JP2591764B2 - アダプティブタイムディスクリートフィルタ - Google Patents
アダプティブタイムディスクリートフィルタInfo
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- JP2591764B2 JP2591764B2 JP62323031A JP32303187A JP2591764B2 JP 2591764 B2 JP2591764 B2 JP 2591764B2 JP 62323031 A JP62323031 A JP 62323031A JP 32303187 A JP32303187 A JP 32303187A JP 2591764 B2 JP2591764 B2 JP 2591764B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/235—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers combined with adaptive equaliser
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、同期データシンボルから消去信号を形成す
るための、インパルス応答ｈ（ｉ）（ここでｉ＝0,1,2
…）を有するアダプティブタイムディスクリートフィル
タであって、可調整係数Ci（ここでｉ＝0,1,2,…Ｎ−
１）を有し前記インパルス応答の最初のＮ個の値ｈ
（ｉ）を実現するトランスバーサルフィルタセクション
と、フィルタ係数Ciをアダプティブ調整する手段と、フ
ィルタ係数を有し前記インパルス応答のｉ＝N,N＋1,…
に対する値ｈ（ｉ）を実現する巡回フィルタセクション
と、両フィルタセクションの出力信号を加算して消去信
号を得る手段とを具えたアダプティブタイムディスクリ
ートフィルタに関するものである。
るための、インパルス応答ｈ（ｉ）（ここでｉ＝0,1,2
…）を有するアダプティブタイムディスクリートフィル
タであって、可調整係数Ci（ここでｉ＝0,1,2,…Ｎ−
１）を有し前記インパルス応答の最初のＮ個の値ｈ
（ｉ）を実現するトランスバーサルフィルタセクション
と、フィルタ係数Ciをアダプティブ調整する手段と、フ
ィルタ係数を有し前記インパルス応答のｉ＝N,N＋1,…
に対する値ｈ（ｉ）を実現する巡回フィルタセクション
と、両フィルタセクションの出力信号を加算して消去信
号を得る手段とを具えたアダプティブタイムディスクリ
ートフィルタに関するものである。
斯るアダプティブタイムディスクリートフィルタは全
２重伝送用に好適な伝送システムに使用でき、また判定
帰還等化装置（DFE）内の帰還フィルタとして使用する
ことができ、このフィルタを用いて受信シンボルの“テ
ール（すそ引き）”、即ち伝送路の不十分な特性のため
にシンボルの実際の判定瞬時後も長く尾を引いて次に到
来するシンボルの判定を妨害し、いわゆる遅れシンボル
間妨害を生じ得る信号残留部に対する消去信号を形成す
ることができる。斯るフィルタは２線式回線を用いる全
２重データ伝送用トランシーバ装置においてエコー消去
信号を形成するにも用いることもできる。
２重伝送用に好適な伝送システムに使用でき、また判定
帰還等化装置（DFE）内の帰還フィルタとして使用する
ことができ、このフィルタを用いて受信シンボルの“テ
ール（すそ引き）”、即ち伝送路の不十分な特性のため
にシンボルの実際の判定瞬時後も長く尾を引いて次に到
来するシンボルの判定を妨害し、いわゆる遅れシンボル
間妨害を生じ得る信号残留部に対する消去信号を形成す
ることができる。斯るフィルタは２線式回線を用いる全
２重データ伝送用トランシーバ装置においてエコー消去
信号を形成するにも用いることもできる。
２線式回線を用いる双方向ディジタルデータ伝送にお
いては比較的狭い帯域幅を有する伝送チャンネルで有効
な全２重データ伝送を実現するためにはエコーキャンセ
ラの使用が必要である。トランシーバ装置と２線式回線
との結合の不完全並びに２線式回線自体におけるインピ
ーダンスの不連続部の結果としてトランシーバの受信機
の入力端子に、この受信機と関連する伝送機からの送信
信号を主成分とする信号（エコー信号）が生ずる。受信
