quadratsummenberechnungsvorrichtung so ausgebildet, daß sie mit einem Schieberegister versehen ist, welches aufeinanderfolgend die Quadrate des Signals speichert, welches an das voranstehend erwähnte Signalübertragungssystem geschickt wird, wobei jede Ausgangsstützstelle (Ausgangsanschluß) dieses Schieberegisters sich akkumulierend aufsummiert wird, um die Filterkoeffizienten an jeder Stützstelle zu berechnen.

Durch Verwendung eines derartigen Aufbaus ergibt sich eine Verringerung einer Quadratsummenberechnung des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, pro Abtastperiode, und dies ermöglicht eine Verringerung des Ausmaßes der erforderlichen Berechnungen.

Bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung kann ein solcher Aufbau vorgenommen werden, daß die Filterkoeffizientenaktualisierung für den Filterkoeffizienten für eine Stützstelle für jede Abtastperiode einer vorbestimmten Anzahl an Filteraktualisierungen (beispielsweise 1) durchgeführt wird.

Da es unter Verwendung des voranstehend geschilderten Aufbaus möglich ist, die Aktualisierung von Koeffizienten des adaptiven Filters in den voranstehend erwähnten Zeiteinheiten durchzuführen, ist es möglich, beispielsweise die Anordnung so zu ändern, daß eine Aktualisierung in jeder Abtastperiode durchgeführt wird, wodurch die Berechnungsverarbeitung für die Aktualisierung der Koeffizienten über jede Abtastperiode verteilt wird, und dies das Ausmaß an Berechnungen zu jedem vorgegebenen Zeitpunkt verringert.

Bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung kann die voranstehend erwähnte Quadratsummenberechnungsvorrichtung so ausgebildet sein, daß sie ein Schieberegister aufweist, welches die akkumulierte Summe der Quadrate des voranstehend erwähnten Signals nur an Zeitpunkten entsprechend den Stützstellen des voranstehend geschilderten Filters speichert, wobei die Filterkoeffizienten für jede Stützstelle des voranstehend erwähnten Filters auf der Grundlage des Inhalts des voranstehend geschilderten Schieberegisters aktualisiert werden.

Bei Verwendung einer derartigen Anordnung ist es nicht erforderlich, die Berechnung der Quadratsumme des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, in jeder Abtastperiode durchzuführen, wodurch das Ausmaß der Berechnung verringert wird, die in jeder Abtastperiode durchgeführt wird.

Weiterhin ist es bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung möglich, einen solchen Aufbau vorzusehen, bei welchem statt einer Speicherung der Quadratsumme des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, dessen Kehrwerte in dem voranstehend geschilderten Schieberegister gespeichert werden.

Durch Verwendung einer derartigen Ausbildung ist es durch Multiplizieren der Kehrwerte möglich, eine Operation entsprechend einer Division durchzuführen, wodurch die Division wegfällt, und da eine Multiplikation weniger Berechnungsvorgänge als eine Division erfordert, wird hierdurch die Menge durchgeführter Berechnungen verringert.

Bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung kann eine solche Ausbildung getroffen werden, daß der voranstehend erwähnte, vorbestimmte Zeitraum zur Ausführung der Summen der Produkte als die Zeit festgelegt wird, in welcher die Summen der Quadrate des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals einen vorbestimmten Wert erreicht.

Durch Einsatz der voranstehend geschilderten Ausbildung ist es möglich, das erforderliche Ausmaß an Echoverringerung zu erzielen, selbst wenn die Leistung des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals verringert wird, und der vorbestimmte Zeitraum, über welchen die Summierung durchgeführt wird, kann verkürzt werden (es kann daher häufig eine Aktualisierung von Koeffizienten durchgeführt werden), innerhalb des Bereiches, in welchem dieses Ausmaß an Echoverringerung erzielt werden kann, wodurch eine Erhöhung der Konvergenzgeschwindigkeit erzielt wird.

Weiterhin kann bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung eine solche Ausbildung vorgenommen werden, daß das Produkt der Stufenverstärkung und der Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters als die untere Grenze in Bezug auf die Anzahl an Summiervorgängen festgelegt wird, die für die voranstehend geschilderte, vorbestimmte Zeit zum Akkumulieren der Summe der Quadrate des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals geeignet ist.

Bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung ist es möglich, einen Aufbau vorzunehmen, bei welchem ein Schieberegister vorgesehen ist, welches Werte speichert, die sich auf die Summe der Quadrate beziehen, die von der voranstehend erwähnten Quadratsummenberechnungsvorrichtung berechnet werden, sowie eine Vorrichtung, um eine Schreibsteuerung der Werte vorzunehmen, die sich auf die voranstehend erwähnte Quadratsumme beziehen, wenn ein Nichtausführungsbefehl (beispielsweise 0) in dem voranstehend erwähnten Schieberegister in einem Fall auftaucht, in welchem die Summe der Quadrate, die von der voranstehend erwähnten Quadratsummenberechnungsvorrichtung berechnet wird, nicht einen vorbestimmten Wert erreicht, wobei die Aktualisierung der Koeffizienten jeder der Stützstellen des voranstehend geschilderten Filters dadurch durchgeführt wird, daß die Stützstellenausgangssignale des Schieberegisters überwacht werden, und eine Ausführung vorgenommen wird, wenn dessen Inhalt jeweils ein Wert ist, der sich auf die Summe der Quadrate bezieht, dagegen keine Ausführung durchgeführt wird, wenn der betreffende Inhalt ein Nichtausführungsbefehl ist. Im voranstehenden Zusammenhang kann ein sich auf die Summe der Quadrate beziehender Wert die Summe der Quadrate selbst sein, ein vorbestimmter Bezugswert, oder dessen Kehrwert.

Durch Verwendung einer derartigen Anordnung ist es möglich, die Berechnung der Summe der Quadrate des Signals zu vereinfachen, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird.

Weiterhin kann bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung ein solcher Aufbau vorgenommen werden, daß ein Schieberegister als Vorrichtung vorgesehen ist, um eine Mitteilung der Zeit zur Verfügung zu stellen, welche zur Ausführung der Akkumulierung der Produktsummen erforderlich ist, wobei dieses Schieberegister eine Marke speichert, die an dem Punkt gesetzt wird, an welchem die Summe der Quadrate des voranstehend erwähnten Signals einen vorbestimmten Wert erreicht, und diese Marke eine Festlegung des Taktes zum Aktualisieren der Filterkoeffizienten ermöglicht, wobei die Koeffizienten dadurch aktualisiert werden, daß eine Division durch den vorbestimmten Wert für die Summe der Quadrate erfolgt, oder eine Multiplikation mit dessen Kehrwert.

Durch Verwendung eines derartigen Aufbaus ist es möglich, die Berechnung der Summe der Quadrate des Signals zu vereinfachen, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, und beispielsweise die Hardwareanordnung zu vereinfachen.

Weiterhin ist es bei dieser Vorhersagevorrichtung möglich, einen solchen Aufbau vorzusehen, daß die Konstanten für die Multiplikation oder Division in der Form 2^k oder 2^-k vorliegen.

Bei einem derartigen Aufbau ist es möglich, die Berechnung durch einen Schiebevorgang durchzuführen, wodurch die Menge durchgeführter Verarbeitungsvorgänge verringert wird.

Weiterhin ist es bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung wünschenswert, daß ein solcher Aufbau vorgesehen wird, daß die Stufenverstärkung so festgelegt wird, daß das Verhältnis des Maximalwertes des Ergebnisses der Aufsummierung der Quadrate des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals in einer Häufigkeit entsprechend der Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters zum Produkt der erwarteten Quadratsumme für die gewünschte Vorhersagegenauigkeit und die Stufenverstärkung eine ganze Zahl ist, wobei ein Register vorgesehen ist, um die Summe der Quadrate des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals, welches für die Aktualisierung der Koeffizienten erforderlich ist, oder deren Kehrwert einzuschreiben, und der Inhalt dieses Registers jeweils alle I Abtastperioden aktualisiert wird, entsprechend der Anzahl I an Stützstellen des voranstehend geschilderten adaptiven Filters, wobei die Ausführung in jenem Fall erfolgt, in welchem zum Zeitpunkt der Aktualisierung der Registerinhalte die Summe der Quadrate des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals den voranstehend erwähnten Maximalwert entweder erreicht oder überschritten hat.

Weiterhin ist es bei dieser Vorhersagevorrichtung wünschenswert, daß ein solcher Aufbau vorhanden ist, daß sämtliche Quadratsummen, die in dem voranstehend erwähnten Register gespeichert werden, als Vielfache des voranstehend erwähnten Maximalwertes vorliegen.

Bei der voranstehend geschilderten Vorhersagevorrichtung ist es wünschenswert, einen solchen Aufbau vorzusehen, daß eine Überlaufüberwachung der Summe der Produkte der Produktberechnungsvorrichtung und der Quadratsummen der Quadratsummenberechnungsvorrichtung durchgeführt wird, oder nur der voranstehend erwähnten Quadratsummen, wobei die Summe der Produkte und die Summe der Quadrate halbiert werden, wenn ein Überlauf einer überwachten Größe entweder vorhergesagt oder festgestellt wird, und nachfolgende Komponenten, die addiert werden sollen, mit 1/2^k multipliziert werden, also durch die Anzahl vorhergesagter oder festgestellter Zeit k bestimmt werden.

Unter Verwendung eines derartigen Aufbaus ist es möglich, einen fehlerhaften Betrieb zu vermeiden, der durch einen Überlauf akkumulierter Werte hervorgerufen wird.

Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert, aus welchen weitere Vorteile und Merkmale hervorgehen. Es zeigt:

Fig. 1 ein Beispiel für den Aufbau eines Freisprech- Telefons;

Fig. 2 ein Beispiel für den Aufbau einer aktiven Geräuschsteuervorrichtung;

Fig. 3 eine Erläuterung des Einflusses auf die Konvergenzgeschwindigkeit unter Verwendung von Gleitkomma-Berechnungen;

Fig. 4 eine Darstellung des Grundprinzips der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 eine Ausführungsform der Filterkoeffizienten- Vorhersagevorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in Form einer Koeffizientenvorhersageschaltung eines akustischen Echokompensators;

Fig. 6 ein Diagramm mit einer Darstellung der Ergebnisse einer Simulation, welche die Konvergenzeigenschaften der Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit jenen des lernenden Identifizierungsalgorithmus nach dem Stand der Technik vergleicht;

Fig. 7 eine Darstellung der Konvergenzeigenschaften der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform, welche bei Verwendung von Festkommaberechnungen erhalten werden;

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines rekursiven Filters erster Ordnung des erfindungsgemäßen Typs;

Fig. 9 ein Beispiel für eine Koeffizientenaktualisierungsschaltung in einem Fall, in welchem der Aufbau eine einfache Implementierung gemäß dem Betriebsprinzip der Koeffizientenaktualisierungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 10 ein Beispiel für eine Koeffizientenaktualisierungsschaltung gemäß dem lernenden Identifizierungsalgorithmus nach dem Stand der Technik;

Fig. 11 ein Beispiel für eine Schaltung, welche eine Berechnung der Leistung des Signals eines entfernten Sprechers durchführt, und die Menge an Berechnungen bei der vorliegenden Erfindung verringern kann;

Fig. 12 ein Beispiel für eine Schaltung, welche I Koeffizienten jeder Abtastperiode aktualisiert, und die Menge der Berechnungen bei der vorliegenden Erfindung verringern kann;

Fig. 13 einen Vergleich der Menge an Berechnungen bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus und gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 14 ein Diagramm mit einem Beispiel für die Konvergenzeigenschaften gemäß der vorliegenden Erfindung mit verteilter Aktualisierung;

Fig. 15 ein Diagramm, welches für die vorliegenden Erfindung bzw. den lernenden Identifizierungsalgorithmus die Änderungseigenschaften des Echoverringerungsbetrages in Bezug auf die Verringerung des Verhältnisses des Echos zum Umgebungsrauschen zeigt;

Fig. 16 ein Diagramm, welches für die vorliegenden Erfindung bzw. den lernenden Identifizierungsalgorithmus den Unterschied der Konvergenzeigenschaften in Bezug auf eine Erhöhung des Verhältnisses des Echos zum Umgebungsrauschen zeigt;

Fig. 17 ein Beispiel für eine vereinfachte Schaltung zur Durchführung einer Berechnung einer normierten Leistung, und

Fig. 18 ein Beispiel für eine Schaltung, welche eine Normierung unter Verwendung einer Konstanten als Normierungsleistung durchführt.

Nachstehend wird eine bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung im einzelnen beschrieben, unter Bezugnahme auf die zugehörigen, beigefügten Zeichnungen.

Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in Form einer Filterkoeffizienten-Vorhersagevorrichtung. Bei der Vorrichtung gemäß dieser Ausführungsform ist das voranstehend erwähnte Beispiel für den Einsatz der vorliegenden Erfindung bei einem akustischen Echokompensator eines Freisprech-Telefonapparats gezeigt, wobei die Koeffizientenaktualisierungsschaltung 230 des Freisprech- Telefons unter Verwendung der vorliegenden Erfindung implementiert (verwirklicht) wird. Bei der Vorrichtung gemäß dieser Ausführungsform wird daher das Signal X_j eines entfernten Sprechers und das Restecho E_j von dem Subtrahierer 210 jeweils als Eingangssignal eingegeben, und der aktualisierte Koeffizient H_n+1 wird als Ausgangssignal an das adaptive Filter 220 ausgegeben.

In Fig. 5 ist der grundlegende Aufbau der Koeffizientenaktualisierungsschaltung so, daß E_j das Restecho von dem Subtrahierer 210 ist, welches die Differenz zwischen dem Echo g_j von dem Signalübertragungssystem und der Echonachbildung G₁ darstellt, welche durch das adaptive Filter 220 synthetisiert wird, und X_j das Signal X_j des entfernten Sprechers von der Schaltungsseite ist. In der Zeichnung bezeichnet die Bezugsziffer 11 eine Produktsummenschaltung, welche nur über einen festen Zeitraum die Produkte des voranstehend erwähnten Restechos E_j und des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals X_j des entfernten Sprechers summiert, 12 bezeichnet eine Quadratsummenschaltung, welche nur über den voranstehend erwähnten festen Zeitraum die Quadrate des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals X_j des entfernten Sprechers summiert, 13 bezeichnet eine Aktualisierungsgrößenberechnungsschaltung, welche Aktualisierungsbeträge aus dem Verhältnis der Ausgangssignale der Schaltungen 11 und 12 berechnet, 14 bezeichnet eine Halteschaltung, welche die Filterkoeffizienten H_j festhält, die das vorherige Mal aktualisiert wurden, und 15 bezeichnet einen Addierer, welcher den neuen Filterkoeffizienten H_n+1 dadurch berechnet, daß er die Aktualisierungsgröße zum vorherigen Filterkoeffizienten H_n addiert, die in der Halteschaltung 14 gespeichert wurde.

Nachstehend wird der Betriebsablauf der Vorrichtung gemäß dieser Ausführungsform beschrieben.

Zuerst wird die Koeffizientenaktualisierungsvorrichtung des lernenden Identifizierungsalgorithmus folgendermaßen modifiziert. Im einzelnen wird eine Koeffizientenaktualisierung alle J Abtastperioden durchgeführt, und während der Periode werden J Summen von E_jX_j(m) und X_j² in Bezug auf die m-te Stützstelle des adaptiven Filters entlang der Zeitachse erhalten, wobei dies auf folgende Weise zur Summe der Produkte in dem n-ten Block führt.

A_n(m)= Σ*E_jX_j(m) (9)
P_n(m) = Σ*X_j²(m) (10).

Σ*: Summierung von J = nJ+1 bis (n+1)J (also eine J-fache Summierung, wobei diese Notation nachstehend beibehalten wird).

Die voranstehenden Summen der Produkte werden dazu verwendet, den Filterkoeffizienten folgendermaßen zu aktualisieren (wie im Patentanspruch 1 angegeben).

H_n+1 (m) = H_n(m) + KA_n(m)/P_n(m) (11).

Hierbei bezeichnet n die Anzahl seit dem Beginn der Koeffizientenaktualisierung in jeder der J Abtastperioden (also die Blocknummer).

Fig. 6 zeigt einen simulierten Vergleich der Konvergenzeigenschaften der vorliegenden Erfindung mit denen des lernenden Identifizierungsalgorithmus nach dem Stand der Technik, wobei der Zeitraum J zur Ausführung der Koeffizientenaktualisierung so eingestellt ist, daß er gleich der Anzahl an Stützstellen auf dem adaptiven Filter ist. Aus den Ergebnissen dieser Simulierung ersieht man, daß zwischen diesen beiden praktisch kein Unterschied in den Konvergenzeigenschaften vorhanden ist. Da die Konvergenzeigenschaften anscheinend zusammenfallen und gegenseitig nicht unterscheidbar sind, ist allerdings darauf hinzuweisen, daß die Konvergenzeigenschaften für die vorliegende Erfindung um 20 dB versetzt sind. Bei der in Fig. 6 gezeigten Simulation werden die Konvergenzeigenschaften für eine Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters und eine Echopfad-Impulsantwortlänge von I=512 berechnet, eine Stufenverstärkung K=0,2, und ein Verhältnis von 30 dB für Echo zum Umgebungsgeräusch. Der Echoverringerungsbetrag ist als Mittelwert dargestellt, der durch Mitteln über 64 Abtastperioden erhalten wird.

Auf entsprechende Weise zeigt Fig. 7 ein Beispiel für die Konvergenzeigenschaften mit einer Anzahl an Stützstellen I=512, einer Anzahl an Summierungen J=512, einer Stufenverstärkung K=0,1, und einem Echo-/Um gebungsgeräuschverhältnis von 10 dB, wobei sämtliche Berechnungen als Festkommaverarbeitungen mit 16 Bit durchgeführt werden. Aus diesen Ergebnissen ersieht man, daß Konvergenzeigenschaften erzielt werden, welchen denen entsprechen, die mit dem lernenden Identifizierungsalgorithmus und Gleitkommaverarbeitung erzielt werden, und daß die Konvergenzeigenschaften wesentlich verbessert sind im Vergleich zu jenen, die bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus unter Verwendung von Festkommaverarbeitung erhalten werden.

Bei dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Grund dafür, daß die Koeffizientenaktualisierung so wirksam ist, folgendermaßen erläutert werden. Genauer gesagt wird die Form folgendermaßen geändert.

E_jX_j(m) = [ΣΔ_j(i) X_j(i) + N_j] X_j(m)
= Δ_j(m) X_j²(m) +
[Σ_mΔ_j X_j(i) + N_j] X_j(m) (12).

Σ_m: Summierung von i=1 bis i=I, jedoch nicht bei i=m (diese Notation wird nachstehend beibehalten).

