DE69738288T2

DE69738288T2 - Einrichtung zur unterdrückung einer störenden komponente eines eingangssignals

Info

Publication number: DE69738288T2
Application number: DE69738288T
Authority: DE
Inventors: Cornelis Pieter Janse
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1996-05-31
Filing date: 1997-05-16
Publication date: 2008-09-25
Anticipated expiration: 2017-05-17
Also published as: CN1198283A; WO1997045995A1; US20020159585A1; BR9702254A; USRE41445E1; US6546099B2; JP4104659B2; EP0843934B1; JPH11510673A; BR9702254B1; KR100482396B1; DE69738288D1; KR19990035995A; CN1166160C; EP0843934A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung zur Unterdrückung einer störenden Komponente eines Eingangssignals, wobei diese Anordnung Mittel zum Ableiten einer Schätzung der störenden Komponente sowie Subtraktionsmittel zum Bestimmen eines Differenzsignals aus dem Eingangssignal und der Schätzung der störenden Komponente umfasst.
Die vorliegende Erfindung betrifft außerdem ein Lautsprechertelefon.
Eine Anordnung gemäß dem Oberbegriff ist aus US 5,390,250 bekannt.
Diese Anordnung hat vielfältige Anwendungen, wie etwa akustische Echounterdrücker und Rauschunterdrücker. Bei diesen Anwendungen liegt ein Eingangssignal vor, in welchem eine störende Komponente vorhanden ist.
Diese störende Komponente kann z. B. ein Signal sein, das vom entfernten Ende in einer Lautsprechertelefonanlage empfangen wird. Dieses Far-End-Signal (Gegenseitensignal) wird von einem Lautsprecher wiedergegeben und wird von einem Mikrofon zusammen mit dem Near-End-Signal (Signal des nahen Endes), z. B. von einem lokalen Sprecher, empfangen. Das Eingangssignal ist nun ein Signal, das von dem Ausgangssignal des Mikrofons abgeleitet ist. Da in dem Sendeweg Verstärker enthalten sind, kann die Schleifenverstärkung für eine bestimmte Frequenz größer als 1 sein, was Schwingungen zur Folge hat. Wenn die akustische Rückkopplung kleiner als 1 ist, tritt keine Schwingung auf, doch nach einer gewissen Verzögerung erscheint dann ein Echo des an den Eingang des Sendeweges angelegten Signals über den Weg des Fernechos am Ausgang des Empfangsweges. In der Telefonie bedeutet dies, dass ein Sprecher seine eigene Stimme hört, verzögert um ein bestimmtes Zeitintervall. Diese Erscheinung wird als äußerst lästig empfunden, besonders im Falle von langen Verzögerungen.
Um diese unerwünschte Rückkopplung zu verhindern, wird in einem akustischen Echounterdrücker eine Kopie der unerwünschten Komponente mittels eines adaptiven Filters aus dem Far-End-Signal abgeleitet. Diese Kopie wird von dem Eingangssignal subtrahiert, um das Signal der unerwünschten Komponente zu eliminieren.
Im Falle eines Rauschunterdrückungssystems ist die unerwünschte Komponente ein von einer Geräuschquelle kommendes Rauschsignal, z. B. das Geräusch eines laufenden Motors in einem Auto. Um das Rauschsignal zu eliminieren, wird eine Kopie des Rauschsignals mittels eines adaptiven Filters aus einem Referenzrauschsignal abgeleitet, das von einem Referenzwandler empfangen wird. Auch in diesem Falle wird diese Kopie von dem Eingangssignal subtrahiert.
Ein Problem bei adaptiven Filtern ist die begrenzte Fähigkeit, schnelle Änderungen der wiederzugebenden Übertragungsfunktion zu verfolgen. Eine solche schnelle Änderung kann infolge der Bewegung einer Person in dem Raum, in welchem der Echounterdrücker oder Rauschunterdrücker verwendet wird, auftreten. Dies kann einen verringerten Grad der Unterdrückung der unerwünschten Komponente zur Folge haben, ein Problem, welches bis jetzt noch nicht zufrieden stellend gelöst ist.
Die US-Patentschrift US 4 991 167 offenbart ein Gerät zur sprachgesteuerten Dämpfungseinstellung in Telefonübertragungskreisen. Polyphasenfilterbänke dekomponieren Signale in der Sende- und Empfangsrichtung in eine Menge von Teilfrequenzbändern, wobei jedes Teilband mit einer individuellen Dämpfungsreinrichtung für jede Übertragungsrichtung gekoppelt ist. Die Dämpfung der Teilbänder wird durch individuelle Spracherkennungsschaltungen eingestellt. Es kann ein akustischer Echokompensator vorgesehen sein.
