KR19990035995A - 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치 - Google Patents

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커네리스 피터 얀세
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엠. 제이. 엠. 반캄
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔. 브이
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Abstract

음향 에코 캔설러에 있어서, 에코 신호의 추정치는 적응 필터에 의해 결정되고, 감산기(14)에 의해 입력 신호로부터 감산된다. 스펙트럼 추정기(12)는 에코 신호의 추정치의 주파수 스펙트럼을 결정하고, 상기 필터(16)는 상기 추정기(12)에 의해 감산기(14)의 출력 신호를 스펙트럼에 의존하는 전달 함수를 가진 필터로 여과한다. 이러한 조합의 사용은 결과적으로 에코 신호의 억제의 실질적 개선을 가능하게 한다.

Description

입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치
본 발명의 서두에 따른 장치는 US 5,390,250에 공지되어 있다.
이러한 장치는 에코 캔설러(echo canceller) 및 노이즈 캔설러(noise canceller)와 같은 광범위한 적용을 갖는다. 이들 적용에 있어서는 간섭 성분이 존재하는 입력 신호가 있다.
이러한 간섭성분은 예컨대, 확성 전화기 시스템에 있어서 원단(far end)으로부터 수신된 신호일 수 있다. 이 원단 신호는 확성 전화기에 의해 재생되며, 근단(near end) 신호와 함께 마이크로폰에 의해, 예컨대 로컬 스피커에서 수신된다. 상기 입력 신호는 마이크로폰의 출력 신호에서 현재 도출한 신호이다. 전송 경로에 증폭기가 포함되기 때문에, 특정 주파수에 대한 루프 이득은 발진 결과가 1 이상일 수 있다. 음향 피드백이 1 이하이면 발진이 나타나지 않게 되며, 발송 경로의 입력에 적용된 에코 신호의 확실한 지연 이후에 원단 에코 경로를 경유해서 수신 경로의 출력에 나타나게 된다. 이것은, 전화기 기술에 있어서 수화자가 특정 시간에 의해 지연된 자신의 음성을 듣는 것을 의미하는 것이다. 이러한 현상은 특히 긴 지연의 경우에 극히 바람직하지 않은 것으로서 경험하게 된다.
이러한 바람직하지 않는 피드백을 방지하기 위해, 음향 에코 캔설러에 있어서, 적응 필터에 의해 원단 신호에서 원하지 않는 성분의 복제(replica)가 도출된다. 원하지 않는 성분 신호를 제거하기 위해 상기 복제가 입력 신호에서 공제된다.
노이즈 캔설링 시스템의 경우에 있어서, 원하지 않는 성분은 노이즈 근원, 예컨대 자동차의 작동 엔진의 노이즈로부터 유입되는 노이즈이다. 노이즈 신호를 제거하기 위해, 적응 필터에 의해 참조 변환기로부터 수신된 참조 노이즈 신호에서 노이즈 신호가 도출된다. 다시 말해서, 이 복제는 입력 신호에서 공제되는 것이다.
이러한 적응 필터의 문제점은 재생되는 전달 함수의 빠른 변화가 자국을 남기는 한계성이 있다는 것이다. 이러한 빠른 변화는 방안에서 사람의 이동에 의해 나타날 수 도 있는 것으로, 상기 에코 캔설러 또는 노이즈 캔설러가 이용된다. 이것은 원하지 않는 성분의 억제량 감소로 귀착될 수 있으며, 이러한 문제점은 현재까지 완전히 해결되지 않았다.
본 발명은 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치에 관한 것으로, 이 장치는 간섭 성분의 추정치를 도출하기 위한 수단과, 입력 신호와 간섭 성분의 추정치로부터 신호 차를 결정하기 위한 감산 수단을 구비한다.
또한, 본 발명은 확성 전화기에도 관련된 것이다.
도1은 에코 캔설러에 이용된 본 발명에 따른 장치의 제 1 실시예를 도시한 도면.
도2는 노이즈 캔설러에 이용된 본 발명에 따른 장치의 제 2 실시예를 도시한 도면.