Aus dieser Transformation wird deutlich, daß die für die Aktualisierung des m-ten Koeffizienten des adaptiven Filters erforderliche Information in dem ersten Term der voranstehenden Gleichung liegt, der folgendermaßen aussieht.

Δ_j(m) X_j²(m) = [h_j(m) - H_j(m)] X_j²(m) (13).

Weiterhin wird deutlich, daß die Information, die herausgezogen werden soll, gleich [h_j(m) - H_j(m)] ist.

Als nächstes wird eine Aktualisierung der Koeffizienten alle J Abtastperioden (Sampling-Perioden) durchgeführt, und da während der Zeit j=nJ+1 bis (n+1)J die Filterkoeffizienten nicht aktualisiert werden, sondern statt dessen festgehalten bleiben, wird der adaptive Filterkoeffizient H_j(m) als die Konstante H_n(m) vorhergesagt, und da es möglich ist anzunehmen, daß sich die Eigenschaften des Signalübertragungssystems (die Impulsantwort des Echopfades) nicht ändern, während der Filterkoeffizient konvergiert, und als konstant angenommen werden können [h (m) = h_j(m)], wenn die m-te Stützstellenkomponente abgetrennt wird, kann A_n(m) der voranstehend angegebenen Gleichung (9) folgendermaßen umgeschrieben werden.

A_n(m)
= Σ*Δ_j(m) X_j²(m)
+ Σ*[Σ_mΔ_j(i) X_j(i) + N_j] X_j(m) (14)

= Σ*[h (m) - H_n(m)] X_j²(m)
+ Σ*[Σ_mΔ_j(i) X_j(i) + N_j] X_j(m)
= [h (m) - H_n(m)] Σ*X_j²(m)
+ Σ*[Σ_mΔ_j(i) X_j(i) + N_j] X_j(m) (15).

Σ*: Summierung von J = nJ+1 bis (n+1)J.

Da der erste Term in Gleichung (15) das Produkt mit der Leistung P_n(m) des Signals des entfernten Sprechers gemäß Gleichung (10) ist, wird deutlich, daß es möglich ist, die für die Aktualisierung (Differenz zwischen dem wahren Wert und dem vorhergesagten Wert) erforderliche Information aus den ersten Term herauszuziehen, der folgendermaßen ausgedrückt wird, indem das Verhältnis dieser Gleichung und der Leistung P_n(m) genommen wird (also durch eine Normierung mit der Leistung P_n(m)).

A_n(m)/P_n(m)
= [h (m) - H_n(m)]
+ Σ*[Σ*_mΔ_j(i) X_j(i) + N_j) X_j(m)/Σ*X_j²(m) (16).

Σ*: Summierung von J = nJ+1 bis (n+1)J.

Es wird deutlich, daß die Wirkung der arithmetischen Mittlung bei der vorliegenden Erfindung darin besteht, den zweiten Term in Gleichung (12) zu verringern, der eine Ursache für den Schätzfehler darstellt, und zwar um einen Faktor von 1/J. Die Konvergenzgeschwindigkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens ist daher annähernd ebenso hoch wie bei dem in Fig. 6 gezeigten, lernenden Identifizierungsalgorithmus, infolge dieses arithmetischen Mittlungseffektes.

Aufgrund dieses Effektes werden die Aktualisierungsgrößen bei der vorliegenden Erfindung dadurch ausgedrückt, daß der erste Term in Gleichung (16) mit der Stufenverstärkung K multipliziert wird, woraus sich die Form F_n(m) = K[h(m) - H_n(m)] ergibt. Es wird deutlich, daß im Gegensatz zum Aktualisierungswert D_j(m) bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus, bei der vorliegenden Erfindung keine Division durch eine Norm erfolgt. Selbstverständlich tritt ohne diese Division die von dieser Division verursachte Verringerung der Anzahl signifikanter Stellen nicht auf, wodurch die Möglichkeit ausgeschaltet wird, daß die Aktualisierung der Koeffizienten nicht ausgeführt wird.

Wie aus der Tatsache deutlich wird, daß die Aktualisierungsgröße als [h(m) - H_n(m)] erhalten wird, da der Zähler A_n(m), der die Aktualisierungsgröße erzeugt, gleich dem Nenner P_n(m) wird, können die Koeffizientenaktualisierungsgrößen ohne Bezug auf eine Erhöhung ihrer Leistung festgelegt werden, oder eine Erhöhung der Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters. Das Problem, daß die Aktualisierung ungültig wird, wenn die Aktualisierungsgröße kleiner als die begrenzte Wortgröße ist, und welches bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus auftritt, wird daher durch das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung gelöst.

Nachstehend werden die Stabilitätsbedingungen beim Einsatz des erfindungsgemäßen Verfahrens bei einer tatsächlich existierenden Vorrichtung diskutiert, da es als konstruktive Vorgabe wünschenswert ist, daß eine Bestätigung der Bedingungen, also des tatsächlichen Bereiches der Stufenverstärkung, vorhanden ist, unter welchen ein stabiler Betriebsablauf garantiert ist. Hierbei wird der Vorgehensweise gefolgt, die dazu verwendet wurde, Stabilitätsbedingungen für die Darstellung des lernenden Identifizierungsalgorithmus als rekursives Filter festzustellen.

Zuerst wird Gleichung (16) in Gleichung (11) eingesetzt, um einen Ausdruck für den Aktualisierungsausdruck für die vorliegende Erfindung als H_n+1 (m) = [h(m) + R_n(m)]K + (1-K) H_n(m) zu erlangen, wobei:

R_n(m)=Σ*(Σ_mΔ_n(i) X_j(i) + S_j + N_j] X_j(i)/Σ*X_j²(m)

und
Σ*: Summierung von J = nJ+1 bis (n+1)J.

Es wird deutlich, daß die Gleichung ein rekursives Filter erster Ordnung bildet, mit einem Eingangswert des m-ten Abtastwertes h(m) der Impulsantwort h(i) des Echopfades, wobei das externe Geräusch oder Rauschen R_n(i) ist, welches aus dem Vorhersagefehler Δ_n(i) besteht, welcher mit dem Abtastwert für I ≠ m in Beziehung steht. Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau dieser Berechnung erläutert.

Wenn man bei dieser Anordnung annimmt, daß K<0 ist, da der rekursive Teilkoeffizient erster Ordnung (1-K) gleich 1 oder größer ist, zeigt der Ausgangswert des Filters selbstverständlich eine Divergenz. Ist K=0, da der Wert h(m) für das Filter blockiert ist, wird das Herausziehen des Koeffizienten H_n+1 (m) unmöglich. Eine erforderliche Bedingung für eine stabile Ausführung der Aktualisierung der Koeffizienten mit dem erfindungsgemäßen Verfahren besteht daher darin, daß "die mittlere Leistung in Bezug auf diese beiden Zirkulationen verringert wird". Wird die mittlere Leistung für den Schätzfehler Δ_n(i) für sämtliche Stützstellen bei der Koeffizientenaktualisierung für den n- ten Block als σ_n² ausgedrückt, so kann diese Bedingung als Ungleichung ausgedrückt werden.

Wenn man annimmt, daß die mittlere Leistung des Schätzfehlers, die für einen Koeffizienten erzeugt wird, gleich σ_n² ist, so ist es möglich, daß die mittlere Leistung des Schätzfehlers für (I+1) Koeffizienten, die auf den Eingang als externes Geräusch R_n(m) zurückgegeben werden, gleich σ_n²(I-1) ist. Weiterhin wird diese Leistung auf σ_n²/J verringert, als Ergebnis der arithmetischen Mittlung des externen Geräusches R_n(m), wobei dies mit der Stufenverstärkung K multipliziert wird, und schließlich zum Ausgang als Vorhersagefehlerdifferenz K²σ_n²(I-1)/J zurückkehrt. Der Vorhersagefehler an dem rekursiven Teil erster Ordnung, der an der Stützstelle m erzeugt wird, wird mit (1-K) multipliziert und zum Ausgang zurückgeführt, wobei dessen mittlere Leistung als (1-K)²σ_n² ausgedrückt wird. Die voranstehend erwähnte Bedingung besteht, für diese beiden Zirkulationen, aus folgender Ungleichung

K²(I-1)σ_n²/J+(1-K)²σ_n²<σ_n².

Wenn die Bedingungen σ_n² < 0 und K<0 auf diese Ungleichung angewendet werden, vereinfacht sich die voranstehende Ungleichung zu dem folgenden Stabilitätskriterium

0<K<2J/(I+J+1).

Als nächstes wird der Einsatz des voranstehend geschilderten, adaptiven Algorithmus bei einem aktiven Geräuschsteuersystem oder -regelsystem betrachtet. Wie im Abschnitt zum Stand der Technik geschildert, ist es möglich, den NLMS-Algorithmus mit gefiltertem X bei einem aktiven Geräuschsteuersystem einzusetzen. Nachstehend wird bestätigt werden, daß das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ebenso einsetzbar ist.

Wenn der Koeffizient des Vorhersagedispersionsfilters 330, welches das Fehlerdispersionssystem von dem Geräuschsteuerfilter 320 zur in Fig. 2 gezeigten Koeffizientenaktualisierungsschaltung 340 und dessen Eigenschaften emuliert, gleich a(t) gemacht wird (wobei t=1 bis T ist), kann das Ausgangssignal des Mikrophons 304 folgendermaßen ausgedrückt werden:

e_j=Σ^Ta(t) Σ[h(i) - H_j-t (i)] X_j-t (i) (17).