In der Veröffentlichung "Combined Acoustic Echo Cancellation, Spectral Echo Shaping, and Noise reduction" von R. Martin, The 4^th International Workshop an Acoustic Echo and Noise Control, 21.–23. Juni 1995, Røros, Norwegen, wird ein Echounterdrücker offenbart, der mit einem FIR-Echofilter kombiniert ist. Ein Subtrahierer empfängt das Mikrofonsignal, und ein Echounterdrückungssignal wird von einem adaptiven Filter erzeugt. Das von dem Subtrahierer ausgegebene Restsignal wird in ein FIR-Filter eingespeist, das für die weitere Unterdrückung eventueller Echos vorgesehen ist. Die Filterkoeffizienten des FIR-Filters werden von einem weiteren FIR-Filter kopiert, das so beschaffen ist, dass es die Differenz zwischen dem Restsignal und einer gewichteten Kombination des Mikrofonsignals und des Restsignals minimiert. Wenn das adaptive Filter nicht gut eingestellt ist, ist das Restsignal ein schlechter Prädiktor für das Restecho.
In der Veröffentlichung "Coupled Adaptive Filters for Acoustic Echo Control and Noise Reduction" von R. Martin und J. Altenhöher, ICASSP 1995, 9.–12. Mai 1005, Bd. 5, Nr. 20, Seiten 3043 bis 3046, wird ebenfalls ein Echounterdrücker offenbart, der mit einem FIR-Echofilter wie oben erläutert kombiniert ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Anordnung gemäß dem Oberbegriff zu schaffen, bei welcher die Fähigkeit, Änderungen der von dem adaptiven Filter wiederzugebenden Übertragungsfunktion Rechnung zu tragen, drastisch verbessert worden ist.
Daher ist die Anordnung gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung Mittel zum Bestimmen einer Schätzung für das Frequenzspektrum der störenden Komponente umfasst, und dadurch, dass die Anordnung ein Filter umfasst, das eine reduzierte Übertragungsfunktion für mindestens einen Frequenzbereich in Abhängigkeit von dem Frequenzspektrum der störenden Komponente aufweist.
Durch Bestimmung des Frequenzspektrums der störenden Komponente und durch die Verwendung eines Filters zum selektiven Dampfen der Frequenzbereiche, die der ermittelten Frequenz entsprechen, wird eine zusätzliche Unterdrückung der störenden Komponente erzielt. Versuche haben überraschend gezeigt, dass die Verwendung des oben erwähnten Filters nahezu keinen perzeptuellen Effekt auf die gewünschte Komponente des Eingangssignals hat. Außerdem haben diese Versuche deutlich gemacht, dass die zusätzliche Unterdrückung der unerwünschten Komponente ermöglicht, dass sehr schnelle Änderungen in der Übertragungsfunktion nahezu ohne irgendeinen perzeptuellen Effekt wiedergegeben werden.
Eine Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass das Filter so beschaffen ist, dass es ein Ausgangssignal aus dem Differenzsignal ableitet.
Wenn das Filter so beschaffen ist, dass es das Ausgangssignal in Abhängigkeit von dem Differenzsignal ableitet, ist die Funktion der Mittel zum Ableiten der Kopie der unerwünschten Komponente vollständig von dem Filtervorgang entkoppelt. Dies hat den Vorteil, dass die Konvergenzeigenschaften der Mittel zum Ableiten der Kopie der unerwünschten Komponente von dem zusätzlichen Filtern unabhängig sind.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Bestimmen einer Schätzung für das Frequenzspektrum der störenden Komponente so beschaffen sind, dass sie die Schätzung für das Frequenzspektrum der störenden Komponente aus der Schätzung der störenden Komponente ableiten.
Am Ausgang der Mittel zum Schätzen der störenden Komponente ist im Allgemeinen eine gute Schätzung dieser störenden Komponente vorhanden. Die Ver wendung dieses Signals zur Bestimmung des Frequenzspektrums liefert eine zuverlässige Schätzung dieses Frequenzspektrums.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass das Filter eine Übertragungsfunktion mit einem absoluten Betrag aufweist, der von der Differenz der Amplitude der Frequenz des Frequenzspektrums des Eingangssignals und der Amplitude des Frequenzspektrums der Schätzung der störenden Komponente abhängt.