도3은 도2에 따른 실시예에 이용되는 마이크로폰의 위치를 도시한 도면.
도4는 도1 또는 도2에 따른 실시예가 이용되는 간섭 신호의 복제를 도출하기 위한 수단의 일 실시예를 도시한 도면.
도5는 간섭 성분의 주파수 스펙트럼을 추정하기 위한 수단과 필터의 조합의 제 1 실시예를 도시한 도면.
도6은 간섭 성분의 주파수 스펙트럼을 추정하기 위한 수단과 필터의 조합의 제 2 실시예를 도시한 도면.
본 발명의 목적은 이러한 문제점에 따른 장치를 제공하기 위한 것으로, 적응 필터에 의해 재생되는 전달 함수의 변화를 극복할 수 있는 능력이 확실히 개선되게 된다.
따라서, 본 발명에 따른 장치는 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 추정치를 결정하기 위한 수단을 구비하고, 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 의존하는 적어도 하나의 주파수 범위에 대해 감소한 전달 함수를 가진 필터를 구비하는 것을 특징으로 한다.
간섭 성분의 주파수 스펙트럼의 결정하고, 결정된 주파수에 따라 주파수 범위를 선택적으로 줄이기 위한 필터를 사용함으로써, 간섭 성분의 부가적 억제가 얻어지게 된다. 실험적으로도 상기 필터의 사용은 입력 신호 중 원하는 성분에서 대부분 지각 효과가 없는 놀라운 효과가 나타난다. 이러한 실험은 원하지 않는 성분의 부가적 억제가 전달 함수에서의 매우 신속한 변화가 어떠한 지각 효과도 없이 재생되게 하는 것으로 나타났다.
본 발명의 실시예는 차동 신호로부터 출력 신호를 도출하기 위해 필터가 장치되는 것을 특징으로 한다.
차동 신호에 의존하는 출력 신호를 도출하기 위해 필터가 장치되면, 원하지 않는 성분의 복제를 도출하기 위한 수단의 동작이 필터링 동작에서 완전히 분리된다. 이것은, 원하지 않는 성분의 복제를 도출하기 위한 수단의 수렴성이 부가적 필터링에 독립적이라는 장점을 가지고 있다.
또한, 본 발명의 실시예는 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 추정치를 결정하기 위한 수단이 간섭 성분의 추정치로부터 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 추정치를 도출하기 위해 장치된 것을 특징으로 한다.
간섭 성분을 추정하기 위한 수단의 출력에 있어서, 일반적으로 상기 간섭 성분의 양호한 추정가 존재한다. 상기 주파수 스펙트럼의 결정을 위해 이러한 신호를 이용함으로써, 상기 주파수 스펙트럼의 신뢰성 있는 추정치로 귀착한다.
또한, 본 발명의 실시예는 상기 필터가 입력 신호에 대한 주파수 스펙트럼의 주파수 진폭과, 추정한 간섭 성분의 주파수 스펙트럼의 진폭간의 차에 의존하는 절대 값을 가진 전달 함수를 가지고 있는 것을 특징으로 한다.
필터의 전달 함수를 도출하는 쉬운 방법은 입력 신호의 진폭 스펙트럼으로부터 원하지 않는 성분의 진폭 스펙트럼의 추정치의 감산이다. 이 감산 동작은 보통 주파수 도메인에서 수행되지만, 본 발명은 여기에 한정되지 않는다.
본 발명의 가장 간단한 실시예는 주파수 스펙트럼에서의 적어도 하나의 첨두 주파수를 결정하기 위해 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 추정을 결정하는 수단이 장치되고, 상기 적어도 하나의 첨두 주파수 주위의 주파수 범위에서 성분을 줄이기 위해 상기 필터가 장치되는 것을 특징으로 한다.
주파수 첨두 또는 다수의 첨두는 예컨대, 선형 예측 파라메터의 계산으로 결정될 수 있다. 상기 필터는 예측 파라메터에 의존하는 전달 함수를 포함할 수 있다.
