NL8701633A

NL8701633A - Digitale echocompensator.

Info

Publication number: NL8701633A
Application number: NL8701633A
Authority: NL
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1987-07-10
Filing date: 1987-07-10
Publication date: 1989-02-01
Also published as: JP2936101B2; EP0301627B1; DE3880228D1; JPS6434021A; KR960004696B1; US4903247A; CA1318003C; DE3880228T2; KR890003156A; EP0301627A1

Description

R

i PHN 12.180 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven "Digitale echocompensator"

De uitvinding heeft betrekking op een digitale echocompensator met een ontvangpad tussen een ontvangingang en een ontvanguitgang, en een zendpad tussen een zendingang en een zenduitgang, welke echocompensator dient voor het compenseren van een additief echosignaal aan 5 de zendingang dat is ontstaan in responsie op een aan de ontvangingang aangeboden ontvangingangssignaal, welke echocompensator is voorzien van: - een filtercombinatie die bestaat uit - een eerste digitaal filter met een programmeerbaar filtercoëffi-ciëntengeheugen om in responsie op het ontvangingangssignaal een 10 eerste replicasignaal op te wekken dat een schatting is van het echosignaal, en - een tweede, adaptief digitaal filter met een filtercoëtfi-ciëntengeheugen om in responsie op het ontvangingangssignaal een tweede replicasignaal op te wekken dat een schatting is van het 15 echosignaal, welk tweede digitale filter verder is voorzien van middelen voor het vormen van een foutsignaal dat representatief is voor het verschil tussen een aan de zendingang aangeboden signaal en het tweede replicasignaal, en van een adaptatieprocessor voor het in responsie op het ontvangingangssignaal en het foutsignaal 20 adaptief wijzigen van filtercoëfficiënten en het toevoeren van de gewijzigde filtercoëfficiënten aan het filtercoëfficiën-tengeheugen van dit tweede digitale filter; - middelen voor het vormen van een zenduitgangssignaal als het verschil tussen het aan de zendingang aangeboden signaal en het eerste replica- 25 signaal; - stuurbare poortmiddelen voor het selectief toevoeren van de gewijzigde filtercoëfficiënten aan het programmeerbare filtercoëfficiën-tengeheugen van het eerste digitale filter; en - besturingsmiddelen voor het bloksgewijze bepalen van respectieve 30 niveaus van het foutsignaal en het zenduitgangssignaal, en voor het in responsie op de aldus bepaalde niveaus opwekken van een stuursignaal voor de poortmiddelen dat op voorgeschreven wijze afhangt van 8701633 * * PHN 12.180 2 verschillen tussen de desbetreffende niveaus.

Een digitale echocompensator met een dergelijke structuur is bekend uit een artikel "Echo Canceler with Two Echo Path Models1' van K. Ochiai e.a., gepubliceerd in IEEE Transactions on Communications, 5 Vol. COM-25, No. 6, juni 1977, biz. 589-595.

De in dit artikel beschreven echocompensator is in het bijzonder ingericht om de door dubbelspraak veroorzaakte storende invloed op de instelling van de echocompensator te bestrijden. Dubbelspraak treedt op wanneer een gewenst uit te zenden signaal en een echo-10 signaal gelijktijdig aan de zendingang worden aangeboden. De superpositie van deze signalen heeft dan tot gevolg dat de instelling van de echocompensator ter compensatie van het echosignaal in sterke mate kan worden ontregeld door het tevens aanwezige gewenste uit te zenden signaal. Zulks betekent dat de door de echocompensator gevormde replica 15 het acutele echosignaal dan niet meer afdoende compenseert. In bovenvermeld artikel wordt een robuuste oplossing gegeven van het door dubbelspraak veroorzaakte probleem van een mogelijke ontregeling van de echocompensator. Deze oplossing maakt gebruik van een filtercombinatie die bestaat uit een eerste digitaal filter dat voorzien is van een 20 programmeerbaar filtercoëfficiëntengeheugen en dat dient voor de eigenlijke echocompensatie, alsmede een tweede, adaptief digitaal filter met een bijbehorend filtercoëfficiëntengeheugen. Deze filters wekken beide een replica van het echosignaal op en zolang de door het adaptieve filter opgewekte replica een betere schatting van het echosignaal is dan 25 de door het programmeerbare filter opgewekte replica worden de filter-coëff.ciënten van het adaptieve filter overgenomen in het programmeerbare filter. Tijdens dubbelspraak wordt de instelling van het adaptieve filter verstoord en dan wordt het overnemen van de filtercoëffi-ciënten in het programmeerbare filter onderbroken. Daardoor wordt 30 bereikt dat de instelling van het adaptieve filter de werking van het programmeerbare filter voor de eigenlijke echocompensator niet verstoort tijdens dubbelspraak.

Deze bekende digitale echocompensator is volledig in het tijd-domein geïmplementeerd. In het gebied van spraak- en data-35 transmissie wordt in het merendeel van de toepassingen gebruik gemaakt van tijd-domein adaptieve filters (TDAF) die zijn gerealiseerd als adaptieve transversaal filters, waarin een "least mean-square" (LMS) 8701¢33 Μ ί ΡΗΝ 12.180 3 algoritme voor de adaptatie van filtercoëfficiënten wordt gebruikt.

Wanneer de lengte van de impulsresponsie van het echopad grote waarden aanneemt, zoals bijvoorbeeld het geval is bij toepassingen in het gebied van de akoestiek, heeft een als transversaal filter gerealiseerd TDAF 5 het bezwaar dat de complexiteit uitgedrukt in termen van rekenkundige bewerkingen (vermenigvuldigingen en optellingen) per uitgangsmonster lineair toeneemt met het aantal tijd-discrete componenten waarmee de impulsresponsie van het echopad kan worden gerepresenteerd. Meer in het bijzonder geldt voor deze bekende echocompensator dat het aantal bewer-10 kingen dat voor het berekenen van N componenten nodig is, voor het programmeerbare filter ligt in de grootte-orde van in verband met de berekening van N monsters van het eerste replicasignaal, en voor het adaptieve filter in de grootte-orde van in verband met de berekening van N monsters van het tweede replicasignaal en eveneens in de p 15 grootte-orde van N* in verband met de berekening van de adaptaties voor N filtercoëfficiënten. Bovendien heeft een als transversaal filter gerealiseerd TDAF een lage convergentiesnelheid voor sterk (auto)gecorreleerde ingangssignalen, zoals spraak en bepaalde soorten van data. De convergentiesnelheid neemt namelijk af met een toename van 20 de verhouding tussen de maximum en minimum eigenwaarden van de corre-latiematrix van het ingangssignaal. In dit verband wordt verwezen naar een artikel “Echo Cancellation Algortihms" van C.W.K. Gritton en D.W.

Lin, gepubliceerd in IEEE ASSP Magazine, april 1984, blz. 30-38, in het bijzonder de sectie "LMS Algorithm" op blz. 32-33.

25 Met de uitvinding is beoogd tegemoet te komen aan de bovengeschetste bezwaren van een digitale echocompensator van de soort zoals beschreven in de aanhef van conclusie 1.

Een digitale echocompensator volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk dat: 30 - in genoemde filtercombinatie het tweede digitale filter een frequentiedomein blok-adaptief filter is met een bloklengte van N' componenten, waarbij voor elk signaalblok m een aantal van N' frequentie-domein filtercoëfficiënten W(p;m) beschikbaar is met p = 0,1,2,...,N'-1, en het eerste digitale filter een tijd-domein programmeerbaar digitaal 35 filter is met een aantal van N tijd-domein filtercoëfficiënten w(i;m) met i = 0,1,2,...,N-1, waarbij N' groter is dan N; en - de echocompensator verder is voorzien van transformeermiddelen die 8701633 PHN 12.180 4 zijn opgenomen in cascade met de poortmiddelen voor het vormen van de in het eerste digitale filter benodigde N tijd-domein filtercoëffi-ciënten w(i;m) als componenten van een Ν'-punt Discrete Orthogonale Transformatie van een blok N' frequentie-domein filtercoëfficiën-5 ten W(p;m).

Opgemerkt wordt in het kader van de onderhavige uitvinding gebruik gemaakt kan worden van bekende implementaties van een frequentie-domein blok-adaptief filter zoals die bijvoorbeeld zijn beschreven in een artikel "A Unified Approach to Time- and Frequency-10 Domain Realization of FIR Adaptive Digital Filters" van G.A. Clark e.a., gepubliceerd in IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. ASSP-31, No. 5, oktober 1983, biz. 1073-1083, en in een artikel “Unconstrained Frequency-Domain Adaptive Filter" van D. Mansour e.a., gepubliceerd in IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal 15 Processing, Vol. ASSP-30, No. 5, oktober 1982, biz. 726-734.

Een volgens de uitvinding gestructureerde echocompensator leidt nu tot een aanmerkelijke reductie van de rekenkundige complexiteit wanneer voor de implementatie van de Discrete Orthogonale Transformaties (DOT's) respectievelijk Inverse Discrete Orthogonale Transformaties 20 (IDOT's) gebruik wordt gemaakt van snelle en efficiënte algoritmen.

Voor de op grote schaal toegepaste Discrete Fourier Transformaties t (DFT's) zoals beschreven in bovenvermelde artikelen staan dergelijke rekenkundige efficiënte algoritmen bekend als "Fast Fourier Transform" (FFT). Meer in het bijzonder kan in dat geval de grootte-orde van het 25 aantal bewerkingen dat nodig is voor het berekenen van een aantal van N componenten dan als volgt worden aangegeven: voor het tijd-domein programmeerbare eerste digitale filter, N^ in verband met de berekening van het eerste replicasignaal; voor het frequentie-domein blok-adaptieve tweede digitale filter, N'logN' in verband met de 30 berekening van de adaptaties voor de N' frequentie-domein filter-coëfficiënten en eveneens N'logN' in verband met de berekening van het tweede replicasignaal.