信号を関連する送信機により送信された信号のエコー成
分にできるだけ近似する信号（エコー消去信号）だけ減
少させると、受信信号からこれに含まれる強いエコー成
分に妨げられることなく実際の受信信号を取り出すこと
ができる。斯るエコーキャンセラにおいてはトランスバ
ーサルフィルタを用いて先に送信された所定数のシンボ
ルの直線的な合成を消去することができる。
いては比較的狭い帯域幅を有する伝送チャンネルで有効
な全２重データ伝送を実現するためにはエコーキャンセ
ラの使用が必要である。トランシーバ装置と２線式回線
との結合の不完全並びに２線式回線自体におけるインピ
ーダンスの不連続部の結果としてトランシーバの受信機
の入力端子に、この受信機と関連する伝送機からの送信
信号を主成分とする信号（エコー信号）が生ずる。受信
信号を関連する送信機により送信された信号のエコー成
分にできるだけ近似する信号（エコー消去信号）だけ減
少させると、受信信号からこれに含まれる強いエコー成
分に妨げられることなく実際の受信信号を取り出すこと
ができる。斯るエコーキャンセラにおいてはトランスバ
ーサルフィルタを用いて先に送信された所定数のシンボ
ルの直線的な合成を消去することができる。
このエコー消去方法は「IEEE Trans.ASSP」vol.ASSP
−27,No.6,1979年12月,PP768−781のN.A.M.Verhoeckx等
の論文「Digital Echo Cancelling for Baseband Data
Transmission」に詳細に記載されている。
−27,No.6,1979年12月,PP768−781のN.A.M.Verhoeckx等
の論文「Digital Echo Cancelling for Baseband Data
Transmission」に詳細に記載されている。
トランスバーサルフィルタを使用する場合には、Ｘ個
の先行シンボルのエコー消去のために、少くともＸ個の
係数を有し１シンボルインターバルづつ順次遅延され且
つこれらの係数がそれぞれ乗算された入力信号の少くと
もＸ個の順次の値を得る手段を具えたフィルタ構造が必
要とされる欠点がある。もっとも詳しく言うと、このこ
とは、長い持続時間を有するエコー信号、例えば100シ
ンボルインターバル後にも妨害を生じ得るエコー“テー
ル”の場合には、フィルタ構造が極めて複雑になり、特
に全フィルタ係数を記憶するために大容量のメモリが必
要とされることにより高価になることを意味する。
の先行シンボルのエコー消去のために、少くともＸ個の
係数を有し１シンボルインターバルづつ順次遅延され且
つこれらの係数がそれぞれ乗算された入力信号の少くと
もＸ個の順次の値を得る手段を具えたフィルタ構造が必
要とされる欠点がある。もっとも詳しく言うと、このこ
とは、長い持続時間を有するエコー信号、例えば100シ
ンボルインターバル後にも妨害を生じ得るエコー“テー
ル”の場合には、フィルタ構造が極めて複雑になり、特
に全フィルタ係数を記憶するために大容量のメモリが必
要とされることにより高価になることを意味する。
２線式回線による２重伝送においてはトランシーバ装
置は一般に変成器を含む回路を介してこの回線に結合さ
れる。この変成器はトランシーバ装置を２線式回線上の
任意の高電圧ピークから保護すると共に不平衡送信信号
を平衡信号に変換するのに好適である。更に、２線式伝
送回路網の監督官庁は２線式回線の平衡成端を得るため
に斯かる変成器の使用を要求している。
置は一般に変成器を含む回路を介してこの回線に結合さ
れる。この変成器はトランシーバ装置を２線式回線上の
任意の高電圧ピークから保護すると共に不平衡送信信号
を平衡信号に変換するのに好適である。更に、２線式伝
送回路網の監督官庁は２線式回線の平衡成端を得るため
に斯かる変成器の使用を要求している。
トランシーバ装置と２線式回線との間に変成器を使用
する結果として、結合回路の不完全により生ずるエコー
信号は周波数依存応答曲線を有するチャネルを経て、受
信部に到達する送信信号とみなせる。そして、特に、低
周波スペクトル部分に高いエネルギーを有するデータ信
号においては極めて長い“テール”を有するエコー信
号、即ち100シンボルインターバル後にも２線式回線を