Eine einfache Möglichkeit zum Ableiten der Übertragungsfunktion des Filters ist die Subtraktion der Schätzung des Amplitudenspektrums der unerwünschten Komponente von dem Amplitudenspektrum des Eingangssignals. Diese Subtraktionsoperation wird normalerweise im Frequenzbereich ausgeführt, die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf begrenzt.
Eine sehr einfache Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Bestimmen einer Schätzung für das Frequenzspektrum der störenden Komponente so beschaffen sind, dass sie die Frequenz mindestens eines Peaks in dem Frequenzspektrum bestimmen, und dadurch, dass das Filter so beschaffen ist, dass es Komponenten in einem Frequenzbereich um die Frequenz des mindestens einen Peaks herum dämpft.
Der Frequenzpeak oder die Frequenzpeaks können z. B. durch Berechnung von Parametern der linearen Vorhersage bestimmt werden. Das Filter kann eine Übertragungsfunktion aufweisen, die von den Vorhersageparametern abhängig ist.
Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.
Es zeigen:
1 eine erste Ausführungsform einer Anordnung gemäß der Erfindung, die in einem Echounterdrücker verwendet wird;
2 eine zweite Ausführungsform einer Anordnung gemäß der Erfindung, die in einem Rauschunterdrücker verwendet wird;
3 die Position der Mikrofone, die bei der Ausführungsform gemäß 2 zu verwenden sind;
4 eine Ausführungsform der Mittel zum Ableiten einer Kopie des störenden Signals, die bei der Ausführungsform gemäß 1 oder 2 zu verwenden sind;
5 eine erste Ausführungsform der Kombination der Mittel zum Schätzen des Frequenzspektrums der störenden Komponente und des Filters;
6 eine zweite Ausführungsform der Kombination der Mittel zum Schätzen des Frequenzspektrums der störenden Komponente und des Filters.
In dem Echounterdrücker gemäß 1 wird ein Signal x[k] einem ersten Eingang einer Signalverarbeitungsanordnung 6 zugeführt. In der Anordnung 6 wird das Signal x[k] an einen Eingang eines Verstärkers 2 und an einen Eingang der Mittel zum Ableiten einer Schätzung der störenden Komponente angelegt, wobei diese Mittel hier ein adaptives Filter 10 sind. Der Ausgang des Verstärkers 2 ist mit einem Eingang eines Lautsprechers 4 verbunden.
Der Ausgang eines Mikrofons, an welchem das Eingangssignal z[k] der Anordnung anliegt, ist mit einem ersten Eingang eines Subtrahierers 14 gekoppelt. Der Ausgang des adaptiven Filters 10 ist mit einem zweiten Eingang des Subtrahierers 14 verbunden, und mit einem Eingang der Mittel zum Bestimmen einer Schätzung des Frequenzspektrums des störenden Signals, die im Weiteren als Spektrumsbestimmungsmittel 12 bezeichnet werden. Der Ausgang des Subtrahierers 14 ist mit einem Eingang eines Filters 16 gekoppelt. Der Ausgang der Spektrumsbestimmungsmittel 12 ist mit einem Steuereingang des Filters 16 verbunden. Am Ausgang des Filters 16 steht eine Schätzung r'[k] des Signals s[k] zur Verfügung.
In dem Echounterdrücker gemäß 1 ist die störende Komponente in dem Eingangssignal z[k] das Signal e[k]. Dieses Signal e[k] ist ein Echosignal, das durch die Wiedergabe des Far-End-Signals durch den Lautsprecher 4 verursacht wird. Das adaptive Filter 10 ist so beschaffen, das es eine Kopie ê[k] des Signals e[k] ableitet. Dies geschieht im Allgemeinen, indem die Koeffizienten des adaptiven Filters so gewählt werden, dass die Korrelation zwischen dem Signal r[k] und dem Signal x[k] minimiert wird. Es existieren verschiedene wohlbekannte Zeitbereich-(Time-Domain-)Algorithmen zum Anpassen der Koeffizienten des adaptiven Filters, wie etwa der LMS-(Least Mean Square)Algorithmus (Algorithmus des minimalen mittleren quadratischen Fehlers), der NLMS-(Normalised Least Mean Square)Algorithmus (normierter LMS-Algorithmus) und der RLS-(Reursive Least Square)Algorithmus (rekursive Methode der kleinsten Quadrate). Es ist außerdem möglich, dass das adaptive Filter im Frequenzbereich arbeitet.