도1에 따른 에코 캘설러에 있어서, 증폭기(2)의 입력과 간섭 성분의 추정을 도출하기 위한 수단의 입력으로 신호(x[k])가 공급되며, 여기서 상기 수단은 적응 필터(10)이다. 상기 증폭기(2)의 출력은 확성기(4)의 입력에 접속된다.
상기 장치의 입력 신호(z[k])를 전달하는 마이크로폰의 출력은 감산기(14)의 제 1 입력에 연결된다. 적응 필터(10)의 출력은 감산기(14)의 제 2 입력에 접속되고, 간섭 신호의 주파수 스펙트럼의 추정을 결정하기 위한 입력에 접속되는 것으로, 주파수 결정 수단(12)으로 나타낸다. 감산기(14)의 출력은 필터(16)의 입력에 연결된다. 스펙트럼 결정 수단(12)의 출력은 필터의 제어 입력에 접속된다. 필터(16)의 출력에 있어서, 신호(s[k])의 추정(r'[k])이 이용 가능하다.
도1에 따른 에코 켄설러에 있어서, 입력 신호(z[k])에서의 간섭 성분은 신호(e[k])이다. 이 신호(e[k])는 확성기(4)에 의해 원단 신호의 재생의 원인이 되는 에코 신호이다. 적응 필터(10)는 신호(e[k])의 복제(e[k])를 도출하기 위해 장치된다. 이것은, 일반적으로 신호(r[k])와 신호(x[k])간의 상호 관계를 최소화하기 위한 적응 필터의 계수를 선택함으로써 완료된다. 여기에는 적응 필터의 계수를 조정함으로써 LMS(Least Mean Square) 알고리즘과, NLMS(Normalised Least Mean Square) 알고리즘 및 RLS(Recursive Least Square) 알고리즘과 같은 잘 알려져 있는 각종 시간 도메인 알고리즘이 존재한다. 이것은 적응 필터가 주파수 도메인에서의 동작도 가능하게 한다.
스펙트럼 결정 수단(12)은 적응 필터(10)의 출력 신호의 주파수 스펙트럼을 결정한다. 이 주파수 스펙트럼으로부터 필터에 대한 설정이 결정된다. 간섭 신호로부터 강한 기여를 가진 감산기의 출력 신호의 스펙트럼 성분을 억제하기 위해 필터(16)가 장치된다. 신호(x[k])가 입력 신호에서의 간섭 성분에 대한 적당한 추정치이기 때문에, 스펙트럼 결정 수단의 입력이 그 출력 대신에 적응 필터(10)의 입력에 접속되는 것으로 생각할 수 있다. 이것은 간섭 성분에 대한 추정치가 신호(s[k])의 부재 동안 만들어질 수 도 있는 것이다. 이 경우, 음성 활성 검출기는 상기 장치에 부가되게 된다. 필터(16)의 위치에 대해서는 필터(16)가 마이크로폰(8) 및 감산기(14) 사이에 존재하는 것이 가능하다.
도2에 따른 노이즈 캔설러에 있어서, 출력 신호(z[k])를 전달하는 마이크로폰(20)의 출력은 신호 처리 장치(28)의 제 1 입력에 접속된다. 이 신호(z[k])는 상기 장치의 입력 신호이다. 장치(28)에 있어서, 신호(z[k])는 감산기(38)의 제 1 입력에 공급된다.
출력 신호(x1[k])를 전달하는 마이크로폰(22)의 출력은 적응 필터(30)의 입력에 접속된다. 이 적응 필터(30)의 출력은 가산기(36)의 제 1 출력에 접속된다. 출력 신호(x2[k])를 전달하는 마이크로폰(24)의 출력은 적응 필터(32)의 입력에 접속된다. 적응 필터(32)의 출력은 가산기(36)의 제 2 입력에 접속된다. 적응 필터(32)의 출력은 가산기(36)의 제 2 입력에 접속된다. 출력 신호(x3[k])를 전달하는 마이크로폰(26)의 출력은 적응 필터(34)의 입력에 접속된다. 적응 필터(34)의 출력은 가산기(36)의 제 3 입력에 접속된다.