Het gebruik van een dergelijk frequentie-domein adaptief filter (FDAF) biedt tevens de mogelijkheid om de convergentie-eigen-35 schappen voor sterk (auto)gecorreleerde ingangssignalen aanzienlijk te verbeteren, aangezien voor elk van de nagenoeg orthogonale frequentiedomein component^'!' van het adaptatie-algoritme op eenvoudige wijze kan 8701633 af i PHN 12.180 5 worden genormeerd overeenkomstig het vermogen van de desbetreffende frequentie-domein component. In dit verband wordt nogmaals verwezen naar het reeds genoemde artikel “Echo Cancellation Algorithms" van C.W.K.

Gritton en D.W. Lin, waarin op blz. 36. een dergelijke normering in het 5 kort wordt beschreven.

Een ander belangrijk voordeel dat samenhangt met de specifieke filtercombinatie zoals toegepast in een echocompensator volgens de uitvinding, schuilt in de verwaarloosbare vertraging waarmee het door het tijd-domein programmeerbare filter (TDPF) geproduceerde 10 eerste replicasignaal voor compensatie van een acuteel echosignaal beschikbaar is. Dankzij deze specifieke filtercombinatie (FDAF en TDPF) gaat de eigenlijke echocompensatie niet gepaard met een aanzienlijke vertraging, hetgeen wel het geval zou zijn indien beide filters in het frequentie-domein zouden zijn geïmplementeerd. Een dergelijke geringe 15 vertraging betekent namelijk dat in een duplex-communicatieverbinding geen extra vertraging in het signaalpad behoeft te worden ingevoerd om er voor te zorgen dat een gegenereerd replicasignaal in tijd samenvalt met het actuele te compenseren echosignaal.

Na convergentie zullen de filtercoëfficiënten van een 20 adaptief digitaal filter blijven fluctueren rond hun eindwaarden, en wel door de aanwezigheid van ruis of andersoortige signalen die zijn gesuper-poneerd op het referentiesignaal (actueel echosignaal) en door de ein-- t dige precisie (dat wil zeggen de woordlengte of het aantal bits) waarmee de verschillende signalen in het digitale filter zijn gerepresenteerd.

25 Bij de gebruikelijke, in de praktijk geldig gebleken veronderstellingen omtrent de statistische onafhankelijkheid van de verschillende grootheden in een filter, hebben de afzonderlijk filtercoëfficiënten dezelfde variantie wanneer in de adaptatielus van het filter geen gebruik wordt gemaakt van zogeheten vensterfuncties. Zulks betekent dat 30 bij eenzelfde convergentiesnelheid van het adaptieve filter (dat wil zeggen, eenzelfde versterkingsfactor in het adaptatie-algoritme) het gebruik van N' in plaats van N filtercoëfficiënten resulteert in een toename van de bodemruisfactor van het filter met bijvoorbeeld 3 dB in het praktische geval dat Ν'- 2N is, aangezien deze bodemruisfactor wordt 35 bepaald door de som van de varianties van de filtercoëfficiënten. In de praktijk wordt de versterkingsfactor in het adaptatie-algoritme zodanig gekozen dat een vocrgeschreven waarde* van de bodemruisfactor niet 8701633 « PHN 12.180 6 wordt overschreden. Teneinde een toename van deze bodemruisfactor in een FDAF te compenseren dient deze versterkingsfactor in dit praktische geval met N'= 2N te worden gehalveerd met als gevolg dat de convergentie-snelheid eveneens wordt gehalveerd.

5 In bovenvermeld artikel van Clark e.a. is voor dit pro bleem een oplossing aangegeven, waarbij de N' filtercoëfficiënten worden verkregen met gebruikmaking van in de adaptatielus opgenomen ven-stermiddelen voor het uitvoeren van een operatie waarvan het tijd-domein equivalent een vermenigvuldiging is met een rechthoekige vensterfunctie 10 ter lengte van N' tijd-discrete componenten die aan de laatste Ν'- N componenten de waarde nul opdringt.

In een digitale echocompensator volgens de uitvinding is het echter niet noodzakelijk dat dergelijke venstermiddelen in het FDAF worden toegepast, terwijl de dan toegenomen bodemruisfactor desondanks 15 niet doorwerkt in het TDPF. Weliswaar maakt het FDAF gebruik van N' frequentie-domein filtercoëfficiënten waarmee N' tijd-domein filtercoëfficiënten corresponderen, maar voor het overdragen van filtercoëfficiënten van het FDAF naar het TDPF is een transformatie vanuit het frequentie-domein naar het tijd-domein vereist. Van de N' corres-20 ponderende tijd-domein coëfficiënten kunnen dan de Ν'- N tijd-domein coëfficiënten die overbodig zijn voor het TDPF op eenvoudige wijze worden geëlimineerd tijdens deze transformatie, zodat ook de bijdrage van deze Ν'- N tijd-domein coëfficiënten aan de bodemruisfactor van het FDAF niet doordringt tot het TDPF. Bovendien is de aldus gereali-25 seerde vensterfunctie veel eenvoudiger te implementeren dan de in een FDAF toegepaste vensterfunctie, waarvan de implementatie aanzienlijk bijdraagt tot rekenkundige complexiteit van een FDAF (vergelijk de beschrijving van Fig. 3 in bovenvermeld artikel van Clark e.a.)

Resumerend resulteert een echocompensator volgens de 30 uitvinding in de volgende voordelen ten opzichte van de bekende technieken: - een aanzienlijke reductie van de aantallen rekenkundige operaties die nodig zijn voor het compenseren van echosignalen; dit speelt in het bijzonder een rol bij echopaden met. een impuls-35 responsie van grote lengte, zoals akoestische echopaden waarbij een relatief groot, aantal (1000 a 2000) filtercoëfficiënten vereist is voor de echocompensatie; 8701635 f PHN 12.180 7 - de convergentiesnelheiö is op eenvoudige wijze te verhogen; - een verwaarloosbare vertraging bij de echocompensatie; en - een geringe bodemruis niettegenstaande afwezigheid van venster-middelen in het FDAF.

5 Deze voordelen worden bovendien bereikt met behoud van een robuuste oplossing voor het dubbelspraak probleem.

Alhoewel bij dubbelspraak het TDPF wordt geïsoleerd doordat de invoer van filtercoëfficiënten vanuit het FDAF wordt onderbroken, kan dit FDAF zelf tijdens dubbelspraak in sterke mate 10 worden ontregeld. Zulks betekent dat het, na beëindiging van dubbelspraak, extra tijd zou vergen om een dergelijke ontregeling teniet te doen en vervolgens de toevoer aan het TDPF van correct geregeld coëfficiënten vanuit het FDAF te hervatten. Volgens een verder aspect van de uitvinding kan aan dit bezwaar tegemoet worden gekomen.

15 Een voorkeursuitvoering van een echocompensator volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk dat: - de echocompensator tevens is voorzien van een cascadecombinatie van tweede stuurbare poortmiddelen en tweede transformeermiddelen voor het vormen van de N' frequentie-domein filtercoëfficiënten W(p;m) als 20 componenten van een Discrete Orthogonale Transformatie van de N filter-coêfficiënten w(i;m) in het programmeerbare filtercoëfficiën-tengeheugen van het eerste digitale filter en voor het selectief terugvoeren van de aldus gevormde filtercoëfficiënten W(p;m) naar het tweede digitale filter; en 25 - de besturingsmiddelen tevens zijn ingericht voor het bloksgewijs bepalen van de respectieve niveaus van het ontvangingangssignaal en het zendingangssignaal, en voor het opwekken van een tweede stuursignaal voor het openen van de tweede poortmiddelen indien het aldus bepaalde niveau van het ontvangingangssignaal kleiner is dan het 30 aldus bepaalde niveau van het zendsignaal.

De juist vóór het optreden van dubbelspraak in het TDPF aanwezige en correct geregelde filtercoëfficiënten kunnen aldus tijdens de dubbelspraak vanuit het TDPF naar het FDAF worden teruggevoerd. Opgemerkt wordt dat het filtercoëfficiëntentransport vanaf 35 het FDAF naar het TDPF en vice versa zal plaatsvinden in onderling gescheiden tijdsintervallen, zodat de respectieve betrokken transformaties niet gelijktijdig worden uitgevoerd. Zulks betekent dat in een 8701633 PHN 12.180 8 praktische implementatie de beschikbare verwerkingstijd efficiënt kan worden gebruikt.

Een echocompensator volgens de uitvinding kan met voordeel worden toegepast in een telefoontoestel met luidsprekerweergave.

5 Daarbij verdient het aanbeveling om het van het TDPF deel uitmakend programmeerbaar filtercoëfficiëntengeheugen waarin de aangevoerde filtercoêfficiënten tijdelijk worden opgeslagen, bij het installeren van het telefoontoestel voor te programmeren. Zulks is goed mogelijk aangezien een groot gedeelte van het echopad tussen luidspreker en 10 microfoon is bepaald door het toestel zelf en aldus bekend is. Daardoor kan de te modelleren impulsresponsie (die karakteristiek is voor het actuele echopad) op redelijke wijze in eerste aanleg worden benaderd door als beginwaarden in dit programmeerbare filtercoëfficiëntengeheugen filtercoêfficiënten in te voeren die zulk een benaderd 15 model representeren.