Die Spektmmsbestimmungsmittel 12 bestimmen das Frequenzspektrum des Ausgangssignals des adaptiven Filters 10. Aus diesem Frequenzspektrum wird die Einstellung für das Filter 16 bestimmt. Das Filter 16 ist so beschaffen, dass es die Spektralkomponenten des Ausgangssignals des Subtrahierers unterdrückt, welche einen starken Beitrag von dem Störsignal aufweisen. Es ist vorstellbar, dass der Eingang der Spektrumsbestimmungsmittel mit dem Eingang des adaptiven Filters 10 anstatt mit seinem Ausgang verbunden ist, da das Signal x[k] auch eine sinnvolle Schätzung für die störende Komponente im Eingangsignal ist. Es ist außerdem möglich, dass die Schätzung für die störende Komponente während der Abwesenheit des Signals s[k] vorgenommen wird. In diesem Falle muss ein Sprachaktivitätsdetektor zu der Anordnung hinzugefügt werden. Hinsichtlich der Position des Filters 16 ist anzumerken, dass es möglich ist, dass das Filter 16 zwischen dem Mikrofon 8 und dem Subtrahierer 14 vorhanden ist.
In dem Rauschunterdrücker gemäß 2 ist der Ausgang eines Mikrofons 20, an welchem ein Ausgangssignal z[k] anliegt, mit einem ersten Eingang einer Signalverarbeitungsanordnung 28 verbunden. Das Signal z[k] ist das Eingangssignal der Anordnung. In der Anordnung 28 wird das Signal z[k] an einen ersten Eingang eines Subtrahierers 38 angelegt.
Ein Ausgang eines Mikrofons 22, an dem ein Ausgangssignal x₁[k] anliegt, ist mit einem Eingang eines adaptiven Filters 30 verbunden. Der Ausgang des adaptiven Filters 30 ist mit einem ersten Eingang eines Addierers 36 verbunden. Ein Ausgang eines Mikrofons 24, an dem ein Ausgangssignal x₂[k] anliegt, ist mit einem Eingang eines adaptiven Filters 32 verbunden. Der Ausgang des adaptiven Filters 32 ist mit einem zweiten Eingang des Addierers 36 verbunden. Ein Ausgang eines Mikrofons 26, an dem ein Ausgangssignal x₃[k] anliegt, ist mit einem Eingang eines adaptiven Filters 34 verbunden. Der Ausgang des adaptiven Filters 34 ist mit einem dritten Eingang des Addierers 36 verbunden.
Der Ausgang des Addierers 36 ist mit einem zweiten Eingang des Subtrahierers 38 und mit einem Eingang von Spektrumsbestimmungsmitteln 42 verbunden. Der Ausgang des Subtrahierers 38, an dem ein Ausgangssignal r[k] anliegt, ist mit einem Eingang eines Filters 40 verbunden; ein Ausgang der Spektrumsbestimmungsmittel 42 ist mit einem Steuereingang des Filters 40 verbunden. Am Ausgang des Filters steht das Signal r'[k], das im Wesentlichen frei von der störenden Komponente ist, zur Verfügung.
Der Rauschunterdrücker gemäß 2 umfasst vier Mikrofone 20, 22, 24 und 26. Des Mikrofon 20 ist das primäre Mikrofon, das zum Empfangen von Signalen von einem gewünschten Sprecher bestimmt ist. Die Mikrofone 22, 24 und 26 können anderen Sprechern zugeordnet sein, deren Sprache nicht zu dem Ausgang weitergeleitet werden soll; die Mikrofone 22, 24 und 26 können jedoch auch Referenzmikrofone zum Empfangen des Störsignals an drei verschiedenen Positionen im Raum sein. Es versteht sich von selbst, dass die Erfindung nicht auf die Anwendung von drei Mikrofonen zum Empfangen des Störsignals begrenzt ist. Ein Mikrofon zum Empfangen des Störsignals kann ausreichend sein, doch das Hinzufügen weiterer Mikrofone kann die Leistungsfähigkeit des Rauschunterdrückers verbessern. Jedem der Mikrofone 22, 24 und 26 folgt ein Adaptives Filter 30, 32 bzw. 34. Das kombinierte Signal y[k], das aus den Ausgangssignalen von den drei adaptiven Filtern 30, 32 und 34 abgeleitet ist, wird durch den Subtrahierer 38 von dem Signal z[k] subtrahiert. Die adaptiven Filter 30, 32 und 34 werden einzeln so angepasst, dass sie die Korrelation zwischen dem Ausgangssignal des Subtrahierers 38 und seinem jeweiligen Eingangssignal minimieren. Es können dieselben Algorithmen wie bei dem adaptiven Filter 10 in 1 angewendet werden. Die Spektrumsbestimmungsmittel 42 bestimmen das Frequenzspektrum des Ausgangssignals des Addierers 36. Das bestimmte Frequenzspektrum wird verwendet, um das Filter 40 so anzusteuern, dass eine zusätzliche Unterdrückung der störenden Komponente in dem Ausgangssignal des Subtrahierers 38 erfolgt.