가산기(36)의 출력은 감산기(38)의 제 2 입력과, 스펙트럼 결정 수단(42)의 입력에 접속된다. 출력 신호(r[k])를 전달하는 감산기(38)의 출력은 필터(40)의 입력에 접속된다. 스펙트럼 결정 수단(24)의 출력은 필터(40)의 제어 입력에 접속된다. 필터의 출력에 있어서, 간섭 성분으로부터 실질적으로 자유로운 신호(r'[k])가 이용 가능하다.
도2에 따른 노이즈 캔설러는 4 개의 마이크로폰(20, 22, 24, 26)을 포함한다. 이 마이크로폰(20)은 원하는 신호를 스피커로부터 수신하기 위해 예정된 주 마이크로폰이다. 이 마이크로폰(22, 24, 26)은 그 음성이 출력으로 진행되지 않는 스피커를 포함하기 위해 할당할 수 있지만, 이 마이크로폰(22, 24, 26)은 공간의 3개의 다른 위치에서 간섭 신호를 수신하기 위한 참조 마이크로폰일 수 도 있다. 본 발명은 간섭 신호를 수신하기 위한 3개의 마이크로폰의 적용에 한정되지 않음은 물론이다. 간섭 신호를 수신하기 위해서는 하나의 마이크로폰으로도 충분하지만, 그 이상의 마이크로폰을 부가함으로써 노이즈 캔설러의 수행을 개선할 수 있다. 각 마이크로폰(22, 24, 26)은 적응 필터(30, 32, 34)로 각각 이어진다. 3개의 적응 필터(30, 32, 34)로부터의 출력신호를 도출한 조합 신호(y[k])는 감산기(38)에 의해 상기 신호(z[k])로부터 감산된다. 상기 적응 필터(30, 32, 34)는 감산기(38)의 출력 신호와 그 각각의 입력 신호간의 상호 관계를 최소화하도록 개별적으로 적용된다. 도1에서의 상기 적응 필터(10)에서는 동일한 상기 알고리즘이 이용된다. 스펙트럼 결정 수단(42)은 가산기(36)의 출력 신호의 주파수 스펙트럼을 결정한다. 이 결정된 주파수 스펙트럼은 감산기(38)의 출력 신호에서 간섭 성분의 부가적 억제를 위해 필터(40)를 제어함에 이용된다.
도3은 도2에 따른 장치에 이용하기 위한 4개의 마이크로폰(20, 22, 24, 26)의 가능한 장치를 도시한 것이다. 이 장치는 다수의 스피커에 적당하다. 지시하는 각 마이크로폰에 의해 상기 마이크로폰(22, 24, 26)이 그 자체의 신호(s) 대신 신호(s)의 반사만을 수신한다. 이것은 이미 노이즈 캔설러의 출력 신호에서 간섭 성분의 억제를 유도한다. 적응 필터(30, 32, 34) 및 필터(40)를 이용함으로써, 상기한 바와 같이 다른 스피커로부터의 간섭 성분이 효과적으로 억제된다.
도4에 따른 적응 필터의 실행에 있어서, 신호(xi[k])는 주파수 도메인 적응 필터(50)의 입력과 도메인 프로그래머블 필터의 입력에 공급된다. 입력 신호(z[k])는 감산기(58)의 제 1 입력과 감산기(56)의 제 1 입력에 공급된다. 시간 도메인 프로그래머블 필터(54)의 출력은 감산기(58)의 제 2 입력에 접속된다. 감산기의 출력에서의 출력 신호는 이용 가능하다.
주파수 도메인 적응 필터(50)의 출력은 감산기(56)의 제 2 입력에 접속된다. 감산기(56)의 출력은 주파수 도메인 적응 필터(50)의 제 2 입력에 접속된다. 주파수 도메인 적응 필터의 제 2 입력은 고속 푸리에 변환기(52; Fast Fourier Transformer)의 입력에 접속된다. 주파수 도메인 적응 필터(50)의 상기 출력은 상기 주파수 도메인 적응 필터(50)의 파라메터를 전달한다. 빠른 역 푸리에 변환기의 출력은 시간 도메인 프로그래머블 필터(54)의 입력에 접속된다.