De uitvinding en haar voordelen zullen in het onderstaande nader worden toegelicht met verwijzing naar de tekeningen, waarbi j:

Figuur 1: een schema toont ter illustratie van de wijze 20 waarop een echocompensator in het algemeen wordt toegepast in een toestel dat dient voor het ontvangen en uitzenden van spraaksignalen;

Figuur 2: een schema toont van een tijd-discreet model van een bekende uitvoeringsvorm van een digitale echocompensator;

Figuur 3: een algemeen schema toont van een tijd-discreet 25 model van een uitvoeringsvorm van een digitale echocompensator volgens de uitvinding;

Figuur 4: een nader uitgewerkt schema toont van een tijd-discreet model van een uitvoeringsvorm van een digitale echocompensator volgens de uitvinding; 30 Figuur 5: een schema toont van een variant van een gedeelte van de uitvoeringsvorm volgens figuur 4, ter illustratie van een andere implementatie van de overlap-bewaarmethode; en

Figuur 6: een schema toont van een mogelijke implementatie van de besturingsmiddelen in figuur 5 voor het opwekken van 35 stuursignalen voor de poortmiddelen die worden gebruikt bij het transport van filtercoêfficiënten.

In figuur 1 is een vereenvoudigd conceptueel Mokschema 8701633 PHN 12.180 9 weergegeven van de toepassing van een echocompensator in een telefoontoestel met luidspekerweergave van een ontvangen spraaksignaal. Een dergelijke echocompensator 1 omvat een ontvangpad 2 met een ontvangingang RI en een ontvanguitgang RO, alsmede een zendpad 3 met een zendingang SI 5 en een zenduitgang S0. Een ontvangingangssignaal x(t)f hierna aangeduid als veraf-signaal, wordt aangeboden aan ontvangingangs RI en doorgegeven via ontvangpad 2 naar ontvanguitgang RO die via een ontvangversterker 4 is aangesloten op een luidspreker 5. Een microfoon 6 wekt een gewenst uit te zenden signaal op dat via een zendversterker 7 wordt aangeboden 10 aan zendingang SI als zendingangssignaal s(t), hierna aangeduid als nabij-signaal. Dit nabij-signaal s(t) wordt via een zendpad 3 doorgegeven naar zenduitgang SO. Tussen luidspreker 5 en microfoon 6 is een akoestisch echopad aanwezig dat in figuur 1 symbolisch is aangeduid door een pijl 8. Via dit akoestische echopad 8 kan een veraf-signaal x(t) aan 15 ontvanguitgang RO een ongewenst additief echosignaal e(t) aan zendingang SI introduceren, zodat aan zendingang SI een somsignaal z(t) = s(t)+e(t) wordt aangeboden. Echocompensator 1 heeft nu als taak dit ongewenste echosignaal e(t) zo goed mogelijk te compenseren. Daartoe bevat echocompensator 1 een filter 9 dat in responsie op veraf-signaal x(t) in ont-20 vangpad ? een signaal ê(t) opwekt dat een replica is van ongtawenst echosignaal e(t). Dit replicasignaal ê(t) wordt afgetrokken van somsignaal z(t)=s(t)+e(t) aan zendingang SI met behulp van een combinatie-circuit 10 voor het vormen van een zenduitgangssignaal r(t) dat te schrijven is als 25 r(t) = s(t)+[e(t)-ê(t)]

Uit deze uitdrukking blijkt dat signaal r(t) aan zenduitgang SC representatief is voor gewenst uit te zenden signaal s(t) wanneer replicasignaal ê(t) een betrouwbare schatting is van echosignaal e(t), aangezien dan de tweede term in het rechterlid van deze uitdrukking prak-30 tisch gelijk aan nul zal zijn. In het algemeen zal de overdrachtskarak-teristiek van het echopad tussen ontvanguitgang R0 en zendingang SI met de tijd variëren, waarbij vooral akoestisch echopad 8 grote variaties kan vertonen. Aangezien echosignaal e(t) in goede benadering beschouwd mag worden als de lineaire convolutie van veraf-signaal x(t) met de im-35 pulsrespcnsie h(t.) van het echopad tussen ontvanguitgang R0 en zendin-gang SI, zal de met de tijd variënde gedaante van impulsresponsie " h(t) lelden tot corresponderende variaties van echosignaal e(t) aan zend·· 8701633 PHN 12.180 10 ingang SI. Filter 9 in echocompensator 1 is daarom uitgevoerd als adaptief filter dat als taak heeft zijn impulsresponsie w(t) zo goed moge-lijk gelijk te maken aan impulsresponsie h(t) van echopad RO-SI. De adaptieve instelling van dit filter 9 wordt bestuurd door signaal r(t) aan 5 de uitgang van combinatiecircuit 10. Deze adaptieve instelling wordt voortgezet zolang er correlatie bestaat tussen stuursignaal r(t) en veraf-signaal x(t). Wanneer uitsluitend veraf-signaal x(t) aanwezig is (en dus nabij-signaal s(t) = 0 is), zal adaptief filter 9 een replica-signaal ê(t) opwekken dat een betrouwbare schatting is van echosignaal 10 e(t). Wanneer echter zowel veraf-signaal x(t) als ook nabij-signaal s(t) aanwezig zijn, ontstaat een situatie die gewoonlijk wordt aangeduid als dubbelspraak ("double talk"). Indien geen passende maatregelen worden genomen, kan de instelling van adaptief filter 9 in sterke mate worden ontregeld tijdens dubbelspraak door de aanwezigheid van nabij-15 signaal s(t) als storende term in stuursignaal r(t). Deze ontregeling van adaptief filter 9 leidt tot een replicasignaal ê(t) dat geen betrouwbare schatting meer is van echosignaal e(t), zodat aan zenduit-gang S0 een signaal r(t) optreedt dat hinderlijk wordt gestoord door een onvoldoende of zelfs onjuist gecompenseerd echosignaal.

20 Aangezien de onderhavige uitvinding betrekking heeft op een digitale echocompensator zal in de navolgende beschrijving gebruik gemaakt worden van een tijd-discrete modellering. Een dergelijke modellering kan het eenvoudigst worden verkregen door in het conceptuele schema van figuur 1 te veronderstellen dat de signalen x(t) en z(t) aan 25 ontvangingang RI en zendingang SI worden toegevoerd via (niet weergegeven) analoog-digitaal converters, de signalen x(t) en r(t.) aan ontvang-uitgang R0 en zenduitgang SO worden ontleend via (niet weergegeven) digitaal-analoog converters en verder alle relevante signalen in echocompensator 1 digitale signalen zijn. Deze digitale signalen worden op 30 conventionele wijze genoteerd, zodat bijvoorbeeld x(3c) een gekwantiseerd monster van tijd-continu signaal x(t) op tijdstip t = kT aanduidt, waarbij 1/T de bemonsterfrequentie is. Volledigheidhalve wordt opgemerkt dat in de praktijk een aan filter 9 toe te voeren tijd-discreet signaal x(k) wordt ontleend aan tijd-continu signaal x(t) in ontvangpad 2 met behulp 35 van een analoog-digitaal converter tussen ontvangpad 2 en ingang van filter 9 om te bereiken dat geen onnodige kwantiseringsruis wordt geïntroduceerd in het aan luidspreker 5 toegevoerde signaal x(t) door een 8701¢35 PHN 12.180 11 cascade van analoog-digitaal en digitaal-analoog converters. Voor de verdere beschrijving blijft dit laatste punt buiten beschouwing.

Figuur 2 geeft een schema van een tijd-discreet model van een bekende uitvoeringsvorm van een digitale echocompensator die een 5 robuuste oplossing biedt voor het in het voorgaande geschetste probleem dat wordt veroorzaakt door dubbelspraak. Corresponderende elementen in figuren 1 en 2 (en evenzo in de verdere figuren) worden steeds met dezelfde verwijzingssymbolen aangeduid. Verder is in figuur 2 het gehele echopad tussen ontvanguitgang RO en zendingang SI schematisch aangeduid 10 door een gestippeld blok 8 dat in responsie op signaal x(k) een ongewenst echosignaal e(k) opwekt en dat met behulp van een gestippeld aangeduide opteller is aangesloten op zendingang SI voor het vormen van somsignaal z(k)=s(k)+e(k).