3 zeigt eine mögliche Anordnung der vier Mikrofone 20, 22, 24 und 26 zur Verwendung in einer Anordnung gemäß 2. Diese Anordnung ist für mehrere Sprecher geeignet. Aufgrund der Richtwirkung jedes der Mikrofone empfangen die Mikrofone 22, 24, 26 nur Reflexionen des Signals s anstelle des Signals s selbst. Dies führt bereits zu einer Unterdrückung der störenden Komponente in dem Ausgangssignal des Rauschunterdrückers. Durch Verwendung der adaptiven Filter 30, 32 und 34 und des Filters 40 werden die störenden Komponenten von den anderen Sprechern wirksam unterdrückt, wie oben erläutert.
Bei der Implementierung des adaptiven Filters gemäß 4 wird das Signal x_i[k] an einen Eingang eines adaptiven Filters im Frequenzbereich 50 und an einen Eingang eines programmierbaren Filters im Zeitbereich angelegt. Das Eingangssignal z[k] wird an einen ersten Eingang eines Subtrahierers 58 und an einen ersten Eingang eines Subtrahierers 56 angelegt. Der Ausgang des programmierbaren Filters im Zeitbereich 54 ist mit einem zweiten Eingang des Subtrahierers 58 verbunden. Am Ausgang des Subtrahierers ist das Ausgangssignal verfügbar.
Ein Ausgang des adaptiven Filters im Frequenzbereich 50 ist mit einem zweiten Eingang des Subtrahierers 56 verbunden. Der Ausgang des Subtrahierers 56 ist mit einem zweiten Eingang des adaptiven Filters im Frequenzbereich 50 verbunden. Ein zweiter Ausgang des adaptiven Filters im Frequenzbereich ist mit einem Eingang eines inversen schnellen Fourier-Transformators 52 verbunden. An diesem Ausgang des adaptiven Filters im Frequenzbereich 50 liegen die Parameter dieses adaptiven Filters im Frequenzbereich 50 an. Der Ausgang des inversen schnellen Fourier-Transformators ist mit einem Eingang des programmierbaren Filters im Zeitbereich 54 verbunden.
Das adaptive Filter 50 ist im Frequenzbereich realisiert, weil ein adaptives Filter im Zeitbereich für die notwendige Länge der Impulsantwort von einer wesentlich größeren Komplexität ist als ein adaptives Filter im Frequenzbereich. Außerdem weist ein adaptives Filter im Zeitbereich den Nachteil auf, dass ein Anpassen seiner Impulsantwort des Echoweges für Signale, die eine starke Autokorrelation aufweisen, wesentlich langer dauert als bei einem adaptiven Filter im Frequenzbereich, für welches eine Dekorrelation verwendet wird, die einfach zu implementieren ist. Das Einführen einer solchen Dekorrelation in ein adaptives Filter im Zeitbereich würde eine wesentlich größere Komplexität mit sich bringen.
In dem Filter im Frequenzbereich 50 werden Blöcke von Abtastwerten der Signale x_i[k] und r''[k] einer orthogonalen Transformation unterzogen, z. B. einer schnellen Fourier-Transformation, um die Signale x_i[p, m] und R''[p; m] zu erhalten, in welchen p die normierte Frequenz ist und m die Blocknummer ist. In dem Filter im Frequenzbereich 50 wird das Korrelationsmaß X_i ^*[p; m]·R''[p; m] berechnet. Anschließend werden die Frequenzbereich-Koeffizienten W[p; m] des Filters 50 entsprechend dem LMS-Algorithmus aktualisiert. Für die Frequenzbereich-Koeffizienten kann geschrieben werden: W[p; m] = W[p; m – 1] + μ[p; m]·X*i [p; m]·R''[p; m] (1)
In (1) ist μ ein Verstärkungsfaktor, welcher von der Leistung von X_i[p; m] abhängig sein kann. Die eigentliche Filterung findet statt, indem das Signal X_i[p; m] mit den Koeffizienten W[p; m] multipliziert wird. Anschließend wird das gefilterte Signal einer inversen schnellen Fourier-Transformation unterzogen, um das im Zeitbereich gefilterte Signal zu erhalten, das an den zweiten Eingang des Subtrahierers 56 anzulegen ist. Die Frequenzbereich-Koeffizienten von dem adaptiven Filter 50 werden in Zeitbereich-Filterkoeffizienten transformiert. Diese Zeitbereich-Filterkoeffizienten werden an das programmierbare Filter im Zeitbereich 54 angelegt, welches tatsächlich die Kopie der störenden Komponente be stimmt. Das Filter 9 ist im Zeitbereich ausgeführt, weil das zu filternde Signal nicht einer zusätzlichen Verzögerung unterliegt, im Gegensatz zu einem adaptiven Filter im Frequenzbereich, in welchem eine gewisse zusätzliche Verzögerung unvermeidlich ist.