임펄스 응답의 필수 길이에 대해 시간 도메인 적응 필터가 주파수 도메인 적응 필터보다 더 복잡하기 때문에, 적응 필터(50)가 주파수 도메인으로 실현된다. 부가적으로, 시간 도메인 적응 필터는 주파수 도메인 적응 필터보다 더 긴 강한 자동 상호관계를 가진 신호에 대한 에코 경로에 응신해서 그 임펄스를 적용한다는 단점을 가지며, 이를 위해 수행이 간단한 디콜러레이션(correlation)이 이용된다. 이러한 디콜러레이션을 시간 도메인 적응 필터에 도입하는 것은 더 큰 복잡성을 포함할 수 있다.
주파수 도메인 필터(50)에서의 신호(xi[k]) 및 신호(r″[k])의 단순 블록은 직교 변환, 예컨대 신호 (Xi[p;m]) 및 신호(R″[p;m])을 얻기 위한 빠른 푸리에 변환에 종속되는데, 여기서 p는 정상 주파수이고, m은 블록 수이다. 주파수 도메인 필터(50)에서의 상호 관계 측정((Xi *[p;m])·(R″[p;m]))이 계산된다. 그 후, 필터(50)의 주파수 도메인 계수(W[p;m])는 LMS 알고리즘에 따라 갱신된다. 주파수 도메인 계수에 대해서는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
식1의 μ는 Xi[p;m]의 힘에 의존할 수 있는 이득 요소이다. 실제 필터링은 계수(W[p;m])에 의해 신호(Xi[p;m])를 다중화 함으로써 발생한다. 그 후, 여과된 신호는 감산기(56)의 제 2 입력에 적용되는 시간 도메인 여과 신호를 얻기 위해 빠른 역 푸리에 변환에 종속된다. 적응 필터(50)로부터의 주파수 도메인 계수는 시간 도메인 필터 계수로 변환된다. 이들 시간 도메인 필터 계수는 시간 도메인 프로그래머블 필터(54)에 적용되며, 실제로 간섭 계수의 복제를 결정한다. 여과되는 신호가 주파수 적응 필터와 대조하여 부가적 지연이 종속되지 않기 때문에, 필터(9)는 시간 도메인으로 실현되며, 여기서 확실한 부가적 지연은 불가피한 것이다.
도 5에 따른 간섭 성분 및 필터(16)의 주파수 스펙트럼을 추정하기 위한 수단의 조합에 있어서, 신호(y[k])는 윈도우 프로세서(60)에 적용된다. 윈도우 프로세서(60)의 출력은 빠른 푸리에 변환기(62)의 입력에 접속된다. 윈도우 프로세서(60)와 빠른 푸리에 변환기(62)의 조합은 간섭 성분의 주파수 스펙트럼의 추정치를 결정하기 위한 수단으로 구성한다. 빠른 푸리에 변환기의 출력은 진폭 디코더(64)에 접속된다. 진폭 검출기(64)의 출력은 계산기(78)의 제 1 입력에 접속된다.
신호(y[k])는 윈도우 프로세서(66)의 입력에 적용된다. 윈도우 프로세서(66)의 출력은 빠른 푸리에 변환기(68)의 입력에 접속된다. 빠른 푸리에 변환기(78)의 출력은 진폭 검출기(74)의 입력과 계산기(68)의 제 2 입력에 접속된다. 진폭 검출기(74)의 출력은 계산기(78)의 제 3 출력에 접속된다.
신호(z[k])는 윈도우 프로세서(70)에 적용된다. 윈도우 프로세서(70)의 출력은 빠른 푸리에 변환기(72)의 입력에 접속된다. 빠른 푸리에 변환기(72)의 출력은 진폭 검출기(76)에 접속된다. 진폭 검출기(76)의 출력은 계산기(78)의 제 4 입력에 접속된다.
계산기(78)의 출력은 빠른 역 푸리에 변환기(80)의 입력에 접속된다. 빠른 역 푸리에 변환기(80)의 출력에서의 출력 신호(r'[k])는 이용 가능하다.