De configuratie van echocompensator 1 in figuur 2 corres-15 pondeert met die in Fig. 1 van het bovenvermelde artikel van Ochiai e.a. Deze echocompensator 1 bevat een filtercombinatie die bestaat uit een eerste tijd-domein programmeerbaar filter 9 met een programmeerbaar geheugen 9(1) voor de filtercoëfficiënten, en een tweede tijd-domein adaptief filter 11. Het eerste tijd-domein filter 9 wekt in responsie op 2C veraf-signaal x(k) een eerste -replicvrignaal ê(k) op dat een schatting is van echosignaal e(k). Daartoe bevat filter 9 een circuit 9(2) voor het uitvoeren van een lineaire convolutie van signaal x(k) met de impulsresponsie van filter 9 die gerepresenteerd wordt door een aantal van N filtercoëfficiënten in geheugen 9(1) met waarden w(i), waarbij 25 i = 0,1,2,...,N-1 is en N gelijk is aan het aantal monsters dat gebruikt wordt voor een voldoende nauwkeurige representatie van impulsresponsie h(i) van echopad 8. Dit eerste door filter 9 opgewekte replicasignaal e(k) wordt gebruikt voor de eigenlijke echocompensatie en wordt daartoe in combinatiecircuit 10 afgetrokken van somsignaal z(k) = s(k)+e(k) aan 30 zendingang SI voor het vormen van signaal r(k) aan zenduitgang SO. Het tweede tijd-domein adaptieve filter 11 is ingericht om steeds de meest geschikte waarden w(i) voor de N filtercoëfficiënten van het eerste tijd-domein filter 9 beschikbaar te stellen. Daartoe is filter 11 voorzien van een tijd-domein filtergedeelte 12, een adaptatieprocessor 13 35 en een combinatiecircuit 14. In responsie op veraf-signaal x(k) wekt filtergedeelte 12 een tweede replicasignaal êa(k) op dat eveneens een schatting is van echosignaal e(k). Filtergedeelte 12 bevat daartoe 8701633 PHN 12.180 12 een geheugen 12(1) voor een aantal van N filtercoëfficiênten en een circuit 12(2) voor het uitvoeren van een lineaire convolutie van signaal x(k) met de impulsresponsie van filter 11 die wordt gerepresenteerd door de N filtercoëfficiênten ingeheugen 12(1). Met behulp van combinatie-5 circuit 14 wordt een foutsignaal r, (k) gevormd dat representatief is voor het verschil tussen somsignaal z(k) = s(k)+e(k) aan zendingang SI en dit tweede replicasignaal êa(k). Adaptatieprocessor 13 is inge-richt voor het op adaptieve wijze corrigeren van elk van de N coëfficiënten van filter 11 in responsie op veraf-signaal x(k) en fout-10 signaal ra(k), en verder voor het continu toevoeren van deze N gecorrigeerde filtercoëfficiênten aan geheugen 12(1) van filter-gedeelte 12 van filter 11. Aldus zijn recent gecorrigeerde waarden voor de N filter-coëfficiënten van het eerste, programmeerbare filter 9 steeds beschikbaar in geheugen 12(1) van het tweede, adaptieve filter 11. Met 15 betrekking tot de in processor 13 uitgevoerde adaptatie wordt opgemerkt dat daarvoor gebruik gemaakt kan worden van bekende algoritmes van het LMS-type ("least meansquare"). Verder wordt opgemerkt dat foutsignaal ra(k) in figuur 2 gelijk is aan het verschil z(k) - êa(k) tussen de signalen aan zendingang SI en de uitgang van filtergedeelte 12, maar 20 dat het ook mogelijk is om op bekende wijze gebruik te maken van sterk gekwantiseerde versies van dit verschil als foutsignaal ra(k) waardoor de implementatie van adaptatie-processor 13 kan worden vereenvoudigd.

De waarden van de N filtercoëfficiênten in geheugen 12(1) van adaptief filter 11 worden continu aangepast aan de variaties 25 van impulsresponsie h(i) van echopad 8, maar deze continu aangepaste waarden worden slechts selectief toegevoerd aan programmeerbaar geheugen 9(1) van filter 9 via stuurbare poortmiddelen 15. Zolang het door adaptief filter 11 opgewekte tweede replicasignaal êa(k) een betere schatting van echosignaal e(k) is dan het door programmeerbaar filter 9 30 opgewekte eerste replicasignaal ê(k) zijn deze poortmiddelen 15 geopend en worden de aangepaste filtercoëfficiênten in geheugen 12(1) van adaptief filter 11 overgenomen in programmeerbaar geheugen 9(1) van filter 9. Tijdens dubbelspraak is aan zendingang SI zowel nabij-signaal s(k) als ook echosignaal e(k) aanwezig en kan de instelling van adaptief 35 filter 11 in sterke mate worden ontregeld door de aanwezigheid van nabij-signaal s(k) als storende term in foutsignaal ra(k), waardoor de situatie kan ontstaan dat het eerste replicasignaal ê(k) een betere schat- 8701633 PHN 12.180 13 ting is van echosignaal e(k) dan het tweede replicasignaal êa(k). In een dergelijke situatie worden de poortmiddelen 15 geblokkeerd en wordt de toevoer van aangepaste filtercoëfficiënten naar programmeerbaar geheugen 9(1) onderbroken. Daardoor wordt bereikt dat programmeerbaar 5 filter 9 als het ware immuun is gemaakt voor een mogelijke ontregeling van adaptief filter 11 tijdens dubbelspraak, zodat ook dan een effectieve compensatie van echosignaal e(k) is gewaarborgd zolang echopad 8 geen significante veranderingen ondergaat.

Als belangrijkste criterium voor de besturing van poort-10 middelen 15 wordt gebruikt de onderlinge verhouding van de niveaus van foutsignaal ra(k) in adaptief filter 11 en van signaal r(k) aan zend-uitgang S0. Daartoe bevat echocompensator 1 in figuur 2 besturingsmid-delen 16 die zijn ingericht voor het bloksgewijs bepalen van respectieve niveaus van foutsignaal ra(k) en zenduitgangssignaal r(k). In res-f5 ponsie op deze bloksgewijs bepaalde niveaus van de signalen ra(k) en r(k) wekken besturingsmiddelen 16 een stuursignaal op voor poortmiddelen 15 dat op voorgeschreven wijze afhangt van de verschillen tussen deze niveaus. In overeenstemming met bovenvermeld artikel van Ochiai e.a. wordt een stuursignaal opgewekt voor het openen van poortmiddelen 15 20 voor de toevoer van aangepaste filtercoëfficiënten naar programmeerbaar geheugen 9(1) wanneer voldaan is aan de voorwaarde L[ra(k)] < c-jLCrfk)] (1)

Daarbij duidt het symbool L het niveau aan van het desbetreffende signaal in een blok met een aantal van M opeenvolgende signaalmonsters en 25 is c.] een positieve constante met een waarde kleiner dan 1. In het geval van spraaksignalen met een bemonsterfreguentie van 1/T = 8 kHz kunnen voor M en bijvoorbeeld de waarden M = 128 en c1 = 0,875 worden gekozen. Zoals bekend kan het niveau L van een signaal in een blok van M signaalmonsters op verschillende wijzen worden gerepresen-30 teerd, bijvoorbeeld door de over dit blok gemiddelde waarde van de amplitude of van het vermogen van de signaalmonsters, maar ook door de piekwaarde van de amplitude van de signaalmonsters in dit blok. In de navolgende beschrijving zal worden verondersteld dat het niveau L betrekking heeft op de over een blok gemiddelde waarde van het vermogen 35 van de signaalmonsters, maar het behoeft geen verder betoog dat deze veronderstelling geen beperking van het begrip niveau van een signaal inhoudt.

8701633 PHN 12.180 14

Bovengenoemde voorwaarde (1) geeft aan dat het niveau van foutsignaal ra(k) meer dan -20 log dB lager is dan het niveau van zenduitgangssignaal r(k). In een praktische implementatie van besturings-middelen 16 wordt verder vereist dat aan voorwaarde (1) is voldaan gedu-5 rende een aantal van D opeenvolgende blokken van M signaalmonsters voordat het stuursignaal poortmiddelen 15 opent voor de toevoer van filter-coëfficiënten naar programmeerbaar geheugen 9(1) van filter 9. Bij de genoemde waarden voor I en Cj kan bijvoorbeeld de waarde D = 3 worden gekozen.

10 De besturing van poortmiddelen 15 op basis van voorwaarde (1) blijkt in de praktijk voldoende te zijn om in de meeste gevallen de verstoring van de echocompensatie tijdens dubbelspraak te voorkomen.

Deze besturing kan worden verbeterd door overeenkomstig bovenvermeld artikel van Ochiai e.a. te eisen dat een stuursignaal voor het openen van 15 poortmiddelen 15 eerst dan wordt opgewekt wanneer bovendien gelijktijdig is voldaan aan de voorwaarden L[ra(k)] < c2L[z(k)] (2) L[z(k)] < c3L[x(k)] (3) waarbij c2 en c3 positieve constanten zijn met een waarde kleiner 20 dan 1. Zodra aan deze voorwaarden (1), (2) en (3) gelijktijdig wordt voldaan gedurende D opeenvolgende blokken van M signaalmonsters worden de poortmiddelen 15 geopend en in het tegenovergestelde geval worden de poortmiddelen 15 geblokkeerd zodat de toevoer van aangepaste filter-coëfficiënten naar programmeerbaar geheugen 9(1) wordt onderbroken.

25 Voorwaarde (2) geeft aan dat het niveau van foutsignaal ra(k) meer dan -20 log c2 dB lager is dan het niveau van zendingangssignaal z(k). In afwezigheid van dubbelspraak, dus in het geval dat nabij-signaal s(k) = 0 is, houdt voorwaarde (2) in dat de compensatie van echosignaal e(k) door tweede replicasignaal ê&(k) meer dan -20 log c2 dB 30 bedraagt. Voorwaarde (3) houdt in dat de overdracht van aangepaste filtercoëfficiënten wordt onderbroken wanneer het niveau van zendingangssignaal z(k) minder dan -20 log c3 dB lager is dan het niveau van veraf-signaal x(t), dus wanneer duidelijk blijkt dat dubbelspraak optreedt.

35 Zoals reeds uitvoerig is uiteengezet, kleven aan een dergelijke echocompensator met een filtercombinatie van twee tijd-domein filters 9 en 11 de bezwaren dat de complexiteit, uitgedrukt in U-ïmcn 8701633 PHN 12.180 15 van rekenkundige bewerkingen (vermenigvuldigingen en optellingen) per uitgangsmonster, zowel voor programmeerbaar filter 9 als voor adaptief filter 11 lineair toeneemt met het aantal van N monsters dat wordt gebruikt voor een voldoende nauwkeurige representatie van impulsrespansie 5 h(i) van echopad 8, terwijl het gewoonlijk als transversaalfilter gerealiseerde adaptieve filter 11 een lage convergentiesnelheid bezit voor sterk (auto)gecorreleerde veraf-signalen x(k), zoals spraak en bepaalde typen van data. Deze bezwaren wegen bijzonder zwaar wanneer impulsresponsie h(i) van echopad 8 een grote lengte bezit met waarden N van 1000 tot 10 2000, zoals het geval is bij de hier beschouwde akoestische echopaden.