In der Kombination der Mittel 12 zum Schätzen des Frequenzspektrums der störenden Komponente und des Filters 16 gemäß 5 wird das Signal y[k] an einen Fenster-Prozessor 60 angelegt. Der Ausgang des Fenster-Prozessors 60 ist mit einem Eingang eines schnellen Fourier-Transformators 62 verbunden. Die Kombination des Fenster-Prozessors 60 und des schnellen Fourier-Transformators 62 stellt das Mittel dar, um eine Schätzung des Frequenzspektrums der störenden Komponente zu bestimmen. Der Ausgang des schnellen Fourier-Transformators ist mit einem Amplitudendetektor 64 verbunden. Der Ausgang des Amplitudendetektors 64 ist mit einem ersten Eingang eines Rechners 78 verbunden.
Das Signal y[k] wird an einen Eingang eines Fenster-Prozessors 66 angelegt. Der Ausgang des Fenster-Prozessors 66 ist mit einem Eingang eines schnellen Fourier-Transformators 68 verbunden. Der Ausgang des schnellen Fourier-Transformators 68 ist mit einem Eingang eines Amplitudendetektors 74 und mit einem zweiten Eingang des Rechners 78 verbunden. Der Ausgang des Amplitudendetektors 74 ist mit einem dritten Eingang des Rechners 78 verbunden.
Das Signal z[k] wird an einen Fenster-Prozessor 70 angelegt. Der Ausgang des Fenster-Prozessors 70 ist mit einem Eingang eines schnellen Fourier-Transformators 72 verbunden. Der Ausgang des schnellen Fourier-Transformators 72 ist mit einem Amplitudendetektor 76 verbunden. Der Ausgang des Amplitudendetektors 76 ist mit einem vierten Eingang des Rechners 78 verbunden.
Der Ausgang des Rechners 78 ist mit einem Eingang eines inversen schnellen Fourier-Transformators 80 verbunden. Am Ausgang des inversen Fourier-Transformators 80 steht das Ausgangssignal r'[k] zur Verfügung.
In dem Fenster-Prozessor 66 wird der jüngste Block von 128 Abtastwerten des Signals r[k] zusammen mit dem zweitjüngsten Block von 128 Abtastwerten in einem Pufferspeicher von 256 Abtastwerten abgelegt. Der Inhalt des Pufferspeichers wird mit einem so genannten Hanning-Fenster "gefenstert". Anschließend wird der jüngste Block von 128 Abtastwerten des Signals r[k] gespeichert, zur Verwendung bei der nächsten Fenster-Operation, und der zweitjüngste Block von 128 Abtastwerten wird verworfen. Die Funktionsweise der Fenster-Prozessoren 60 und 70 ist dieselbe wie die Funktionsweise des Fenster-Prozessors 66.
Die schnellen Fourier-Transformatoren 62, 68 und 72 berechnen eine 256-Punkte-FFT aus ihren jeweiligen Eingangssignalen, um die Signale Y(ω), R(ω) und Z(ω) zu erhalten. Die Amplitudendetektoren 64, 74 und 76 bestimmen die Amplitude des Frequenzspektrums gemäß:
In (2), (3) und (4) bezeichnet
{x} den Realteil von x, und
{x} bezeichnet den Imaginärteil von x. Die Approximation der Amplitude der Frequenzspektren gemäß (2), (3) und (4) wird verwendet, um die Berechnungen zu vereinfachen.