Voranstehend bezeichnet Σ^T die Summierung von t=1 bis T, und diese Notation wird nachstehend beibehalten. Wenn dies wie in dem lernenden Identifizierungsalgorithmus ausgedrückt wird, wobei die zur Stützstelle m gehörige Komponente von anderen Komponenten getrennt wird, ist es möglich, dies folgendermaßen auszudrücken:

e_j=Σ^Ta(t) Σ[h(m) - H_j-t(m)] X_j-t(m)
+Σ^Ta(t) Σ_m[h(i) - H_j-t(i)] X_j-t(i) (18).

Σ^T: Summierung von t=1 bis T, und
Σ_m: Summierung von i=1 bis I, mit Ausnahme von i=m.

Da das Ausmaß der Änderung eines Koeffizientenaktualisierungsbetrages für eine Aktualisierung eines Koeffizienten sehr klein ist, kann man annehmen, daß das Ausmaß der Änderung für eine Anzahl von Koeffizientenaktualisierungen klein ist, und wenn die Filterkoeffizienten H_j-t(m) durch die Konstanten H_n(m) über den Bereich von j=nJ+1 bis (n+1) approximiert werden, kann Gleichung (18) in die nachstehende Gleichung (19) umgeschrieben werden.

e_j≈[h(m) - H_n(m)] Σ^Ta(t) X_j-t(m)
+Σ^Ta(t) Σ_m [h(i) -H_j-t(i)] X_j-t(i)
=[h(m) - H_n(m)] Y_j(t)
+Σ^Ta(t) Σ_m [h(i) - H_j-t(i)] X_j-t(i) (19).

Σ^T: Summierung von t=1 bis T.

Auf dieser Grundlage ergibt sich daher der erste Term des Verhältnisses der beiden durch die Gleichungen (20) und (21) gegebenen Werte als die Differenz zwischen dem Koeffizientenvorhersagewert und dem wahren Wert, ebenso wie bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus.

B_n(m)=Σ*e_jY_j(m) (20)
Q_n(m) =Σ*Y_j²(m) (21).

Σ*: Summierung J=nJ+1 bis (n+1)J.

Indem daher die nächste Koeffizientenaktualisierung mit H_n+1(m) = H_n(m) + KB_n(m)/Q_n(m) durchgeführt wird, kann das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ebenso wie der NLMS-Algorithmus mit gefiltertem X eingesetzt werden, welcher bei der aktiven Geräuschsteuervorrichtung verwendet wird.

Nachstehend wird die Ausbildung tatsächlicher Schaltungen beschrieben, die zur Implementierung der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden.

Fig. 9 ist eine einfache Schaltung, welche eine Implementierung (Verwirklichung) der Koeffizientenaktualisierungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. In Fig. 9 bezeichnet der Block 61 den Teil, welcher KA_n(m) und P_n(m) gemäß Gleichung (9) und Gleichung (10) berechnet, wobei dieser Teil einen Multiplizierer 611 aufweist, welcher das Quadrat des Signals X_j(m) der entfernten Partei berechnet, ein Verzögerungselement 613, einen Addierer 612, welcher diese multiplizierten Werte akkumuliert oder ansammelt, um P_n(m) zu erhalten, einen Multiplizierer 614, welcher Ke_j mit X_j(m) multipliziert, und ein Verzögerungselement 616 sowie einen Addierer 615, welche diese multiplizierten Werte akkumulieren, um KA_n(m) zu erhalten. Dieser Block 61 arbeitet in jeder Abtastperiode, während derer die Verzögerungselemente 613 und 616 jeweils alle I Abtastperioden zurückgesetzt werden. Der Berechnungsvorgang des Blocks 61 muß für jede Stützstelle (1 bis I) des adaptiven Filters durchgeführt werden.

Block 62 arbeitet alle I Abtastperioden, und stellt jenen Teil dar, welcher die zu aktualisierenden Koeffizienten H_n+1(m) berechnet, auf der Grundlage von KA_n(m) und P_n(m). Dieser Block 62 weist einen Teiler 621 auf, der den Koeffizientenaktualisierungsbetrag durch Division von KA_n(m) durch P_n(m) erhält, sowie einen Addierer 622 und ein Verzögerungselement 623, welche diesen Koeffizientenaktualisierungswert zum vorherigen Koeffizienten H_n(m) addieren. Der Berechnungsvorgang des Blocks 62 muß, ähnlich jenem für den Block 61, für jede Stützstelle des adaptiven Filters durchgeführt werden.

Für einen Vergleich mit der Schaltungsausbildung gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren zeigt Fig. 10 die Schaltungsausbildung, welche im allgemeinen bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus verwendet wird. In dieser Schaltung wird die Berechnung der Norm bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus auf die nachstehend geschilderte Weise durchgeführt, um das Ausmaß der Berechnung zu verringern. Im einzelnen wird die Tatsache ausgenutzt, daß X_j(i) = X_j-i+1 wird, wobei die Berechnung der Norm zum Zeitpunkt j+1 folgendermaßen in Bezug auf die Norm ΣX_j²(i) durchgeführt wird, die zum Zeitpunkt j erhalten wird, und in Bezug auf den ältesten quadratischen Wert X_j-I+1²(i) und den neuesten quadratischen Wert X_j+1(i), der zum Zeitpunkt j+1 eingegeben wird, die darin enthalten sind.

ΣX_j+1²(i)=ΣX_j²(i) - X_j-I+1²(i) + X_j+i²(i).

Wenn die Norm, die bei der Koeffizientenaktualisierung mit dem lernenden Identifizierungsalgorithmus erforderlich ist, anhand von ΣX_j²(i) berechnet wird, so wird einfach ausgedrückt aus Gleichung (22) deutlich, daß es erforderlich ist, für jede Abtastperiode I Quadrierungen und Additionen durchzuführen.

ΣX_j²(i)=X_j²(1)
+ X_j²(2) + X_j²(3) . . . +X_j²(I) (22).

In der Realität wird allerdings die Tatsache ausgenutzt, daß die Norm zum nächsten Zeitpunkt (j+1) wie in Gleichung (23) berechnet wird, um die Menge an Berechnungen zu verringern.

ΣX_j+1²(i)=X_j²(1) + X_j²(1) + X_j²(2) . . . + X_j²(I-1) (23).

Fig. 10 zeigt ein Beispiel für diesen Aufbau, bei welchem getrennte Schieberegister 520 vorgesehen sind, mit einer Anzahl an Stufen gleich der Anzahl an Stützstellen I, um die Quadratwerte des Signals X_j der entfernten Partei festzuhalten, wobei der älteste quadratische Wert in Bezug auf die im Register 510 gespeicherte Norm (die in der letzten Stufe des Schieberegisters festgehalten wird) subtrahiert wird, während der Quadratwert des Signals des entfernten Sprechers, welches neu eingegeben wird (Eingangswert zum Schieberegister 520) addiert wird, so daß die Norm in jeder Abtastperiode aktualisiert wird.

Bei diesem Berechnungsverfahren bleiben allerdings die in dem Register 510 gespeicherten Anfangswerte dort ewig gespeichert, was es erforderlich macht, das Register 510 und das Register 520 zu Beginn auf Null zurückzusetzen.

B einer Berechnung der Norm durch Gleitkomma-Berechnungen, wenn Werte mit unterschiedlichen Exponenten addiert werden, tritt infolge der Tatsache, daß eine Anpassung der Mantisse durchgeführt wird, in Anpassung an den größeren Wert, ein Fehler zwischen dem ältesten Quadratwert, der nach rechts verschoben und von der Norm subtrahiert werden muß, und dem ältesten Quadratwert auf, der in dem Register als Normwert verbleibt. Wenn dieser Fehler ignoriert wird, akkumuliert er, so daß die Norm divergieren könnte. Infolge dieser Situation ist bei dem in Fig. 10 dargestellten Verfahren eine getrennte Schaltung vorgesehen, die durch den Addierer 530 und das Register 531 gebildet wird, um eine Funktion hinzuzufügen, welche eine einfache Berechnung der Norm durchführt, und zusätzlich ist der Vorgang vorgesehen, daß die Norm, die in dem Register 510 gespeichert ist, durch die Ergebnisse dieser Berechnung ersetzt wird, wodurch eine Divergenz der Norm verhindert wird.

Wenn die Schaltungsausbildung und die Menge an Berechnungen bei dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung und dem lernenden Identifizierungsalgorithmus verglichen werden, unterscheiden sie sich für jeweils I Abtastperioden folgendermaßen. Erstens:
Lernender Identifizierungsalgorithmus (Fig. 10):
(I Produkte des Restechos und des Signals des entfernten Sprechers) + (eine Quadrierung des Signals des entfernten Sprechers) + (eine Rechtsverschiebung des quadrierten Wertes in dem Schieberegister 520) + (eine Subtraktion des ältesten quadrierten Wertes) + (eine Addition des neuesten quadrierten Wertes) + (eine Addition für die Ersatznorm zur Begrenzung einer Fehleranhäufung) + (I Additionen für die Koeffizientenaktualisierung) + (eine Division und eine Multiplikation zum Normieren in Bezug auf die Norm).

Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung (Fig. 9):
(I Produkte und I Summen des Restechos und des Signals des entfernten Sprechers) + (eine Quadrierung des Signals des entfernten Sprechers) + (I Additionen quadrierter Werte) + (I Additionen für eine Koeffizientenaktualisierung) + (I Divisionen zum Normieren in Bezug auf die Leistung des Signals des entfernten Sprechers).