Figuur 3 toont een algemeen schema van een tijd-discreet model van een uitvoeringsvorm van een digitale echocompensator volgens de uitvinding, waarmee aan de bovengeschetste bezwaren van de aan de hand van figuur 2 beschreven bekende echocompensator wordt tegemoet 15 gekomen.

Daartoe is een echocompensator volgens de uitvinding voorzien van een specifieke filtercombinatie, waarin het eerste digitale filter 9 een tijd-domein programmeerbaar filter (TDPF) is en het tweede digitale filter 11 een frequentie-domein blok-adaptief filter (FDAF) is. /0 De keuze van deze specifieke filtercombinatie (.9,11) berust op de overweging dat TDPF 9 op monster-basis werkt zodat het eerste replicasignaal ê(k) voor compensatie van een actueel echosignaal e(k) aan zendingang SI beschikbaar is met een in de praktijk verwaarloosbare vertraging van één monsterinterval, en dat het gebruik van een FDAF 11 de mogelijk-25 heid biedt van een aanzienlijke besparing in aantallen rekenkundige bewerkingen en bovendien de mogelijkheid om het convergentiegedrag van de echocompensator 1 op eenvoudige wijze aanzienlijk te verbeteren, één en ander met behoud van de robuuste oplossing voor het dubbel-spraak probleem die is toegelicht aan de hand van figuur 2.

30 In figuur 3 is de algemene structuur van een frequentie domein blok-adaptief filter 11 zeer schematisch weergegeven. In figuur 3 en in de volgende figuren duiden signaalpaden met dubbele lijnen paden in het frequentie-domein aan en signaalpaden met enkele lijnen paden in het tijd-domein. Transformaties vanuit het tijd-domein naar het frequen-3Γ· tie-domeiiï en viee-versa vinden plaats met. behulp van Discrete.Orthogo-nale Transformaties (DOT's) respectievelijk hun inversen (IDOT's). Illustratief voor dergelijke transformaties is d'* Discrete Fourier Transfer- 8701633 PHN 12.180 16 matie (DFT) en haar inverse (IDFT), die op grote schaal wordt toegepast, vergelijk de reeds vermelde artikelen van Clark e.a. en Mansour e.a. Uit praktische overwegingen van rekenkundige complexiteit en toelaatbare signaalvertragingen hebben deze DOT's een eindige bloklengte N' en in de 5 literatuur staan dergelijke transformaties bekend als Ν'-punt DOT's, waarbij "punt" zowel naar discrete tijd-domein component als naar een discrete frequentie-domein component kan verwijzen. Met betrekking tot de bloklengte N' wordt het volgende opgmerkt. FDAF 11 dient een replica-signaal êa(k) op te wekken dat een goede schatting is van echo-10 signaal e(k). Echosignaal e(k) mag op zijn beurt beschouwd worden als een lineaire convolutie van veraf-signaal x(k) met impulsresponsie h(i) van echopad 8 met i = 0,1,2,...,N-1. Het behoeft dan geen verder betoog dat FDAF 11 eveneens een impulsresponsie met een lengte N dient te bezitten voor het opwekken van replicasignaal êa(k) als lineaire 15 convolutie van veraf-signaal x(k) met de impulsresponsie van FDAF 11. De daartoe vereiste operaties worden in FDAF 11 uitgevoerd op blokken van N' punten in het frequentie-domein, en het is algemeen bekend dat deze operaties corresponderen met een circulaire convolutie in het tijd-domein, waarbij de periode gelijk is aan de bloklengte N'. De gewenste 20 lineaire convolutie kan dan worden verkregen door het toepassen van een geschikte segmentering van de tijd-domein signalen die bij de N'-punt DOT's zijn betrokken, waarbij de meest gangbare segmenteringsprocedures de overlap-bewaar methode en de overlap-optel methode zijn. Het voorgaande houdt in dat in het algemeen de bloklengte N' van de DOT's groter 25 is dan de gewenste lengte N van de impulsresponsie van FDAF 11. In het reeds vermelde artikel van Clark e.a. is aangegeven dat voor de meest efficiënte implementatie van FDAF 11 met een impulsresponsie ter lengte N gebruik gemaakt wordt van DFT's met een bloklengte N'= 2N en van een segmentering van tijd-domein signalen in blokken van N'= 2N 30 punten waarbij elk blok het voorgaande blok overlapt over N punten. Voor grote waarden van N, bijvoorbeeld N = 1000 tot N = 2000 in het hier beschouwde geval van akoestische echopaden 8, kan de rekenkundige complexiteit toch aanzienlijk worden verminderd door gebruik te maken van efficiënte implementaties van de DFT's die bekend staan als "Fast 35 Fourier Transform" (FFT), waardoor het aantal rekenkundige bewerkingen per N punten van replicasignaal ê&(k) in de orde van grootte van N log N ligt. Dergelijke rekenkundig efficiënte implementaties zijn ook 8701633 PHN 12.180 17 bekend voor ander typen DOT's dan de DFT, maar ter wille van de eenvoud zal in de navolgende beschrijving steeds worden aangenomen dat de N'-punt DOT een Ν'-punt DFT is met Ν'- 2N. Verder zullen frequentie-domein signalen genoteerd worden met hoofdletters om op eenvoudige wijze 5 onderscheid te maken tussen frequentie-domein en tijd-domein signalen, waarbij de tijd-domein signalen evenals in het voorgaande genoteerd worden met kleine letters. Tenslotte wordt de verdere beschrijving gericht op de toepassing van de overlap-bewaar methode als segmenteringsprocedure van de tijd-domein signalen.

10 De in figuur 3 getoonde structuur van FDAF 11 kan het een voudigst worden beschreven aan de hand van de structuur van tijd-domein adaptief filter 11 in figuur 2. FDAF 11 bevat wederom een filtergedeelte 12, een adaptatieprocessor 13 en een combinatiecircuit 14, maar filtergedeelte 12 en adaptatieprocessor 13 werken in figuur 3 in het 15 frequentie-domein, zodat een drietal domein-transformaties dienen te worden uitgevoerd, en wel - met behulp van transformeermiddelen 17 en bijbehorende segmenteermid-delen 17(1): een 2N-punt. DOT om elk blok van 2N tijd-domein punten van veraf-signaal x(k) te transformeren in een blok van 2N frequentie- 20 domein punten, die voor een blok met bloknummer m worden genoteerd als X(p,*m) met p = 0,1,2,... ,2N-1; - met behulp van transformeermiddelen 18 en bijbehorende segmenteermid-delen 18(1): een 2N-punt IDOT om elk blok van 2N frequentie-domein punten Ea(p;m) te transformeren in een blok van N tijd-domein 25 punten van replica-signaal êa(k); - met behulp van transformeermiddelen 19 en bijbehorende segmenteermid-delen 19(1): een 2N-punt DOT om elk blok van N-tijd-domein punten van foutsignaal r^(k) na aanvulling tot een blok van 2N tijd-domein punten te transformeren tot een blok van 2N frequentie-domein punten 30 Ra(p;m).

De details van de bij de segmentering toegepaste overlap-bewaar methode zullen nog worden toegelicht aan de hand van figuur 4. Filtergedeelte 12 van FDAF 11 bevat een geheugen 12(1) voor het opslaan van de 2N frequentie-domein filtercoëfficiënten W(p;m) van blok m en een circuit 35 12(2) voor het vermenigvuldigen van elk frequentie-domein punt X(p;m) met een bijbehorende frequentie-domein filtercoëfftciënt W(p;m) voor het vormen van producten X(p;m)tf(p;m) die de 2N frequentie-domein 8701633 PHN 12.180 18

Ea(p;m) representeren. Verder is adaptatieprocessor 13 ingericht om in responsie op de 2N frequentie-domein punten X(p;m) en Ra(p;m) bloksgewijs geadapteerde frequentie-domein filtercoëfficiënten W(p;m) te verkrijgen die in geheugen 12(1} worden opgeslagen.

5 Aangezien het de taak van FDAF 11 is om steeds de meest geschikte waarden voor de filtercoëfficiënten van TDPF 9 beschikbaar te stellen, maar de filtercoëfficiënten W(p;m) van FDAF 11 frequentie-domein filtercoëfficiënten zijn, dient bij de selectieve toevoer van filtercoëfficiënten vanuit FDAF 11 naar TDPF 9 een domein-trans-10 formatie te worden uitgevoerd. Daartoe is echocompensator 1 in figuur 3 tevens voorzien van transformeermiddelen 20 en bijbehorende segmenteer-middelen 20(1) voor het uitvoeren van een 2N-punt IDOT om de 2N frequentie-domein filtercoëfficiënten W(p;m) aan de uitgang van geheugen 12(1) van FDAF 11 te transformeren in N tijd-domein filtercoëfficiën-15 ten w(i;m) voor toevoer aan programmeerbaar geheugen 9(1) van TDPF 9. Deze transformeer- en segmenteermiddelen 20,20(1) zijn opgenomen in cascade met de stuurbare poortmiddelen 15 (en wel daaropvolgend in figuur 3). Verder is in figuur 3 door gestippelde lijnen naar besturings middelen 16 schematisch aangeduid dat de besturing van poortmiddelen 20 15 niet alleen afhangt van de niveaus van signalen ra(k) en r(k) overeenkomstig voorwaarde (1), maar tevens kan afhangen van de niveaus van signalen z(k) en x(k) overeenkomstig voorwaarden (2) en (3) zoals toegelicht in de beschrijving van figuur 2.

De nadere detaillering van een digitale echocompensator 25 volgens figuur 3 zal nu worden gegeven aan de hand van figuur 4, waarin expliciet is aangeduid dat de Ν'-punt DOT een efficiënte implementatie is van een Ν'-punt DFT met N'= 2N die bekend staat als 2N-punt FFT, en waarin de segmenteermiddelen gescheiden van de transformeermiddelen zijn getoond om hun functie duidelijker te beschrijven.