経て伝送される信号を妨害し得るエコー信号を生じ得る
ことになる。上述したように、このような何拾個ものシ
ンボルインターバルに亘る持続時間のエコー信号をトラ
ンスバーサルフィルタにより消去することは有利でな
い。
する結果として、結合回路の不完全により生ずるエコー
信号は周波数依存応答曲線を有するチャネルを経て、受
信部に到達する送信信号とみなせる。そして、特に、低
周波スペクトル部分に高いエネルギーを有するデータ信
号においては極めて長い“テール”を有するエコー信
号、即ち100シンボルインターバル後にも２線式回線を
経て伝送される信号を妨害し得るエコー信号を生じ得る
ことになる。上述したように、このような何拾個ものシ
ンボルインターバルに亘る持続時間のエコー信号をトラ
ンスバーサルフィルタにより消去することは有利でな
い。
低周波スペクトル部分に小さいエネルギーを有するデ
ータ信号を伝送する伝送符号形式を用いることができる
ことは言うまでもない。この場合エコー信号の持続時間
を制限することができる。しかし、斯るデーダ信号の伝
送符号形式は高周波スペクトル部分に大きなエネルギー
を有し、従って伝送中の減衰が大きくなり、適用範囲が
制限される欠点がある。
ータ信号を伝送する伝送符号形式を用いることができる
ことは言うまでもない。この場合エコー信号の持続時間
を制限することができる。しかし、斯るデーダ信号の伝
送符号形式は高周波スペクトル部分に大きなエネルギー
を有し、従って伝送中の減衰が大きくなり、適用範囲が
制限される欠点がある。
エコー信号の持続時間は受信部にてリニア等化技術を
用いて制限することもできる。しかし、トランシーバ装
置をディジタル実現する場合に、多数のディジタルワー
ド乗算が必要になり、複雑且つ高価な回路になってしま
う。
用いて制限することもできる。しかし、トランシーバ装
置をディジタル実現する場合に、多数のディジタルワー
ド乗算が必要になり、複雑且つ高価な回路になってしま
う。
逆に、もっと精密な２線−４線結合回路（ハイブリッ
ドジャンクション）を用いてエコー成分の長い持続時間
を短かくすることもできる。しかし、この解決方法はア
ナログ技術に戻ることを意味し、現在使用されている伝
送システムではトランシーバ装置を完全にディジタル化
しようとしているので不所望である。
ドジャンクション）を用いてエコー成分の長い持続時間
を短かくすることもできる。しかし、この解決方法はア
ナログ技術に戻ることを意味し、現在使用されている伝
送システムではトランシーバ装置を完全にディジタル化
しようとしているので不所望である。
限られた数の係数を用いて同数の係数を用いるトラン
スバーサルフィルタにより得られる消去信号よりも遥か
に長い期間に亘ってエコーを消去する消去信号を発生し
得るフィルタがある。斯るフィルタは巡回フィルタとし
て既知である。しかし、これらのフィルタのフィルタ係
数をアダプティブ調整する場合、フィルタの安定性が全
ての場合に保障されず（この問題はトランスバーサルフ
ィルタを用いる場合にはなかったことである）、更にこ
れら巡回フィルタはフィルタ係数をアダプティブ調整す
る所要の機構がトランスバーサルフィルタの場合より実
現が困難である欠点を有している。
スバーサルフィルタにより得られる消去信号よりも遥か
に長い期間に亘ってエコーを消去する消去信号を発生し
得るフィルタがある。斯るフィルタは巡回フィルタとし
て既知である。しかし、これらのフィルタのフィルタ係
数をアダプティブ調整する場合、フィルタの安定性が全
ての場合に保障されず（この問題はトランスバーサルフ
ィルタを用いる場合にはなかったことである）、更にこ
れら巡回フィルタはフィルタ係数をアダプティブ調整す
る所要の機構がトランスバーサルフィルタの場合より実
現が困難である欠点を有している。
「Frequenz」vol.36,No.11,pp302−309,1982年11月に
発表されているS.Hentschkeの論文「Untersuchungen un
d Entwiirfe von hochuntegrierbaren Echokompensatio
nsverfahren zur Duplexubertragung」に、長い持続時
間を有するエコー信号の完全な消去をトランスバーサル