Während daher das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung einfache Berechnungen aufweist, ist die Anzahl an Berechnungen groß. Allerdings wird die "eine Rechtsverschiebung des Signals des entfernten Sprechers", welche der "einer Rechtsverschiebung des quadrierten Wertes im Schieberegister" entspricht, die bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus erforderlich ist, dadurch ausgeschaltet, daß das Schieberegister zusammen genutzt wird, welches das adaptive Filter bildet. Die Addition zum Zwecke der Aktualisierung von Koeffizienten wird einmal pro I Abtastperioden durchgeführt, wobei dies die maximale Anzahl an Berechnungen darstellt.

Zwar sind daher die Steuerung und der Aufbau des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung einfach, jedoch besteht in der Hinsicht ein Problem, daß die Anzahl an Berechnungen groß ist, und es wird darauf hingewiesen, daß die Tatsache, daß die Menge an Berechnungen groß ist, an der Berechnung der normierten Leistung bei der Durchführung der Division für jede Stützstelle liegt.

[1] Verfahren 1 zur Vereinfachung der Berechnung der Leistung P_n(m) des Signals des entfernten Sprechers (Patentanspruch 2)

Es gibt ein Ausbildungsverfahren, welches die Menge an Berechnungen bei dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung verringert. Genauer gesagt besteht dies im Einsatz eines Schieberegisters 710, welches die quadrierten Werte des Signals des entfernten Sprechers auf dieselbe Weise wie in Fig. 10 speichert (Patentanspruch 2). Fig. 11 zeigt die spezielle Schaltungsausbildung. Das Schieberegister 710 weist (i-1) stützstellen bzw. Anzapfungen auf, wobei jeder quadrierte Wert des Signals eines entfernten Sprechers an jeder Stützstelle gespeichert wird, und diese quadrierten Werte nacheinander in jeder Abtastperiode verschoben werden. Das Ausgangssignal jeder Stützstelle bzw. Anzapfung wird in einen Addierer 612 _i und ein Verzögerungselement 613 _i eingegeben, die zu dem Zweck vorgesehen sind, den akkumulierten Wert P_n(i) von X_j² zu berechnen, welcher zu jeder Stützstelle des adaptiven Filters gehört.

Bei dieser in Fig. 11 gezeigten Schaltungsausbildung wird die Quadrierungsberechnung unnötig, die für jede Stützstelle erforderlich war. Zwar wird eine zusätzliche erste Rechtsverschiebung in dem Schieberegister erforderlich, welches diese quadrierten Werte speichert, jedoch wird die Häufigkeit der Berechnung "des Quadrats des Signals des entfernten Sprechers" auf einmal pro jede Abtastperiode verringert.

[2] Verfahren 2 zur Vereinfachung der Berechnung der Leistung P_n(m) des Signals des entfernten Sprechers (Patentansprüche 3 und 4)

Das wesentliche bei dem voranstehend geschilderten Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ist das Herausziehen von h(m) - H_n(m) aus den Koeffizientenaktualisierungsbeträgen E_jX_j(m). Angesichts dieser Tatsache ist es möglich, die Werte h(m) - H_n(m) herauszuziehen, selbst wenn eine solche Anordnung getroffen wird, daß die Akkumulierung der Koeffizientenaktualisierungsbeträge E_jX_j(m) und die Berechnung der Norm um denselben Zeitraum verzögert werden. Wenn eine solche Anordnung gewählt wird, daß die Ausführung der Aktualisierung jeder der Koeffizienten auf diese Weise um eine Abtastperiode verzögert wird (Patentanspruch 3), wird darüberhinaus die Ausführung von Additionen zum Zwecke der Aktualisierung adaptiver Filterkoeffizienten, welche sich bislang in einer Abtastperiode konzentrierte, über jede Abtastperiode verteilt, wodurch die Menge an Berechnungen wesentlich verringert wird, die in jeder einzelnen Abtastperiode durchgeführt werden.

Auf diese Weise wird bei dieser Anordnung die Anordnung von einer Anordnung, bei welcher die Ausführung der Aktualisierung von Koeffizienten des adaptiven Filters auf konzentrierte Weise in Einheiten von I Abtastperioden durchgeführt wurde, zu einer solchen Anordnung geändert, bei welcher beispielsweise eine Koeffizientenaktualisierung in einer Abtastperiode durchgeführt wird. Hierdurch ist es möglich, eine Verringerung der Menge an Berechnungen zu erwarten, die durchgeführt werden, infolge einer Verteilung der Berechnungen, so daß die Addition für die Aktualisierung der Koeffizienten und die Division für die Normierung nur einmal in jeder Abtastperiode durchgeführt werden.

Beachtet man, daß wie voranstehend erwähnt das Signal X_j(i) des entfernten Sprechers als X_j-i+1(i) geschrieben werden kann, können die Gleichungen (15) und (16) folgendermaßen umgeschrieben werden.

A_n(m)=[h(m) - H_n(m) Σ*X_j-m+1²(i)
+Σ*[Σ_nΔ_j(i) X_j-i+1(i) + S_j + N_j]
X_j-m+1(i)
P_n(m) =Σ*X_j-m+1²(i).

Nunmehr wird, damit nur ein Koeffizient in jeder Abtastperiode aktualisiert wird, der Additionsbereich für jede Anzapfung geändert, beispielsweise für den Koeffizienten der Stützstelle m von j = nJ+1+m-1 auf (n+1)J+m-1, so daß die Berechnung des Koeffizientenaktualisierungsbetrages [h(m) - H_n(m)] als das Verhältnis der nachstehenden beiden Ausdrücke durchgeführt werden kann.

A_n(m)=[h(m) - H_n(m) Σ**X_j-m+1²(i)
+Σ*Y[Σ_mΔ_j(i) X_j-i+1(i) + S_j + N_j] X_j-m+l (i)
P_n(m) =Σ**X_j-m+1²(i).

Σ**: Summierung von j = nJ+1+m-1 bis (n+1)J+m-1, wobei diese Notation nachstehend beibehalten wird.

Hierdurch wird die Summierung der quadrierten Werte X_j-m+1² über den Zeitraum j+1+m-1 bis (n+1)J+m-1 zum Zeitpunkt j-m+1, die gleich m-1 vor dem Zeitpunkt j auf der rechten Seite dieser Gleichungen ist, gleich der Summierung von X_j²(i) über den Zeitraum von j = nj+1 bis (n+1)J. Daher kann die rechte Seite der voranstehenden Gleichung für P_n(m) folgendermaßen umgeschrieben werden.

Σ**X_j-m+1²(i) =*X_j²(i).

Σ*: Summierung von J = nJ+1 bis (n+1)J
Σ**: Summierung von j = nJ+1+m-1 bis (n+1)J+m-1.

Diese Gleichung bedeutet, daß durch Verwendung dieser Gleichung die normierten Leistungen, die für jeden Koeffizienten erforderlich sind, durch die Summierung des quadrierten Wertes X_j²(i) über den Zeitraum j = nJ+1 bis (n+1)J ersetzt werden können, unabhängig von der Stützstelle bzw. Anzapfung.

Fig. 12 ist ein Beispiel für eine Schaltung, welche zeigt, wie die Menge an Berechnungen wesentlich verringert werden kann, wenn ein Verfahren verwendet wird, welches als verteiltes Aktualisierungsverfahren bezeichnet werden kann (oder als bewegliches Mittlungsverfahren) (Patentanspruch 4) Diese Schaltung unterscheidet sich von der in Fig. 9 gezeigten Schaltung, die voranstehend beschrieben wurde, darin, daß das Ausgangssignal der Schaltung, die durch den Addierer 612 und das Verzögerungselement 613 gebildet wird, an den Block 62 über ein Register 617 geschickt wird, wobei dieses Register 617 alle I Abtastperioden zurückgesetzt wird.

Bei dem in Fig. 12 gezeigten Beispiel wird die Leistung P_n(m) des Signals der entfernten Partei durch den Multiplizierer 611 berechnet, welcher das Signal X_j quadriert, wobei I dieses quadrierten Wertes durch den Addierer 612 und das Verzögerungselement 613 akkumuliert wird, der Inhalt des Registers 617 durch die Akkumulation (Ansammlung) dieser I Werte ersetzt wird, und der akkumulierte Wert des Verzögerungselements 613 ebenfalls alle I Abtastperioden auf 0 zurückgesetzt wird, zur Vorbereitung auf den nächsten Akkumulierungsvorgang. Da die Leistung P_n(m) in dem Register 617 nur für I Abtastperioden gehalten wird, wird in diesem Fall die Aktualisierung jeder der Filterkoeffizienten durch die Leistung P_n(m), die in diesem Register 617 gespeichert ist, einmal in jeder Abtastperiode durchgeführt.

Fig. 13 ist ein Vergleich der Menge an Berechnungen bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus, bei der grundlegenden Form des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung, und bei der Form mit beweglicher Mittlung (Form mit verteilter Verarbeitung) des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung. Aus der Figur wird deutlich, daß die voranstehend geschilderte Form mit beweglicher Mittlung eine erhebliche Verringerung der Menge an Berechnungen mit sich bringt.