30 In figuur 4 wordt veraf-signaal x(k) toegevoerd aan seg menteermiddelen 17(1) om met behulp van serie-parallel conversie te worden opgedeeld in blokken met 2N punten, waarbij elk blok zijn voorgaande blok overlapt met N punten, zoals symbolisch is weergegeven in figuur 4. De punten van een blok met bloknummer m worden genoteerd als 35 x(i;m) met i = 1,2,...,2N-1. Met behulp van tranformeermiddelen 17 voor het uitvoeren van een 2N-punt. FFT worden de 2N punten x(i;m) getransformeerd in 2N punten X(p;m) met p = 1,2,...,2N-1 in het frequentie-domein.

8701633 PHN 12.180 19

In vermenigvuldigcicuit 12(2) wordt elk punt X(p;m) vermenigvuldigd met een bijbehorende filtercoëfficiënt W{p;m) uit geheugen 12(1) voor het vormen van producten X(p;m)W(p;m) die 2N punten Ea(p;m) representeren. Met behulp van transformeermiddelen 18 voor het uitvoeren van 5 een 2N-punt IFFT worden deze 2N punten Ea(pjm) getransformeerd in 2N punten êa(i;m} in het tijd-domein. Aangezien de filtercoëffi-ciënten W(p;m) te beschouwen zijn als punten van een 2N-punt DFT uitgevoerd op tijd-domein filtercoêfficiënten w(i;m) die waarden van impulsresponsie w(i) tijdens blok m representeren, correspondeert de 10 vermenigvuldiging in circuit 12(2) met een tijd-domein circulaire convolutie van veraf-signaal x(k) tijdens blok m met impulsresponsie w(i) tijdens blok in . Het gewenste replicasignaal êa(k) is echter de lineaire convolutie van veraf-signaal x(k) met impulsresponsie w(i). Overeenkomstig de overlap-bewaar methode wordt dit gewenste replica-15 signaal êa(k) nu verkregen door de 2N punten êa(i;m) van deze circulaire convolutie voor elk blok m toe te voeren aan segmenteermid-delen 18(1), waarin met behulp van parallel-serie conversie de eerst N punten ê_. (i;m) met .i -- 0,1,2,... ,N-1 worden geëcarteerd en de laatste N punten êa(i;m) met i = N,N+1,N+2,...,2N-1 als 20 replicasignaal êa(k) worden doorgegeven, zoals symbolisch is weergegeven in figuur 4.

Voor de bloksgewijze adaptatie van de frequentie-domein filter-coëfficiënten W(p;m) wordt gebruik gemaakt van een bekend adaptatie-algoritme, bijvoorbeeld een "complex least mean-square" 25 (complex LMS) algoritme. Overeenkomstig dit laatste algoritme worden deze filtercoêfficiënten W(p,-m) gewijzigd zolang er correlatie bestaat tussen veraf-signaal x(k) en foutsignaal ra(k). Aangezien adaptatieprocessor 13 in het frequentie-domein werkt, wordt dit foutsignaal ra(k) overeenkomstig de overlap-bewaar methode toegevoerd 30 aan segmenteermiddelen 19(1) om met behulp van serie-parallel conversie te worden opgedeeld in blokken met 2N punten, waarbij elk blok zijn voorgaande blok overlapt met N punten en aan de eerste N punten r_(i:m) met i = 0,1,2,...,N-1 de waarde nul wordt opgedrongen, zoals symbolisch is weergegeven in figuur 4. Met behulp van transformeermid-35 delen 19 voor het uitvoeren van een 2N-punt FFT worden deze 2N punten r..(i;m) getransformeerd naar het frequentie-domein in 2N punten F.{r;m). Verder worden de 2N punten X(p;m) van elk blok m toegevoerd ύ * 8701633 ï PHN 12.180 20 aan conjugeermiddelen 21 voor het vormen van de toegevoegd complexe waarde X*(p;m) van elk punt X(p;m). In een vermenigvuldigcircuit 22 wordt elk geconjugeerd punt X*(p;m) vermenigvuldigd met bijbehorend punt Ra(p;m) voor het vormen van producten X*(p;m)Ra(p;m) die correspon-5 deren met de tijd-domein circulaire correlatie tussen veraf-signaal x(k) en foutsignaal ra(k) tijdens blok m . Elk van de 2N producten X*(p;m)Ra(p;m) wordt in een verder vermenigvuldigcircuit 23 vermenigvuldigd met een bedrag 2p(p;m), waarbij p(p,-m) de versterkingsfactor in het adaptatie-algoritme is, zodat een product A(p;m) met 10 A(p;m) = 2p(p;m)X*(p;m)R(p;m) wordt gevormd dat de modificatie van filtercoëfficiënt W(p(-m) bepaalt. Deze modificaties A(p;m) worden toegevoerd aan accumulatormid-delen 24 die gevormd worden door geheugen 12(1) voor het opslaan van de filtercoëfficiénten W(p;m) van blok m en een opteller 25 voor het 15 vormen van de som van elke coëfficiënt W(p;m) en zijn bijbehorende modificatie A(p;m), welke som wordt opgeslagen in geheugen 12(1) om de filtercoëfficiénten W(p;m) voor het volgende blok (m-H) te verschaffen, Het adaptatie-algoritme kan dus worden geschreven als W(p;m+1) = W(p;m)+2p(p;m)X*(P;m)R(p;m) 20 De 2N filtercoëfficiénten W(p;m) in geheugen 12(1) staan aldus beschikbaar voor zowel de vermenigvuldigingen in circuit 12(2) als ook het transport naar TDPF 9.

Wanneer de veraf-signalen x(k) niet of slechts zwak zijn gecorreleerd, kan versterkingsfactor p(p(-m) voor elke filtercoëffi-25 ciënt W(p;m) een zelfde constante waarden α bezitten die onafhankelijk is van bloknummer m (deze constante α staat bekend als de adaptatiefactor van het algoritme). Voor sterk (auto)gecorreleerde veraf-signalen x(k), zoals spraak, kan de convergentiesnelheid van FDAF 11 op eenvoudige wijze aanzienlijk worden vergroot door het decorreleren van veraf-30 signalen x(k), hetgeen kan worden bewerkstelligd door het normaliseren van hun vermogensspectrum (zie bijvoorbeeld blz. 36 van het reeds vermelde artikel van Gritton en Lin). Aangezien in FDAF 11 de frequentiedomein punten X(p;m) reeds ter beschikking staan, kan een dergelijke normalisatie op eenvoudige wijze worden uitgevoerd met behulp van nor-35 meermiddelen 26, waarin de adaptatiefactor a wordt gedeeld door het vermogen |X(p;m)|2 van punt X(p;m) en het resulterende quotiënt, na een bloksgewijze afvlakking met behulp van een eenvoudig recursief 6701633 f PHN 12.180 21 filter, als versterkingsfactor p(p;m) wordt gebruikt voor de vermenigvuldiging met 2p(p;m) in circuit 23.

Zoals in het voorgaande reeds is uiteengezet, zijn de filtercoëfficiënten ff(p;m) in geheugen 12(1) te beschouwen als 5 punten van een 2N-punt DFT uitgevoerd op 2N tijd-domein filtercoëfficiënten w(i;m) tijdens blok m . Daaruit volgt dat de 2.N filtercoëfficiënten W(p;m) die stuurbare poortmiddelen 15 hebben gepasseerd, in transformeermiddelen 20 voor het uitvoeren van een 2N-punt IFFT worden getransformeerd in 2N tijd-domein filtercoëffi-10 ciënten w(i;m). Echter bezit TDPF 9 slechts N tijd-domein filtercoëfficiënten w(i;m) met i = 0,1,2,...,N-1 die in geheugen 9(1) zijn opgeslagen en in convolueercircuit 9(2) worden gebruikt voor het opwekken van eerste replicasignaal ê(k) tijdens blok m . De resterende N tijd-domein filtercoëfficiënten w(i;m) met i = N,N+1,N+2,...,2N-1 15 zijn overbodig in TDPF 9 en worden daarom in segmenteermiddelen 20(1) geëcarteerd, zoals symbolisch is weergegeven in figuur 4. Eveneens is in het voorgaande vermeld dat, na convergentie van FDAF 11, de 2N filtercoëfficiënten W(p;m) en dus ook de 2N corresponderende, filtercoëfficiënten w(i;m) zullen blijven fluctueren rond hun eindwaarden 20 als gevolg van de eindige precisie (dat wil zeggen, woord!engte of aantal bits) van de signaalrepresentatie in FDAF 11 en als gevolg van de aanwezigheid van ruis en andersoortige stoorsignalen in somsignaal z(k) aan zendingang SI (naast echosignaal e(k) dat gecompenseerd dient te worden). De varianties van de fluctuerende filtercoëfficiënten 25 zullen alle een zelfde waarde hebben wanneer versterkingsfactoren p(p;m) gekozen zijn op de in voorgaande alinea beschreven wijze. Een belangrijke parameter voor het convergentiegedrag van een blok-adaptief filter is de verhouding B(m) van de variantie van het residuele echosignaal [e(k)-ê(k)] in blok m tot de variantie van echosignaal e(k) 30 in blok m (zoals bekend, komt deze variantie overeen met het over een blok m gemiddelde waarde van het signaalvermogen, wanneer het desbetreffende signaal een signaal met de gemiddelde waarde nul is). De eindwaarde fl van fi(m) na convergentie staat bekend als de bodemruisfactor (of uiteindelijke misaanpassingsfactor). Deze eindwaarde β wordt in 35 hoofdzaak bepaald door de som van de varianties van de filtercoëfficiënten (bij de gebruikelijke waarden van de adaptatiefactor α). Het feit dat telkens een aantal N van een stel van 2N tijd-domein filter- 6701633 PHN 12.180 22 coëfficiënten w(i;m) overbodig zijn voor TDPF 9 houdt in dat de eindwaarde 13 voor FDAF 11 eigenlijk onnodig een factor twee (3 dB) hoger is dan de eindwaarde β voor een met FDAF 11 equivalent TDAF met slechts N tijd-domein filtercoëfficiënten. Zoals toegelicht in het eerste deel 5 van onderhavige aanvrage, kan deze toename van de eindwaarde β worden tegengegaan door de adaptatiefactor α te halveren waardoor eveneens de convergentiesnelheid wordt gehalveerd. Een oplossing voor dit probleem is beschreven in het reeds vermelde artikel van Clark e.a., welke oplossing bestaat in het invoegen van venstermiddelen in adaptie-10 processor 13 van FDAF 11, en wel tussen vermenigvuldigcircuit 23 en opteller 25. In verband met de beoogde vermindering van de rekenkundige complexiteit wordt evenwel afgezien van de toepassing van deze venstermiddelen in FDAF 11 van echocompensator 1 volgens de uitvinding (de implementatie van deze venstermiddelen draagt immers juist aanzienlijk 15 bij tot de rekenkundige complexiteit van een FDAF, vergelijk de beschrijving van Fig. 3 in het artikel van Clark e.a.). De daardoor veroorzaakte verhoging van de eindwaarde β in FDAF 11 van figuur 4 werkt echter niet door in TDPF 9, aangezien de tussen transformeermiddelen 20 en geheugen 9(1) van TDPF 9 aanwezige segmenteermiddelen 20(1) 20 bewerkstelligen dat de N filtercoëfficiënten w(i;m) met i = N,N+1,N+2,...,2N-1 worden geëcarteerd, zodat ook de bijdrage van deze N filtercoëfficiënten tot de eindwaarde β van FDAF 11 niet doordringt tot TDPF 9. Met andere woorden, de eindwaarde β van FDAF 11 wordt wat. betreft TDPF 9 in feite met een factor twee (3 dB) verlaagd.