윈도우 프로세서(66)에 있어서, 신호(r'[k])의 128 샘플 중 가장 최근 블록은
256 샘플의 버퍼 메모리에 저장되는 128 샘플 중 가장 최근 블록 이외의 블록과 함께 위치된다. 버퍼 메모리의 내용은 헤닝 윈도우(Hanning window)로 윈도우에 위치된다. 그 후, 신호의 128 샘플 중 가장 최근 블록은 다음 윈도우 동작에 이용하기 위해 저장되고, 128 샘플 중 가장 최근 블록 이외의 블록은 폐기된다. 윈도우 프로세서(60, 70)의 동작은 윈도우 프로세서(66)의 동작과 동일하다.
빠른 푸리에 변환기(62, 68, 72)는 신호(Y(ω), R(ω), Z(ω))를 얻기 위해 그들 각각의 입력 신호로부터 256 포인트 FFT를 계산한다. 진폭 검출기(64, 74, 76)는 다음 식(2, 3, 4)에 따른 주파수 스펙트럼의 진폭을 결정한다.
식(2, 3, 4)에서의는 x의 실수부를 나타내고,는 x의 허수부를 나타낸다. 식(2, 3, 4)에 따른 주파수 스펙트럼의 진폭 근사치는 계산을 간단히 하기 위해 사용된다.
계산기(78)는 신호(S)의 주파수 스펙트럼 진폭의 제 1 추정치를 계산으로 시작한다. S의 진폭 스펙트럼(Sa)에 대한 가능한 표현은 다음과 같다.
식(5)에서, α 및 β는 0.5 및 2 사이의 값을 가진 보통 상수이다. γ는 1 근처 또는 1 이상의 값을 가진 상수이다. 바람직한 값은 1.5이다. MAX 함수는 진폭 스펙트럼이 음의 값을 취하는 것을 방지하기 위해 식(5)에 삽입된다. 실험은 결과적으로 성능 저하 음이 생기지 않는 1과 같은 α 및 β를 선택하여 식(5)을 단순화 한 것을 나타낸 것이다. 그 후, 식(5)은 다음과 같이 변화시킨다.
적응 필터가 간섭 성분의 충분한 억제를 제공하는 경우, 식(6)에 따른 여과 동작을 줄이기 위해, 스펙트럼 플로어(spectral floor)가 다음 식에 따라 식(6)에 삽입된다.
식(7)에서, C는 0.003 근처의 값을 가진 상수이다.
여과 신호(r'[k])의 진폭 스펙트럼이 H(ω)·R(ω)와 같기 때문에, H(ω)에 대해서는 H(ω) = Sa(ω) / Ra(ω)로 쓰여질 수 있다. H(ω)의 최대값을 제한하기 위해, H(ω)는 MIN(1, Sa(ω) / Ra(ω))와 같게 만들어진다. 신호(r[k])를 여과함에 H(ω)가 이용되기에 앞서 H(ω)의 유연한 버전이 다음과 같이 유도된다.
식(8)에서, m은 블록 수이고, μ는 0.7의 값의 상수이다.
신호(r'[k])의 주파수 스펙트럼은 다음 식으로부터 결정된다.
계산기(78)의 출력 신호는 256 포인트 역 푸리에 변환(80)에 의해 시간 도메인으로 변환된다. 역 FFT의 첫번째 128 포인트는 이전에 계산된 역 FFT의 마지막 128 포인트에 부가된다. 현재 역 FFT의 마지막 128 포인트는 계산되는 다음의 IFFT의 첫 번째 128 포인트와의 조합을 위해 저장된다.
장치(5)에서의 신호(Ya(ω))는 적응 필터(10)의 출력 신호(y[k])로부터 직접 결정된다. 그러나, Ya(ω)의 보다 나은 추정치를 얻을 수 있다. 적응 필터의 임펄스 응답 길이는 보통 한정적인 것이다. 따라서 신호(z[k])에 존재하는 에코 신호는 적응 필터에 의해 재생되지 않는 테일(tail)을 나타내게 된다. 그러나, 이것은 다음에 기술한 바와 같이 Ya(ω)의 추정치에서 이 테일을 포함할 수 있다.