Fig. 14 zeigt ein Ergebnis einer Simulation von Konvergenzeigenschaften des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung unter Verwendung einer verteilten Verarbeitung mit jenen des lernenden Identifizierungsalgorithmus. Bei diesem Vergleich sind die Anzahl an Stützstellen sowie andere Bedingungen ebenso wie bei dem in Fig. 6 gezeigten Beispiel. Bei der in Fig. 14 gezeigten Simulation werden daher die Konvergenzeigenschaften für eine Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters und eine Echopfadimpulsantwortlänge von I=512, eine Stufenverstärkung von K=0,2, und ein Verhältnis von Echo zu Umgebungsgeräuschen von 30 dB berechnet. Der Echoverringerungsbetrag ist als Mittelwert nach einer Mittlung über 64 Abtastperioden angegeben. Die Ergebnisse dieser Simulation bestätigen, daß praktisch keine Differenz in Bezug auf die Konvergenzeigenschaften bei den beiden Verfahren vorhanden ist. Genauso wie in Fig. 6 sind jedoch, da die Konvergenzeigenschaften zusammenzufallen scheinen und gegenseitig nicht unterscheidbar sind, die Konvergenzeigenschaften für die vorliegende Erfindung um 20 dB verschoben. Die in Fig. 14 gezeigten Ergebnisse sind ein Beweis dafür, daß das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung Eigenschaften zur Verfügung stellt, welche jenen des lernenden Identifizierungsalgorithmus entsprechen.

[3] Verfahren zur Vereinfachung der Division durch die Leistung P_n(m) des Signals der entfernten Partei (Patentanspruch 5)

Wenn im Vergleich zu der in Fig. 12 gezeigten Anordnung eine solche Anordnung gewählt wird, daß der Kehrwert des akkumulierten Wertes in einem Register gespeichert wird, so ist es möglich, durch einen Multiplikationsvorgang den Vorgang der Division durch die Leistung P_n(m) des Signals des entfernten Sprechers zu ersetzen, ähnlich wie im Falle des lernenden Identifizierungsalgorithmus. Dies führt dazu, daß die Menge an Berechnungen für das erfindungsgemäße Verfahren folgendermaßen verringert wird.

(I Produkte und I Summen des Restechos und des Signals des entfernten Sprechers) + (eine Quadrierung des Signals des entfernten Sprechers) + (I Additionen quadrierter Werte) + (eine Addition für den quadrierten Wert) + (I Additionen für Koeffizientenaktualisierung) + (eine Division und eine Multiplikation für die Normierung in Bezug auf die Norm).

Der Vergleich dieser Menge an Berechnungen mit der Menge an Berechnungen bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus ergibt folgendes.

I Multiplikationen für die Normierung in Bezug auf die Norm: verringert auf eine Multiplikation.

1 Rechtsverschiebung des quadrierten Wertes: verringert auf 0 Verschiebungen (und es ist kein Schieberegister mehr erforderlich).

1 Subtraktion des ältesten quadrierten Wertes: verringert auf 0 Subtraktionen.

1 Addition des neuesten quadrierten Wertes: verringert auf 0 Additionen.

1 Addition für die Ersatznorm zur Begrenzung der Fehlerhäufung: verringert auf 0 Additionen.

I Additionen für die Koeffizientenaktualisierung: verringert auf 1 Addition.

Darüberhinaus wird der Vorgang "Rücksetzen des Schieberegisters und des Registers auf 0 zu Beginn" unnötig.

[4] Erzielung einer Echoverringerung (Patentanspruch 6)

Bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus wird ein stabiler Betrieb durch eine feste Stufenverstärkung garantiert, selbst wenn die Leistung des Signals des entfernten Sprechers variiert. Nach der Konvergenz ergibt sich allerdings der Vorhersagefehler aus Gleichung (24)

P_D = KP_N/[P_x(2-K)] (24).

Deswegen wird deutlich, daß sich die Vorhersagegenauigkeit nach oben und unten hin ändert, proportional zur Änderung der Leistung des Signals des entfernten Sprechers.

Im einzelnen ergibt sich aus Gleichung (24), daß dann, wenn die Leistung des Signals des entfernten Sprechers kleiner ist als die Leistung, welche es ermöglicht, die gewünschte Echoverringerung zu erzielen, der Schätzfehler zunimmt, wobei dies zu einer Verringerung des Ausmaßes an Echoverringerung führt, und zu einer Destabilisierung des Koeffizientenaktualisierungsvorgangs. Infolge dieser Schwierigkeit gibt es in einem Echokompensator, für welchen der lernende Identifizierungsalgorithmus als adaptiver Algorithmus verwendet wird, wenn die Leistung des Signals des entfernten Sprechers unter die Leistung absinkt, welche eine Erzielung des gewünschten Ausmaßes der Echoverringerung ermöglicht, im allgemeinen einen zusätzlichen Vorgang, welcher die Koeffizientenaktualisierung sperrt. Das Sperren der Koeffizientenaktualisierung führt jedoch zu einer Verzögerung bei der Verfolgung der Änderung in dem Echopfad, dies führt zu einer Verlängerung der Zeit, die dafür erforderlich ist, daß das Ausmaß an Echoverringerung das gewünschte Niveau erreicht, und dies wiederum erhöht das Risiko, daß ein Heulgeräusch erzeugt wird.

Bei dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ist es allerdings nicht erforderlich, daß die Berechnung der Normierungsleistung P_n(m) durch die Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters begrenzt wird, so daß für die Akkumulierungsberechnung der Koeffizientenaktualisierungsbeträge E_jX_j(m) das Herausziehen von h(m) - H_n(m) ausreicht. Verwendet man das minimale Ausmaß an Leistung des Signals des entfernten Sprechers (jene Leistung, bei welcher bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus die Aktualisierung der Koeffizienten gesperrt wird), um das gewünschte Echoverringerungsausmaß in Bezug auf eine vorgegebene Umgebungsgeräuschleistung als Bezugswert zu erzielen, ist es dann möglich, wenn die Anordnung so getroffen wird, daß dann, wenn die Leistung P_n(m) diesen Bezugswert überschreitet, die Aktualisierung der Koeffizienten durchgeführt wird, einen solchen Aufbau zu wählen, bei welchem nicht nur das gewünschte Ausmaß an Echoverringerung erzielt wird, selbst wenn die Leistung des Signals des entfernten Sprechers verringert ist, sondern auch immer die Aktualisierung der Koeffizienten durchgeführt werden kann.

Fig. 15 zeigt die berechneten Konvergenzeigenschaften bei einer Stufenverstärkung und einer Bezugsleistung P₀ zur Erzielung eines Echoverringerungsbetrages von 40 dB bei einem Verhältnis von Echo zu Umgebungsgeräuschen von 30 dB. Während bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus in dem Bereich, in welchem das Verhältnis von Echo zu Umgebungsgeräuschen 30 dB beträgt, eine Echoverringerung von 40 dB erzielt wird, sinkt das Ausmaß der Echoverringerung auf 20 dB ab, wenn das Verhältnis von Echo zu Umgebungsgeräusch gleich 10 dB wird. Im Gegensatz hierzu sieht man, daß beim Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ein Ausmaß an Echoverringerung von 40 dB erzielt wird, unabhängig von dem Verhältnis von Echo zu Umgebungsgeräuschen.

[5] Verbesserung der Konvergenzgeschwindigkeit (Patentanspruch 7)

Bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus ändert sich die Konvergenzgeschwindigkeit nicht, da die Konvergenzgeschwindigkeit durch die Stufenverstärkung festgelegt wird, selbst wenn die Leistung des Signals des entfernten Sprechers den voranstehend erwähnten Minimalwert überschreitet. Bei dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung nimmt jedoch die Konvergenzgeschwindigkeit zu. Wenn nämlich die Leistung des Signals des entfernten Sprechers größer als dieser Minimalwert wird, wird infolge der Tatsache, daß P_n(m) die Bezugsleistung zur Ausführung der Koeffizientenaktualisierung mit einer kleineren Anzahl an Additionen überschreitet, die Koeffizientenaktualisierung schneller durchgeführt, wodurch die Konvergenzgeschwindigkeit erhöht wird.

Fig. 16 zeigt die Konvergenzeigenschaften, die bei einer Stufenverstärkung und einer Bezugsleistung P₀ erhalten werden, um einen Echoverringerungsbetrag von 30 dB bei einem Verhältnis von Echo zu Umgebungsgeräuschen von 10 dB zu erzielen, wobei das Verhältnis von Echo zu Umgebungsgeräuschen auf 30 dB zum Zeitpunkt j = 256 × 128 erhöht wird. Wenn dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung eine Erhöhung der Leistung des Signals des entfernten Sprechers vorliegt, wird die Konvergenzgeschwindigkeit erhöht, was eine schnelle Erzielung des gewünschten Ausmaßes an Echoverringerung ermöglicht. Im Gegensatz hierzu sieht man, daß bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus selbst dann, wenn die Leistung des Signals des entfernten Sprechers ansteigt, sich die Konvergenzgeschwindigkeit nicht ändert, und daß die Erhöhung der Leistung des Signals des entfernten Sprechers keinen Einfluß auf die Erhöhung des Ausmaßes der Echoverringerung hat. Diese Erhöhung bedeutet allerdings nur, daß das Ausmaß der Echoverringerung größer ist als das erforderliche Ausmaß, und bei einem Echokompensator bedeutet dies nur, daß eine zu hohe Qualität erzielt wurde.