25 De aldus verkregen vensterfunctie is bijzonder eenvoudig te implementeren, omdat segmenteermiddelen 20(1) te realiseren zijn door slechts een aantal N van een stel van 2N ingangen door te verbinden met een stel van N uitgangen.

Alhoewel bij dubbelspraak TDPF 9 wordt geïsoleerd omdat 30 de toevoer van filtercoëfficiënten vanuit FDAF 11 wordt onderbroken, kan FDAF zelf tijdens dubbelspraak in sterke mate worden ontregeld.

Zulks betekent dat, na beëindiging van dubbelspraak, extra tijd nodig is om deze ontregeling teniet te doen en vervolgens de toevoer aan TDPF 9 van correct geregelde filtercoëfficiënten vanuit FDAF 11 te 35 hervatten.

Volgens een verder aspect van de uitvinding kan aan dit bezwaar tegemoet worden gekomen door het stel van N filtercoëfficiën- 8701 633 r PHN 12.180 23 ten dat juist vóór het optreden van dubbelspraak aanwezig was in programmeerbaar geheugen 9(1) van TDPF 9 als het ware terug te copiëren in geheugen 12(1) van FDAF 12, zodat na het beëindigen van dubbelspraak de hersteltijd van FDAF 11 voor het bereiken van convergentie 5 aanzienlijk wordt verkort en de toevoer van correct geregelde filter-coëfficiënten aan TDPF 9 aanzienlijk eerder kan worden hervat. De middelen voor dit terug copiëren worden in figuur 4 gevormd door een cascadecombinatie van tweede stuurbare poortmiddelen 27 en transformeermiddelen 28 met bijbehorende segmenteermiddelen 28(1).

10 Poortmiddelen 27 zijn normaliter geblokkeerd, maar wanneer zij geopend zijn, worden voor elk blok m de N filtercoëfficiënten w(i;m) met i = 0,1,2,...,N-1 uit geheugen 9(1) uitgelezen (niet-destructief) en toegevoerd aan segmenteer-middelen 28(1) en daarin aangevuld tot een stel van 2N coëfficiënten w(i;m) waarbij de laatste N coëffi-15 ciënten w(i;m) met i = N,N+1,N+2,...,2N-1 de waarde w(i;m)=0 wordt opgedrongen. Met behulp van transformeermiddelen 28 voor het uitvoeren van een 2N-punt FFT worden deze 2N coëfficiënten w(i;ffi) naar het frequentie-domein getransformeerd in 2N coëfficiënten W(p;m) die worden toegevoerd aan geheugen 12(1) van FDAF 11 om te worden 20 ingeschreven over de tijdens dubbelspraak aanwezige waarden. De besturingsmiddelen 16 zijn tevens ingericht voor het bloksgewijs bepalen van de niveaus van zendingangssignaal z(k) en veraf-signaal x(k) en wekken een tweede stuursignaal voor het openen van tweede poortmiddelen 27 op wanneer voldaan is aan de voorwaarde: 25 L[z(k)] > c3L[x(k)] (4) dat wil zeggen, wanneer het niveau van zendingangssignaal z(k) minder dan -20 log c3 dB lager is dan het niveau van veraf-signaal x(k), dus wanneer duidelijk blijkt dat dubbelspraak optreedt. Vergelijking met voorwaarde (3) in het voorgaande laat zien dat voorwaarde (4) en 30 voorwaarde (3) juist eikaars tegengestelde zijn, en dat het voldoen aan voorwaarde (3) - mits gelijktijdig aan voorwaarden (1) en (2) is voldaan - resulteert in het openen van poortmiddelen 15 en blokkeren van poortmiddelen 27, terwijl het voldoen aan voorwaarde (4) juist het tegenovergestelde resultaat oplevert. Opgemerkt wordt dat de besturing 35 van poortmiddelen 27 kan worden verbeterd door op soortgelijke wijze al/ in het geval van poortmiddelen 15 verdere voorwaarden te stellen aan de cpw-ikkl·.-; van een !«···· :V stuur/ignaal voor het openen van poortmiddelen 870 t 633 >4 PHN 12.180 24 27. In de praktijk blijkt echter dat een besturing op basis van alleen voorwaarde (4) ruimschoots voldoende is. Met betrekking tot de waarden van de positieve constanten en C3 in de voorwaarden (1)-(4) wordt opgemerkt dat in een echocompensator volgens de uitvinding in het.

5 geval van spraaksignalen geldt dat de waarde c^ enigszins kleiner dan 1 is, de waarde C2 ongeveer 1/4 tot 1/8 bedraagt en de waarde C3 ongeveer 1/2 tot 1/4.

Figuur 5 toont een gedeelte van echocompensator 1 volgens figuur 4 om te illustreren dat de segmenteringsprocedure van de overlap-10 bewaar methode op verschillende wijzen kan worden geïmplementeerd.

Figuur 5 verschilt van figuur 4 doordat segmenteermiddelen 19(1) uit figuur 4 thans zijn verplaatst naar de ingang van combinatiecircuit 14 en dus thans somsignaal z(k) in segmenteermiddelen 19(1) met behulp van serie-parallel conversie wordt opgedeeld in blokken van 2N punten 15 z(i;m), waarbij elk blok zijn voorgaande blok overlapt met N punten en aan de eerste N punten z(i;m) met i = 0,1,2,...,N-1 de waarde nul wordt opgedrongen, zoals symbolisch is weergegeven in figuur 5. Verder vervullen segmenteermiddelen 18(1) in figuur 5 dezelfde functie als in figuur 4, maar thans in figuur 5 zonder gebruikmaking van parallel-serie 20 conversie. De hierboven beschreven verschillen ten opzichte van figuur 4 hebben tot gevolg dat combinatiecircuit 14 in figuur 5 thans 2N ingangen dient te bezitten voor de 2N punten ea(i;m) en 2N ingangen voor de 2N punten z(i;m) aan de uitgangen van de respectieve segmenteermiddelen 18(1) en 19(1), en dat aan de 2N uitgangen van combinatiecircuit 14 in 25 figuur 5 de 2N punten ra(i;m) beschikbaar zijn voor transformeer- middelen 19. Met betrekking tot een praktische implementatie van figuur 5 wordt opgemerkt dat uiteraard gebruik gemaakt wordt van het feit dat bij de segmentering in segmenteermiddelen 18(1) en 19(1) geldt: êa(i;m) = 0 en z(i,-m) = 0 voor de waarden i = 0,1,2,... ,N-1, zodat 30 combinatiecircuit 14 slechts een aantal van N ingangen behoeft te bezitten voor N punten êa(i;m) en een aantal van N ingangen voor N punten z(i;m) voor de waarden i = N,N+1,N+2,...,2N-1. Uiteraard heeft combinatiecircuit 14 dan slechts N uitgangen voor de N punten ra(i;m) met deze waarden i = N,N+1,N=2,...,2N-1. Aangezien geldt dat 35 ra(i;m) = 0 is voor de waarden i = 1,2,...,N-1, kunnen de vereiste 2N punten ra(i;m) aan de 2N ingangen van tranformeermiddelen 19 eenvoudig worden verkregen door aan de N ingangen voor deze waarden i permanent 8701633 !« PHN 12.180 25 een waarde nul toe te voeren. Een laatste verschil met figuur 4 is dat besturingsmiddelen 16 in figuur 5 thans blokken met 2N punten ra(i;m) ontvangen en evenzo blokken met 2N punten r(i;m) die met behulp van segmenteermiddelen 29 met dezelfde functie als segmenteermiddelen 19(1) 5 zijn verkregen uit zenduitgangssignaal r(k), zoals symbolisch is weergegeven in figuur 5. Op dezelfde wijze worden blokken met 2N punten x(i;m) en z(i;m) aan de uitgang van de respectieve segmenteermiddelen 17(1) en 19(1) toegevoerd aan besturingsmiddelen 16 voor de implementatie van voorwaarden (2) en (3). Het behoeft geen verder betoog dat bij 10 een praktische implementatie van besturingsmiddelen 16 de aantallen ingangen voor deze blokken niet 2Nr maar N bedragen, waarbij voor elk blok m alleen de laatste N punten x(i;m) met i = N,N+1,N+2,...,2N-1 aan segmenteermiddelen 17(1) worden ontleend. Uiteraard is de bloklengte voor het bepalen van de respectieve niveaus in besturingsmiddelen 16 in 15 figuur 5 bij voorkeur gelijk aan N of een geheel veelvoud van N.