에코 신호의 진폭 스펙트럼(Ya(ω))에 대해서 다음과 같이 쓰여질 수 있다.
식(10)에서, Yaf(ω)는 적응 필터의 출력 신호의 진폭 스펙트럼이고, Ytail(ω)는 잔류 에코의 진폭 스펙트럼이다. 에코 경로의 임펄스 응답이 지수 함수적으로 감소하면, 잔류 에코의 진폭 스펙트럼은 다음 식에 따른 적응 필터의 출력 신호로부터 추정될 수 있다.
식(11)에서 α 및 β는 상수이고, m은 다음의 결정된 진폭 스펙트럼(Yaf(ω))을 나타내는 인덱스이며, p는 다수의 Yaf(ω)의 갱신 기간을 표현한 적응 필터의 길이이다. 신호(Y)가 고정적인 경우에, 식(11)은 다음 식에 근사화 될 수 있다.
1024 샘플의 임펄스 응답을 가진 필터에 대해, 128 샘플의 갱신 기간이 Yaf(ω)에 대해 사용되면, α 및 β에 대한 바람직한 값은 각각 0.79 및 0.04이다.
간섭 성분과 필터(16)의 주파수 스펙트럼을 추정하기 위한 수단(12)의 조합에 있어서, 신호(y[k])는 선형 예측 분석기(84)에 적용된다. 이 선형 예측 분석기(84)는 다수의 예측 계수(a[i])를 결정한다. 변환기 장치(86)는 a'[i] = a[i]·δ에 따른 밴드폭 확장과 같은 예측 계수로의 변환을 수행하며, 여기서 δ는 1 보다 작은 수이다. 변환 예측 계수는 실제 에너지 량을 가진 간섭 성분에 대한 주파수 조합을 억제하기 위해 필터(16)의 제어에 이용된다. 바람직한 필터는 다음과 같은 전달 함수를 가질 수 있다.
식(13)에서 p, q, μ는 1 보다 작은 상수이며, p는 q 이하이다. 식(13)은 스피치 코드(speech code)에 사용되는 포스트(post) 필터의 역 전달 함수에 근거한 것이다.
이러한 포스트 필터의 목적은 스피치 조합이 존재하면 스펙트럼의 일부를 개선하고, 스피치 조합이 존재하지 않으면 스펙트럼의 일부에서의 노이즈 조합을 억제하기 위한 것이다. 필터가 역 전달 함수를 취함으로써, 간섭 성분이 존재하지 않으면 스펙트럼의 일부가 개선되고, 강한 간섭 성분이 존재하면 스펙트럼의 일부가 약화된다.

Claims (6)

  1. 간섭 성분의 추정치를 도출하는 수단과, 간섭 성분의 추정치와 입력 신호간의 차이 신호를 결정하기 위한 감산 수단을 포함하는 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치에 있어서,
    상기 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 추정치를 결정하기 위한 수단과,
    상기 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 의존하는 적어도 하나의 주파수 범위에 대해 줄어든 전달 함수를 갖는 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 필터는 다른 신호로부터 출력 신호를 도출하기 위해 장치된 것을 특징으로 하는 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 추정치를 결정하기 위한 수단은, 상기 간섭 성분의 추정치로부터 상기 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 상기 추정치를 도출하기 위해 장치된 것을 특징으로 하는 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 필터는 입력 신호의 주파수 스펙트럼의 주파수 진폭과, 간섭 성분의 추정치의 주파수 스펙트럼 진폭의 차에 의존하는 절대값을 가진 전달 함수를 포함하는 것을 특징으로 하는 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 간섭 성분의 주파수 스펙트럼에 대한 추정치를 결정하기 위한 수단은, 상기 주파수 스펙트럼에서의 적어도 하나의 첨두 주파수를 결정하기 위해 장치되고, 상기 필터는 상기 적어도 하나의 피크 주파수 부근의 주파수 범위에서의 성분을 약화시키기 위해 장치된 것을 특징으로 하는 입력 신호의 간섭 성분을 억제하기 위한 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 따른 장치를 포함하는 확성 전화기.
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