フィルタと巡回フィルタとを組み合わせて達成する方法
が記載されている。この論文には、最も新しく伝送され
た複数シンボル、例えば最新の32シンボルのエコー信号
をアダプティブトランスバーサルフィルタにより消去す
ると共に32シンボルインターバルより前に伝送された複
数シンボルからのエコー信号をアダプティブ巡回フィル
タ（例えば４つのアダプティブフィルタ係数を含むもの
とすることができる）により消去することが示唆されて
いる。
発表されているS.Hentschkeの論文「Untersuchungen un
d Entwiirfe von hochuntegrierbaren Echokompensatio
nsverfahren zur Duplexubertragung」に、長い持続時
間を有するエコー信号の完全な消去をトランスバーサル
フィルタと巡回フィルタとを組み合わせて達成する方法
が記載されている。この論文には、最も新しく伝送され
た複数シンボル、例えば最新の32シンボルのエコー信号
をアダプティブトランスバーサルフィルタにより消去す
ると共に32シンボルインターバルより前に伝送された複
数シンボルからのエコー信号をアダプティブ巡回フィル
タ（例えば４つのアダプティブフィルタ係数を含むもの
とすることができる）により消去することが示唆されて
いる。
この目的のために、送信信号をＮ＝32個の係数を有す
るアダプティブトランスバーサルフィルタに供給すると
共にこの信号をＮ＝32個の送出シンボルインターバルに
亘り減衰させた後に４個の係数を有するアダプティブ巡
回フィルタの入力端子に供給する。エコー消去信号はト
ランスバーサルフィルタと巡回フィルタの出力信号を加
算することにより得られる。両フィルタのフィルタ係数
は、既知のように制御信号を送信信号とエコー消去信号
により減少された受信信号とから取り出すアダプティブ
制御ループにより調整される。
るアダプティブトランスバーサルフィルタに供給すると
共にこの信号をＮ＝32個の送出シンボルインターバルに
亘り減衰させた後に４個の係数を有するアダプティブ巡
回フィルタの入力端子に供給する。エコー消去信号はト
ランスバーサルフィルタと巡回フィルタの出力信号を加
算することにより得られる。両フィルタのフィルタ係数
は、既知のように制御信号を送信信号とエコー消去信号
により減少された受信信号とから取り出すアダプティブ
制御ループにより調整される。
この既知の解決方法の欠点はエコー消去フィルタの安
定性に関し大きな問題があると共に、それぞれ複数のア
ダプティブ可調整係数を有する２個の別個のフィルタ構
造を用いる方法は大きな記憶容量を必とし、従って極め
て高価になり、且つこの解決方法はただ複雑になるだけ
である点にある。
定性に関し大きな問題があると共に、それぞれ複数のア
ダプティブ可調整係数を有する２個の別個のフィルタ構
造を用いる方法は大きな記憶容量を必とし、従って極め
て高価になり、且つこの解決方法はただ複雑になるだけ
である点にある。
本発明の目的は、上述の問題を簡単且つ安価に解決す
る方法であって、安定性に何の問題もなく、しかも何拾
個ものシンボルインターバルに亘る持続時間を有する消
去すべき信号に対しても最適な消去信号を発生すること
ができる方法を提供することにある。
る方法であって、安定性に何の問題もなく、しかも何拾
個ものシンボルインターバルに亘る持続時間を有する消
去すべき信号に対しても最適な消去信号を発生すること
ができる方法を提供することにある。
本発明は頭書に記載したタイプのアダプティブフィル
タにおいて、前記巡回フィルタセクションのタイムディ
スクリート入力信号Ｘ（ｎ）をＮ−１個のディスクリー
トタイムインターバルに亘って遅延されたアダプティブ
フィルタ入力信号により形成し、前記巡回フィルタセク
ションはこの入力信号Ｘ（ｎ）と次式： ｙ（ｎ）＝CB〔CA・Ｘ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）〕 ここで、 CAは前記トランスバーサルフィルタセクションの最終
可調整係数CN-1に等しい係数、CBは予め決めた固定の係
数 で表わされた関数を有するタイムディスクリート出力信
号ｙ（ｎ）を形成するようにしたことを特徴とする。
タにおいて、前記巡回フィルタセクションのタイムディ