Figuur 6 illustreert een mogelijke implementatie van de besturingsfuncties die in het geval van figuur 5 worden vervuld in besturingsmiddel€*n 16 voor het opwekken van stuursignalen voor de poort-middelen 15 en 27 van de echocompensator. Voor de besturing van poort-20 middelen 15 wordt gebruik gemaakt van een EN-poort 30 met drie ingangen die voorbereidingssignalen E(1), E(2) en E(3) ontvangen wanneer respectievelijk voldaan is aan de voorwaarden (1), (2) en (3) zoals die in het voorgaande zijn vermeld. Alleen wanneer deze drie voorwaarden gelijktijdig worden vervuld, wekt EN-poort 30 een stuursignaal op voor het 25 openen van poortmiddelen 15. Eenvoudigheidshalve is in figuur 6 slechts weergegeven hoe voorbcreidingssignaal E(1) kan worden verkregen. Door de punten ra(i;m) en r(i;m) van blok m te kwadrateren in respectieve kwadrateercicuits 31,32 en vervolgens de verkregen waarden [ra(i;m)]^ en [r(i;m)]^ voor blok m te middelen met behulp van 30 respectieve sommeercircuits 33,34 worden signalen L[ra(k)] en L[r(k)] verkregen die het niveau van de signalen r„(k) en r(k) representeren als de over een blok m gemiddelde waarde van het vermogen van de signaalmonsters. Deze signalen L[r.(k)] en L[r(k)] worden toegevoerd aan een comparator 35 die een voorbereidingssignaai E(1) opwekt wanneer 35 aan voorwaarde {*} vold*an. De voorbereidingssignalen E(2) en E(3) worden op soortgelijke wijze opgewekt, wanneer voldaan is aan voorwaarde •2) voor de signalen r,(k) en z(k), respectievelijk aan voorwaarde 8701635 ) PHN 12.180 26 (3) voor de signalen z(k) en x(k). Een stuursignaal voor het openen van poortmiddelen 27 wordt opgewekt wanneer voorwaarde (4) is vervuld. Zoals reeds is vermeld, is voorwaarde (4) juist het tegengestelde van voorwaarde (3) en bijgevolg kan het stuursignaal voor het openen van 5 poortmiddelen 27 op eenvoudige wijze worden verkregen door voor- bereidingssignaal E(3) te inverteren met behulp van een NIET-poort 36.

In principe is het mogelijk om in figuur 6 gebruik te maken van de bekende eigenschap van een N-punt DFT dat de gemiddelde waarde van het vermogen in een blok van N punten gegeven wordt door een 10 uitdrukking die, afgezien van een constante schaalfactor 1/N, voor punten in het frequentie-domein dezelfde vorm heeft als voor punten in het tijd-domein. Zo kan bijvoorbeeld signaal L[ra(k)] worden afgeleid uit de frequentie-domein punten Ra(p;m) aan de uitgang van transformeer-middelen 19 in figuur 5 met behulp van kwadrateercircuit 31 en sommeer-15 circuit 33 en met gebruikmaking van een geschikt gekozen schaalfactor.

Met behulp van de specifieke filtercombinatie van FDAF en TDPF volgens de uitvinding kan dus voldaan worden aan alle eisen die aan echocompensator voor akoestische toepassingen gesteld dienen te worden, namelijk: snelle convergentie, verwaarloosbare vertraging, goede bescher-20 ming tegen dubbelspraak en gereduceerde complexiteit.

Bovendien biedt de aanwezigheid van een programmeerbaar geheugen 9(1) voor de filtercoëfficiënten van TDPF 9 de mogelijkheid om een voorprogrammering uit te voeren wanneer echocompensator 1 wordt toegepast in een telefoontoestel met luidsprekerweergave zoals 25 beschreven aan de hand van figuur 1. Een belangrijk deel van de impulsresponsie van echopad 8 tussen luidspreker 5 en microfoon 6 in figuur 1 is bepaald door de ruimtelijke structuur van het toestel zelf en is dus a priori bekend. Daardoor kan de impulsresponsie van echopad 8 in eerste aanleg redelijk benaderd worden door een op a priori bekende gegevens 30 gebaseerd model, en de filtercoëfficiënten die dit benaderde model representeren, kunnen dan bij het installeren van het telefoon-toestel als vaste beginwaarden in geheugen 9(1) van TDPF 9 worden voorgeprogrammeerd.

8701633

Claims

5 PHN 12.180 27

1. Digitale echocompensator met een ontvangpad tussen een ontvangingang en een ontvanguitgang, en een zendpad tussen een zend-ingang en een zenduitgang, welke echocompensator dient voor het compenseren van een additief echosignaal aan de zendingang dat is ontstaan in 5 responsie op een aan de ontvangingang aangeboden ontvangingangssignaal, welke echocompensator is voorzien van: - een filtercombinatie die bestaat uit - een eerste digitaal filter met een programmeerbaar filtercoêffi-ciëntengeheugen om in responsie op het ontvangingangssignaal een 10 eerste replicasignaal op te wekken dat een schatting is van het echosignaal, en - een tweede, adaptief digitaal filter met een filtercoëffi-ciëntengeheugen om in responsie op het ontvangingangssignaal een tweede replicasignaal op te wekken dat een schatting is van het 15 echosignaal,. welk tweede digitale filter verder is voorzien van middelen voor het vormen van een foutsignaal dat representatief is voor het verschil tussen een aan de zendingang aangeboden signaal en het tweede replicasignaal, en van een adaptatieprocessor voor het in responsie op het ontvangingangssignaal en het foutsignaal 20 adaptief wijzigen van filtercoëfficiënten en het toevoeren van de gewijzigde filtercoëfficiënten aan het filtercoêffi-ciëntengeheugen van dit tweede digitale filter; - middelen voor het vormen van een zenduitgangssignaal als het verschil tussen het aan de zendingang aangeboden signaal en het eerste replica- 25 signaal; - stuurbare poortmiddelen voor het selectief toevoeren van de gewijzigde filtercoëfficiënten aan het programmeerbare filtercoëffi-ciënten-geheugen van het eerste digitale filter; en - besturingsmiddelen voor het bloksgewijze bepalen van respectieve 30 niveaus van het foutsignaal en het zenduitgangssignaal, en voor het in responsie op de aldus bepaalde niveaus opwekken van een stuursignaal voor de poortmiddelen dat op voorgeschreven wijze afhangt van verschillen tussen de desbetreffende niveaus; met het kenmerk, dat. 35. in genoemde filtercombinatie het tweede digitale filter een frequentie domein 1=--1: - adaptloc filter ir me* ---v: Mok lengte van N' componenten, waarbij voor elk signaalblok m een aantal van N' frequentie-domein 8701653 PHN 12.180 28 filtercoëfficiënten W(p;m) beschikbaar is met p = 0,1,2,...,N'-1, en het eerste digitale filter een tijd-domein programmeerbaar digitaal filter is met een aantal van N tijd-domein filtercoëfficiënten w(i;m) met i = 0,1,2,...,N-1, waarbij N' groter is dan N; en 5 - de echocompensator verder is voorzien van transformeermiddelen die zijn opgenomen in cascade met de poortmiddelen voor het vormen van de in het eerste digitale filter benodigde N tijd-domein filtercoëfficiënten w(i;m) als componenten van een Ν'-punt Discrete Orthogonale Transformatie van een blok van N' frequentie-domein filtercoëffi-10 ciënten W(p;m).

2. Digitale echocompensator volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat - de echocompensator tevens is voorzien van een cascadecombinatie van tweede stuurbare poortmiddelen en tweede transformeermiddelen voor het 15 vormen van de N' frequentie-domein filtercoëfficiënten W(p,-m) als componenten van een Discrete Orthogonale Transformatie van de N filtercoëfficiënten w(i;m) in het programmeerbare filtercoëfficiën-* tengeheugen van het eerste digitale filter en voor het selectief terug voeren van de aldus gevormde filtercoëfficiënten W(p;m) naar het 20 tweede digitale filter; en -- de besturingsmiddelen tevens zijn ingericht voor het bloksgewijs bepalen van de respectieve niveaus van het ontvangingangssignaal en het zendsignaal, en voor het opwekken van een tweede stuursignaal voor het openen van de tweede poortmiddelen indien het aldus bepaalde 25 niveau van het ontvangingangssignaal kleiner is dan het aldus bepaalde niveau van het zendsignaal.

3. Digitale echocompensator volgens één van de voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat het programmeerbare filter-coëfficiëntengeheugen van het eerste digitale filter is voorge- 30 programmeerd door invoer van een aantal van N filtercoëfficiënten w(i;m) die een eerste benadering voorstellen van de impulsresponsie van het echopad.

4. Digitale echocompensator volgens één van de voorgaande conclusies, als onderdeel van een telefoontoestel met luidspreker- 35 weergave. 8701633