Wenn die Leistung des Signals des entfernten Sprechers größer als die Bezugsleistung P₀ wird, wird jedoch die Anzahl an Berechnungen zur Berechnung von P_n(m) verringert, wobei in diesem Fall die Möglichkeit entsteht, daß es für P_n(m) nicht möglich ist, die Größe des Nenners des zweiten Terms in Gleichung (16) zu begrenzen, welcher den Vorhersagefehler angibt, und dies führt zu einer instabilen Aktualisierung der Koeffizienten. Zur Erzielung eines stabilen Betriebs darf der Schätzfehler, der in dem Koeffizientenaktualisierungsbetrag KA_n(m)/P_n(m) enthalten ist, nicht größer werden als der Schätzfehler, der in dem Koeffizientenaktualisierungsbetrag 2E_jX_j(m)/ΣX_j²(i) enthalten ist, der an der Obergrenze von K=2 des Stabilitätskriteriums von 0<K<2 erhalten wird, welches für den lernenden Identifizierungsalgorithmus gilt. Es ist bekannt, daß bei dem lernenden Identifizierungsalgorithmus die Stufenverstärkung, bei welcher die Konvergenzgeschwindigkeit am höchsten ist, gleich K=1 ist, und daß bei K<1 der Schätzfehler ansteigt, so daß in Bezug auf das Ziel der Erzielung einer hohen Konvergenzgeschwindigkeit festgestellt werden kann, daß es wünschenswert ist, daß die Stufenverstärkung K kleiner ist als der Schätzfehler, der in dem Koeffizientenaktualisierungsbetrag E_jX_j(m)/ΣX_j²(i) enthalten ist. Dies bedeutet, daß die Bedingung P_n(m)/KΣX_j²(i) erfüllt ist. Berücksichtigt man, daß die Ausführung der Koeffizientenaktualisierung auf der Bezugsleistung P₀ beruht, so ist es möglich, diese Bedingung folgendermaßen umzuformulieren.

P₀/KΣX_j²(i).

In diesem Fall ist diese Beziehung der nachstehenden Beziehung äquivalent, wenn der quadrierte Wert für die Leistung des Signals des entfernten Sprechers die Bezugsleistung P₀ bei der L-ten Summierung erreicht, und wenn der Mittelwert der quadrierten Werte des Signals des entfernten Sprechers gleich σ_x² ist.

σ_x²L/K σ_x²I (25).

Die Anzahl L an Summierungen muß daher folgendermaßen gewählt werden.

L KI (26).

Dies führt zu dem Ergebnis, daß die Untergrenze für die Anzahl an Summierungen auf KI festgelegt ist.

[6] Schaltungsanordnung für das Verfahren der Festlegung der Anzahl an Summierungen aus dem summierten Wert (Patentanspruch 8)

Fig. 17 zeigt eine Schaltung, welche die Anzahl an Summierungen auf der Grundlage des summierten Wertes festlegt. In dieser Zeichnung berechnet der Multiplizierer 611 das Quadrat des Signals X_j des entfernten Sprechers, der Addierer 612 und das Verzögerungselement 613 akkumulieren diese quadrierten Werte, der Komparator 618 vergleicht diesen akkumulierten Wert mit der Bezugsleistung P₀ und gibt entweder den summierten Wert P_n(m) (oder P₀) oder 0 an das Schieberegister 610 aus, welches später beschrieben wird, die Summieranzahlüberwachungsschaltung 619 zählt die Anzahl an Summierungen des quadrierten Wertes des Signals des entfernten Sprechers, und weist dann, wenn die Bezugsleistung bei weniger als KI Summierungen überschritten wird, den Komparator 618 an, das Schreiben der Summe P_n(m) quadrierter Werte oder von P₀ zu sperren, wobei die Ausgangssignale jeder Anzapfung des Schieberegisters 610 jedem Koeffizienten des adaptiven Filters entsprechen.

Wenn in dieser Schaltung eine Koeffizientenaktualisierung durchgeführt wird, in einem Fall, in welchem das Stützstellenausgangssignal des Schieberegisters 610 in jeder Abtastperiode überwacht wird, und keine Koeffizientenaktualisierung ausgeführt wird, jedoch die Normierungsleistung P_n(m) (oder P₀) gesperrt wird, wenn diese gleich 0 ist, ist es durch Ausführung der Koeffizientenaktualisierung möglich, die Berechnung dieser Normierungsleistung zu vereinfachen. Im einzelnen wird in Fig. 17 an dem Punkt, an welchem die Summe der Quadrate des Signals des entfernten Sprechers die Bezugsleistung P₀ überschreitet, diese Summe P_n(m) (oder P₀) in das Schieberegister 610 eingeschrieben, und wenn der genannte Wert nicht erreicht wird, wird 0 in das Schieberegister 610 eingeschrieben. Um eine Divergenz der Aktualisierung der Koeffizienten zu verhindern, wird gleichzeitig die Anzahl an Summierungen der quadrierten Werte des Signals des entfernten Sprechers von der Summieranzahlüberwachungsschaltung 619 überwacht, und wenn die Bezugsleistung P₀ bei weniger als KI Summierungen überschritten wird, wird dies dem Komparator 618 mitgeteilt, wodurch das Einschreiben der Summe P_n(m) der quadrierten Werte (oder P₀) in das Schieberegister 610 verhindert wird. Wenn der in das Schieberegister von Fig. 17 eingeschriebene Wert der Kehrwert der Normierungsleistung ist, so ist es in diesem Fall möglich, den Divisionsvorgang durch einen Multiplikationsvorgang zu ersetzen.

[7] Verfahren zur Anzeige des Zeitpunkts für die Koeffizientenaktualisierung mit Hilfe eines Registers, in welchem eine Marke gespeichert wird (Patentanspruch 9)

Fig. 18 zeigt ein Beispiel für den Aufbau einer Schaltung, in welcher ein Register, in welchem eine Marke gespeichert wird, den Zeitpunkt oder Zeittakt für die Aktualisierung von Koeffizienten festlegt.

Durch Einstellung der Stufenverstärkung auf einen kleinen Wert ist es selbst dann, wenn die Amplitude des Signals des entfernten Sprechers groß wird, möglich, die Normierungsleistung als P₀ anzugeben, wenn jeder Signalpegel so eingestellt wird, daß die Anzahl an Summierungen des Signals des entfernten Sprechers nicht KI überschreitet. In diesem Fall ist es nicht erforderlich, da der Kehrwert eine Konstante ist, P₀ oder dessen Kehrwert zu speichern. Kurz gesagt ist es nur erforderlich, deutlich anzuzeigen, wann eine Koeffizientenaktualisierung durchgeführt werden soll, und solange dieser Zeitpunkt bekannt ist, ist es möglich, den Koeffizientenaktualisierungsbetrag unter Verwendung eines getrennt zur Verfügu 05351 00070 552 001000280000000200012000285910524000040 0002019538996 00004 05232ng gestellten Kehrwertes zu berechnen. Daher ist ein Schieberegister 610′, etwa wie in Fig. 18 gezeigt, in welchem eine Koeffizientenaktualisierungsmarke mit einem einzige Bit gespeichert wird, ein ausreichendes Werkzeug zur Bereitstellung einer Mitteilung dieses Zeitpunktes. Wenn statt des Kehrwertes eine mit der Stufenverstärkung multiplizierte Konstante verfügbar ist, ist auch die Multiplizierung mit der Stufenverstärkung unnötig.

[8] Vereinfachung der Normierungsberechnung (Patentanspruch 10)

Selbstverständlich ist es möglich, wie unter Punkt (7) voranstehend erläutert, die Normierung unter Verwendung einer Konstanten durchzuführen, wenn die Größe der Bezugsleistung so gewählt wird, daß K/P₀ die Form 2^K aufweist, und daß die Berechnung der Normierung nur einen Schiebevorgang erfordert.

[9] Verfahren 1, bei welchem der Zeittakt der Aktualisierung der Koeffizienten ein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl an Stützstellen ist (Patentanspruch 11)

Wenn die Untergrenze für die Anzahl an Summierungen als die Anzahl von Stützstellen des adaptiven Filters gewählt ist, ergibt sich der Maximalwert, der bei I Summierungen des Signals des entfernten Sprechers erreicht wird, als P_m, und die Summierung der quadrierten Werte dieses Wertes zur Erzielung der gewünschten Schätzgenauigkeit ergibt sich zu P₀, und die Stufenverstärkung K durch P_n/(KP₀), also eine positive ganz Zahl. Wenn die Zeiträume zum Einschreiben der Summe P_n des Signals des entfernten Sprechers in das Register als I Abtastperioden festgelegt werden, wenn diese Summe P_n nicht mit P_m übereinstimmt oder dieses überschreitet, bevor der Zeitpunkt zum Einschreiben erreicht ist, wird eine solche Steuerung durchgeführt, daß der Einschreibvorgang verzögert wird, bis zum nächsten Einschreibzeitpunkt. Da die Aktualisierung der Koeffizienten bei jedem ganzzahligen Vielfachen von I Abtastperioden durchgeführt wird, kann das in Fig. 17 gezeigte Schieberegister, welches P_n speichert, in diesem Fall als das in Fig. 12 dargestellte Register dienen. Selbstverständlich ist es möglich, KP_n statt P_n zu speichern.

[10] Verfahren 2, bei welchem der Zeittakt der Aktualisierung der Koeffizienten ein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl an Stützstellen ist (Patentanspruch 12)

Bei dem voranstehend geschilderten Verfahren (Patentanspruch 11) ist die Summe P_n(m) quadrierter Werte des Signals des entfernten Sprechers, welche in einem Register gespeichert ist, gleich P_n, wenn die Summe P_n(m) exakt gleich dem Maximalwert P_n zum Zeitpunkt des Einschreibens in das Register ist, und zu anderen Zeiten ist sie ein Wert innerhalb des Bereiches P_n<P_n<2P_m. Bei einem Beispiel, bei welchem die Konvergenzgeschwindigkeit nicht wesentlich ist, beispielsweise bei einer aktiven Geräuschsteuervorrichtung, ist es möglich, die Aktualisierung der Koeffizienten an der voranstehend angegebenen Obergrenze von 2P_n(m) vorzunehmen. Dieser Wert von 2P_n(m) ist ein Wert, der vorher festgelegt werden kann, und es ist möglich, die Form so zu ändern, daß 2KP_n(m) gespeichert wird, oder dies zu approximieren in der Form 2^k oder 2^-k.