スクリート入力信号Ｘ（ｎ）をＮ−１個のディスクリー
トタイムインターバルに亘って遅延されたアダプティブ
フィルタ入力信号により形成し、前記巡回フィルタセク
ションはこの入力信号Ｘ（ｎ）と次式： ｙ（ｎ）＝CB〔CA・Ｘ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）〕 ここで、 CAは前記トランスバーサルフィルタセクションの最終
可調整係数CN-1に等しい係数、CBは予め決めた固定の係
数 で表わされた関数を有するタイムディスクリート出力信
号ｙ（ｎ）を形成するようにしたことを特徴とする。
本発明のアダプティブフィルタを用いてエコー消去信
号を形成する場合、エコー信号の最初の部分、即ち最も
新しく送信されたＮ個のシンボルから到来する不規則パ
ターンを有するエコー信号部分がＮ個の係数を有するア
ダプティブトランスハーサルフィルタにより既知のよう
にして発生される消去信号により消去される。しかし、
エコー信号の“テール”、即ちＮシンボルインターバル
より前に送信されたシンボルのエコー信号はトランスバ
ーサルフィルタの最終係数から導出された初期値を有す
る指数状に減少する消去信号により消去される。トラン
シーバ装置と２線式回線との間のハイブリッド結合器内
の変成器により主として生ずるエコー信号の“テール”
は指数関数に従って減少し、このテールは変成器の自己
インダクタンスを適切に選択するとかなり簡単にディジ
タル技術で消去することができることが確かめられた。
号を形成する場合、エコー信号の最初の部分、即ち最も
新しく送信されたＮ個のシンボルから到来する不規則パ
ターンを有するエコー信号部分がＮ個の係数を有するア
ダプティブトランスハーサルフィルタにより既知のよう
にして発生される消去信号により消去される。しかし、
エコー信号の“テール”、即ちＮシンボルインターバル
より前に送信されたシンボルのエコー信号はトランスバ
ーサルフィルタの最終係数から導出された初期値を有す
る指数状に減少する消去信号により消去される。トラン
シーバ装置と２線式回線との間のハイブリッド結合器内
の変成器により主として生ずるエコー信号の“テール”
は指数関数に従って減少し、このテールは変成器の自己
インダクタンスを適切に選択するとかなり簡単にディジ
タル技術で消去することができることが確かめられた。
本発明のフィルタによるエコー消去信号の発生に関す
る上述の事項はこのフィルタを判定帰還等化装置（DF
E）内のフィルタとして使用する場合にもあてはまる。
受信シンボルは検出瞬時後の数拾個のシンボルインター
バルに亘り延在する“テール”を有することもあり、こ
のテールは本発明によればアダプティブトランスバーサ
ルセクションにより及び特別の巡回フィルタセクション
により効果的に完全に消去することができる。
る上述の事項はこのフィルタを判定帰還等化装置（DF
E）内のフィルタとして使用する場合にもあてはまる。
受信シンボルは検出瞬時後の数拾個のシンボルインター
バルに亘り延在する“テール”を有することもあり、こ
のテールは本発明によればアダプティブトランスバーサ
ルセクションにより及び特別の巡回フィルタセクション
により効果的に完全に消去することができる。
以下において本発明のフィルタをエコー消去信号の発
生に使用する場合について説明するが、このフィルタを
DFE回路に使用する場合にも同一の好結果を達成するこ
とができる。
生に使用する場合について説明するが、このフィルタを
DFE回路に使用する場合にも同一の好結果を達成するこ
とができる。
本発明で提案する解決方法の大きな利点は、安定性の
問題が生ぜず且つ簡単な巡回フィルタによるアダプティ
ブフィルタの拡張が著しい複雑化やコスト増大をもたら
さない点にある。
問題が生ぜず且つ簡単な巡回フィルタによるアダプティ
ブフィルタの拡張が著しい複雑化やコスト増大をもたら
さない点にある。
図面につき本発明を説明する。
第１図は２線式回線による全２重データ伝送用の既知
のトランシーバシステムのブロック線図である。このシ
ステムの送信セクションは送信機１と増幅器２を具えて
いる。増幅器２の出力信号を４線トランシーバ装置と２
線式回線とを結合する後に詳述するハイブリッド結合器