Der Rechner 78 beginnt mit dem Berechnen einer ersten Schätzung der Amplitude des Frequenzspektrums des Signals S. Ein möglicher Ausdruck für das Amplitudenspektrum S_a von S ist: Sa(ω) = MAX [0, (Za – γ(Ya(ω))α)β] (5)
In (5) sind α und β Konstanten, die normalerweise einen Wert zwischen 0,5 und 2 haben. γ ist eine Konstante, die einen Wert von rund 1 oder größer als 1 hat. Ein geeigneter Wert ist 1,5. Die Funktion MAX wird in (5) eingeführt, um zu verhindern, dass das Amplitudenspektrum negative Werte annimmt. Versuche haben gezeigt, dass eine Vereinfachung von (5) dadurch, dass α und β gleich 1 gewählt werden, keine hörbare Verschlechterung zur Folge hat. Demzufolge ändert sich (5) zu: Sa(ω) = Max[0, Za(ω) – γ·Ya(ω))] (6)
Um die Filterwirkung gemäß (6) in Fällen zu verringern, in denen das adaptive Filter 10 eine ausreichende Unterdrückung der störenden Komponente gewährleistet, wird in (6) ein "Spectral Floor" (unterer Faktor) eingeführt gemäß: ∀ω: Sa(ω) = MAX[Sa(ω), C·Za(ω)] (7)
In (7) ist C eine Konstante mit einem Wert von rund 0,003.
Da das Amplitudenspektrum R'(ω) = S(ω) des gefilterten Signals r'[k] gleich H(ω)·R_a(ω) ist, kann für H(ω)· geschrieben werden: H(ω)· = S_a(ω)/R_a(ω). Um den maximalen Wert von H(ω)· zu begrenzen, wird H(ω)· gleich MIN(1, S_a(ω)/R_a(ω)) gemacht. Bevor H(ω)· verwendet wird, um das Signal r[k] zu filtern, wird eine geglättete Version von H(ω)· hergeleitet gemäß: Hm(ω) = μHm-1(ω) + (1 – μ)H(ω) (8)
In (8) ist m die Blocknummer, und μ ist eine Konstante mit einem Wert von 0,7. Das Frequenzspektrum des Signals r'[k] wird nun bestimmt aus: R'(ω) = R(ω)·Hm(ω) (9)
Das Ausgangssignal des Rechners 78 wird durch die 256-Punkte-Inverse Fourier-Transformation 80 in den Zeitbereich transformiert. Die ersten 128 Punkte der inversen FFT werden zu den letzten 128 Punkten der zuvor berechneten inversen FFT hinzugefügt. Die letzten 128 Punkte der gegenwärtigen inversen FFT werden zur Kombination mit den ersten 128 Punkten der nächsten zu berechnenden IFFT gespeichert.
In der Anordnung 5 wird das Signal Y_a(ω) direkt aus dem Ausgangssignal y[k] des adaptiven Filters 10 bestimmt. Es ist jedoch möglich, eine sogar noch bessere Schätzung von Y_a(ω) zu erhalten. Normalerweise ist die Länge der Impulsantwort des adaptiven Filters begrenzt. Demzufolge weist das Echosignal, das in dem Signal z[k] vorhanden ist, einen "Schwanz" (Tail) auf, der von dem adaptiven Filter nicht wiederge geben wird. Es ist jedoch möglich, diesen "Schwanz" in die Schätzung von Y_a(ω) einzubeziehen, wie nachfolgend erläutert wird.
Für das Amplitudenspektrum Y_a(ω)) des Echosignals lässt sich schreiben: Ya(ω) = Yaf(ω) + Ytail(ω) (10)
In (10) ist Y_af(ω) das Amplitudenspektrum des Ausgangssignals des adaptiven Filters, und Y_tail(ω) ist das Amplitudenspektrum des Restechos. Wenn angenommen wird, dass die Impulsantwort des Echoweges exponentiell abnimmt, kann das Amplitudenspektrum des Restechosignals aus dem Ausganggangssignal des adaptiven Filters geschätzt werden nach: Ytail[m](ω) = α·Ytail[m – 1](ω) + β·Yaf[m – p](ω) (11)
In (11) sind α und β Konstanten, m ist ein Index, der anschließend bestimmte Amplitudenspektren Y_af(ω) angibt, und p ist die Länge des adaptiven Filters, ausgedrückt in einer Anzahl von Aktualisierungsperioden von Y_af(ω). Falls das Signal Y stationär ist, kann (11) approximiert werden durch Ytail[m](ω) = α·Ytail[m – 1](ω) + β·Yaf[m](ω) (12)
Für ein Filter, das eine Impulsantwort von 1024 Abtastwerten aufweist, und wenn eine Aktualisierungsperiode von 128 Abtastwerten für Y_af(ω) verwendet wird, sind 0,79 und 0,04 geeignete Werte für α bzw. β.