[11] Verfahren zur Verhinderung eines Überlaufs des summierten Wertes (Patentanspruch 13)

Wenn die Berechnung des summierten Wertes A_n(m) oder P_n(m) unter Festkomma-Verarbeitung durchgeführt wird, und wenn die Anzahl an Additionen J groß wird, nimmt die Wahrscheinlichkeit für einen Überlauf zu. Um dieses Problem zu lösen, können beide summierten Werte A_n(m) und P_n(m), oder nur der Wert P_n(m), überwacht werden, und wenn ein Überlauf infolge der Addition der Komponente E_jX_j(m) oder X_j²(m) festgestellt wird, werden die summierten Werte A_n(m) und P_n(m) halbiert, und die folgenden Komponenten E_jX_j(m) oder X_j²(m) werden mit 1/2^k multipliziert, wobei k die Anzahl an Überläufen ist. Eine derartige Ausbildung verhindert einen fehlerhaften Betrieb infolge eines Überlaufes der summierten Werte A_n(m) und P_n(m).

Selbst wenn eine begrenzte Berechnungswortlänge vorliegt, ist es gemäß der vorliegenden Erfindung wie voranstehend geschildert möglich, eine Aktualisierungsvorrichtung auszubilden, welche eine adaptive Aktualisierung von Filterkoeffizienten durchführen kann, und die Koeffizientenaktualisierungsbeträge wirksam nutzt.

Hierdurch ist es möglich, einen Festkomma-Signalprozessor für den Koeffizientenaktualisierungsalgorithmus zu verwenden, und darüberhinaus möglich, eine kostengünstige Vorrichtung zu verwirklichen, welche die Anforderungen einer hohen Konvergenzgeschwindigkeit, von Stabilität, und einer Verringerung der Anzahl durchgeführter Berechnungen erfüllt.

Claims

1. Schätzvorrichtung, welche Filterkoeffizienten für ein Filter schätzt, welches ein Signal mit einer Antwort ausgibt, die den Signalübertragungseigenschaften eines bekannten Signals und der Antwort auf dieses entspricht, welche an ein Signalübertragungssystem mit unbekannten Eigenschaften geschickt werden, wobei die Vorhersagevorrichtung aufweist:
eine Produktsummenberechnungsvorrichtung, welche über einen vorbestimmten Zeitraum das Produkt der Differenz zwischen der Antwort des Signalübertragungssystems und der Filterantwort und des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals akkumuliert;
eine Quadratsummenberechnungsvorrichtung, welche über den vorbestimmten Zeitraum die Summe der Quadrate des Signals akkumuliert, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird; und
eine Aktualisierungsbetragsberechnungsvorrichtung, welche die Filterkoeffizientenaktualisierungswerte aus den Ergebnissen der Produktsummenberechnungsvorrichtung und den Ergebnissen der Quadratsummenberechnungsvorrichtung berechnet,
wobei die Filterkoeffizientenaktualisierungsbeträge, die von der Aktualisierungsbetragsberechnungsvorrichtung berechnet werden, zur Aktualisierung der Filterkoeffizienten verwendet werden.

2. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Quadratsummenberechnungsvorrichtung ein Schieberegister aufweist, welches aufeinanderfolgend quadrierte Werte des Signals speichert, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, wobei jedes der Stützstellenausgangssignale des Schieberegisters akkumuliert wird, um eine akkumulierte Summe der quadrierten Werte zu erhalten, die bei der Berechnung der Filterkoeffizienten für jede Stützstelle verwendet wird.

3. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizientenaktualisierung für eine Stützstelle für jede vorbestimmte Anzahl an Abtastperioden durchgeführt wird.

4. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Quadratsummenberechnungsvorrichtung ein Register aufweist, welches die akkumulierte Summe der Quadratwerte des Signals für einen Zeitraum entsprechend der Anzahl an Stützstellen des Filters speichert, wobei der Koeffizient jeder Stützstelle des Filters auf der Grundlage des Inhalts des Registers aktualisiert wird.

5. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß statt der Summe der Quadrate des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, der Kehrwert der Summe der Quadrate gespeichert wird.

6. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Zeit die Zeit ist, bis die Summe der Quadrate des Signals, welches an das Signalübertragungssystem ausgegeben wird, eine vorbestimmte Größe erreicht.

7. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in Bezug auf eine Anzahl an Summierungen, die geeignet für die vorgeschriebene Zeit zum Summieren quadrierter Werte des Signals ist, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, das Produkt der Stufenverstärkung und einer Anzahl an Stützstellen als eine Untergrenze eingestellt wird.

8. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch ein Schieberegister, welches Werte hält, die in Beziehung zur Summe quadrierter Werte stehen, die von der Quadratsummenberechnungsvorrichtung berechnet werden, und durch eine Steuervorrichtung, welche dann, wenn die von der Quadratsummenberechnungsvorrichtung berechnete Summe der Quadrate nicht einen vorbestimmten Wert erreicht, einen Nicht-Aktualisierungs-Befehl an das Schieberegister ausgibt, und welche dann, wenn die von der Quadratsummenberechnungsvorrichtung berechnete Summe der Quadrate die vorbestimmten Werte erreicht, eine solche Steuerung durchführt, daß die Werte in Bezug auf die Summe quadrierter Werte geschrieben werden, die Aktualisierung der Koeffizienten an jeder Stützstelle des Filters durch Überwachung der Stützstellenausgangssignale des Schieberegisters durchgeführt wird, wobei eine Ausführung der Aktualisierung dann erfolgt, wenn deren Inhalte Werte sind, die in Beziehung zur Summe quadrierter Werte stehen, jedoch eine Ausführung der Aktualisierung von Koeffizienten nicht erfolgt, wenn die Inhalte ein Nicht- Aktualisierungs-Befehl sind.

9. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein Schieberegister, welches eine Marke speichert, die gesetzt wird, wenn die Summe quadrierter Werte des Signals eine vorbestimmte Größe erreicht, wobei das Schieberegister als Vorrichtung zur Abgabe einer Mitteilung des Zeittaktes der Ausführung der Summierung arbeitet, wobei der Zeitpunkt der Ausführung einer Aktualisierung von Filterkoeffizienten mit Hilfe der Marke bekannt ist, und eine Aktualisierung der Koeffizienten dadurch durchgeführt wird, daß durch die vorbestimmte Größe der Summe der Quadrate dividiert wird, oder mit deren Kehrwert multipliziert wird.

10. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe für die Division oder Multiplikation in der Form 2^k oder 2^-k vorliegt.

11. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufenverstärkung so gewählt ist, daß das Verhältnis des Maximalwertes des Ergebnisses der Summierung der Quadrate des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, und zwar so häufig wie der Anzahl an Stützstellen des adaptiven Filters entspricht, zum Produkt der erwarteten Summe der Quadrate für die gewünschte Schätzgenauigkeit und der Stufenverstärkung eine ganze Zahl ist, wobei ein Register dazu vorgesehen ist, um die Summe der Quadrate des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, die für das Aktualisieren der Koeffizienten erforderlich ist, oder den Kehrwert dieses Wertes einzuschreiben, der Inhalt des Registers alle I Abtastperioden aktualisiert wird, entsprechend der Anzahl an Stützstellen I des adaptiven Filters, und eine Ausführung in dem Fall erfolgt, in welchem zum Zeitpunkt der Aktualisierung der Registerinhalte die Summe der Quadrate des an das Signalübertragungssystem geschickten Signals den Maximalwert entweder erreicht oder überschritten hat.

12. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Summen der quadrierten Werte, die in dem Register gespeichert sind, als ganzzahlige Vielfache des Maximalwertes vorliegen.

13. Filterkoeffizientenschätzvorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Überlaufüberwachung in Bezug auf die Summe der Produkte der Produktsummenberechnungsvorrichtung und der Summe der Quadrate der Quadratsummenberechnungsvorrichtung durchgeführt wird, oder nur in Bezug auf die Quadratsummenberechnungsvorrichtung, wobei die Summe der Produkte und die Summe der Quadrate halbiert wird, wenn ein Überlauf einer überwachten Größe entweder vorhergesagt oder festgestellt wird, und nachfolgende Komponenten, die hinzuaddiert werden sollen, mit 1/2^k multipliziert werden, welches durch die Anzahl vorhergesagter oder erfaßter Zeiten K bestimmt wird.

14. Filterkoeffizientenschätzverfahren, bei welchem Filterkoeffizienten für ein Filter vorhergesagt werden, welches ein Ausgangssignal mit einer Antwort abgibt, welche den Signalübertragungseigenschaften von einem bekannten Signal und der Antwort hierauf entspricht, welche an ein Signalübertragungssystem mit unbekannten Eigenschaften geschickt werden, mit folgenden Schritten:
Berechnen von Koeffizientenaktualisierungsbeträgen für das Filter aus dem Verhältnis der Ergebnisse des Akkumulierens, über einen vorbestimmten Zeitraum, der Differenz zwischen der Signalübertragungssystemantwort und dem Ausgangssignal des Filters und des Ergebnisses des Akkumulierens, über den vorbestimmten Zeitraum, der quadrierten Werte des Signals, welches an das Signalübertragungssystem geschickt wird, und
Addieren der berechneten Werte zu den Filterkoeffizienten, die getrennt gespeichert werden, um diese zu aktualisieren, wobei die voranstehenden Verfahrensschritte wiederholt werden.