In der Kombination der Mittel 12 zum Schätzen des Frequenzspektrums der Störenden Komponente und des Filters 16 wird das Signal y[k] an einen linearen prädiktiven Analysator 84 angelegt. Dieser lineare prädiktive Analysator bestimmt mehrere Prädiktionskoeffizienten a[i]. Die Transformatoranordnung 86 führt eine Transformation des Prädiktionskoeffizienten wie etwa eine Bandbreitenerweiterung gemäß a'[i] = a[i]·δ' durch, wobei δ eine Zahl kleiner als 1 ist. Die transformierten Prädiktionskoeffizienten werden zum Steuern des Filters 16 verwendet, um die Frequenzkomponenten zu unter drücken, für welche die störende Komponente eine erhebliche Menge an Energie aufweist.
Ein geeignetes Filter könnte folgende Übertragungsfunktion haben:
In (10) sind p, q und μ Konstanten, die kleiner als 1 sind, wobei p kleiner als q ist. (10) beruht auf der inversen Übertragungsfunktion eines Nachfilters, das bei der Sprachcodierung verwendet wird. Die Aufgabe eines solchen Nachfilters ist es, den Teil des Spektrums zu verstärken, in welchem Sprachkomponenten vorhanden sind, und Rauschkomponenten in dem Teil des Spektrums zu unterdrücken, in welchem keine Sprachkomponenten vorhanden sind. Indem ein Filter mit einer inversen Übertragungsfunktion verwendet wird, wird der Teil des Spektrums, in welchem keine störende Komponente vorhanden ist, verstärkt, und der Teil des Spektrums, in welchem eine starke störende Komponente vorhanden ist, wird gedämpft.
Text in der Zeichnung
Anmerkung: Begriffe, die in der folgenden Liste nicht aufgeführt sind, bleiben unverändert.

4

50: Adaptives Filter im Frequenzbereich
54: Programmierbares Filter im Zeitbereich

5

60, 66, 70: FENSTER
64, 74, 76: Amplitudendetektor
78: Rechner

6

84: Linearer prädiktiver Analysator
86: Transformator

Claims

Anordnung (6, 28) zur Unterdrückung einer störenden Komponente (e[k]) in einem Eingangssignal (z[k]), wobei die Anordnung umfasst: – Mittel (10; 30, 32, 34) zum Ableiten einer Schätzung (ê[k]) der störenden Komponente, und – Subtraktionsmittel (14; 38) zum Bestimmen eines Differenzsignals (r[k]) aus dem Eingangssignal (z[k]) und der Schätzung (ê[k]) der störenden Komponente, – Mittel (12; 42) zum Bestimmen einer Schätzung des Frequenzspektrums der störenden Komponente (e[k]), und – ein Filter (16; 40), das eine reduzierte Übertragungsfunktion für mindestens einen Frequenzbereich in Abhängigkeit von dem Frequenzspektrum der störenden Komponente aufweist, wobei die Anordnung dadurch gekennzeichnet ist, dass die Mittel (12; 42) zum Bestimmen einer Schätzung des Frequenzspektrums der störenden Komponente so beschaffen sind, dass sie diese Schätzung aus der Schätzung (ê[k]) der störenden Komponente ableiten, wobei die Mittel (12; 42) so beschaffen sind, dass sie eine Schätzung des Amplitudenspektrums der störenden Komponente bestimmen.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter (16; 40) so beschaffen ist, dass es ein Ausgangssignal (r'[k]) aus dem Differenzsignal (r[k]) ableitet.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter (16; 40) eine Übertragungsfunktion mit einem absoluten Betrag aufweist, der von der Differenz des Amplitudenspektrums des Eingangssignals (z[k]) und des Amplitudenspektrums der Schätzung (ê[k]) der störenden Komponente abhängt.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (12; 42) zum Bestimmen einer Schätzung des Frequenzspektrums der störenden Komponente ferner so beschaffen sind, dass sie eine Schätzung des Amplitudenspektrums eines eventuellen Restechos bestimmen.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (12; 42) zum Bestimmen einer Schätzung des Frequenzspektrums der störenden Komponente so beschaffen sind, dass sie die Frequenz mindestens eines Peaks in dem Frequenzspektrum bestimmen, und dadurch, dass das Filter (16; 40) so beschaffen ist, dass es Komponenten in einem Frequenzbereich um die Frequenz des mindestens einen Peaks herum dämpft.
Lautsprechertelefon, welches eine Anordnung (6; 28) nach einem der vorhergehenden Ansprüche umfasst.