３に供給する。このハイブリッド結合器には更に平衡イ
ンピーダンスＲ及びトランシーバ装置の受信セクション
の入力回路が接続される。ディジタル伝送にもかかわら
ず、ハイブリッド結合器３を経て受信セクションにより
受信される信号（伝送線路４の影響のためにアナログ信
号とみなせる）をアナログ−ディジタル変換器５を経て
減算器６の第１入力端子に供給する。この減算器６の他
方の入力端子は後述するエコー消去回路９からの出力信
号を受信する。この減算器６からの出力信号を第２減算
器７の第１入力端子に供給する。この減算器７の他方の
入力端子は後に詳述する判定帰還等化回路（DEF）10か
らの出力信号を受信する。この減算器７の出力信号をレ
ベル弁別器８に供給する。エコー消去回路９はその入力
端子に供給された送信機１からの送信信号に応答して実
際のエコー消去信号を発生する第１セクション９′と、
供給された送信信号及び減算器７からの出力信号に応答
してセクション９′で使用される係数をアダプティブ調
整する信号を既知の様に発生してエコー消去信号をハン
ブリッド結合器３を経て受信される実際のエコー信号に
連続的に最適に近似させるよう設計されたアダプティブ
調整回路９″とを具えている。DEF回路10は弁別器３の
出力端子から供給される既に受信されたシンボルの列に
応答して受信シンボルの“テール”に対する実際の消去
信号を発生する第１セクション10′と、弁別器８からの
既に受信されたシンボル及び減算器７からの出力信号に
応答してセクション10′で使用される係数をアダプティ
ブ調整する信号を既知のように発生して回路10で発生さ
れる消去信号を最も新しく受信されたシンボルの“テー
ル”に最適に近似させるのに好適なアダプティブ調整回
路10″とを具えている。受信信号をそれぞれの減算器６
及び７でそれぞれの消去信号だけ減少させた後に伝送ラ
イン４を経て伝送されてきた実際の信号に最も良く近似
する信号を得てこの信号を弁別器８を経て受信器11に供
給する。ここで、信号ｚが増幅器２を経てハイブリッド
結合器３に供給され、この信号ｚの一部分ｅ（エコー）
がハイブリッド結合器３を経てトランシーバ装置の受信
セクションに直接伝達され、送信信号ｚの残りの部分ｓ
が伝送線路４を経て伝送されるものとする。また、この
伝送線路４を経てこの伝送線路の他端から信号ｓ′も受
信されるものとすると、ハイブリッド結合器３を経てア
ナログ−ディジタル変換器６に供給される信号はｓ′＋
ｅになる。
のトランシーバシステムのブロック線図である。このシ
ステムの送信セクションは送信機１と増幅器２を具えて
いる。増幅器２の出力信号を４線トランシーバ装置と２
線式回線とを結合する後に詳述するハイブリッド結合器
３に供給する。このハイブリッド結合器には更に平衡イ
ンピーダンスＲ及びトランシーバ装置の受信セクション
の入力回路が接続される。ディジタル伝送にもかかわら
ず、ハイブリッド結合器３を経て受信セクションにより
受信される信号（伝送線路４の影響のためにアナログ信
号とみなせる）をアナログ−ディジタル変換器５を経て
減算器６の第１入力端子に供給する。この減算器６の他
方の入力端子は後述するエコー消去回路９からの出力信
号を受信する。この減算器６からの出力信号を第２減算
器７の第１入力端子に供給する。この減算器７の他方の
入力端子は後に詳述する判定帰還等化回路（DEF）10か
らの出力信号を受信する。この減算器７の出力信号をレ
ベル弁別器８に供給する。エコー消去回路９はその入力
端子に供給された送信機１からの送信信号に応答して実
際のエコー消去信号を発生する第１セクション９′と、
供給された送信信号及び減算器７からの出力信号に応答
してセクション９′で使用される係数をアダプティブ調
整する信号を既知の様に発生してエコー消去信号をハン
ブリッド結合器３を経て受信される実際のエコー信号に
連続的に最適に近似させるよう設計されたアダプティブ
調整回路９″とを具えている。DEF回路10は弁別器３の
出力端子から供給される既に受信されたシンボルの列に
応答して受信シンボルの“テール”に対する実際の消去
信号を発生する第１セクション10′と、弁別器８からの
既に受信されたシンボル及び減算器７からの出力信号に
応答してセクション10′で使用される係数をアダプティ
ブ調整する信号を既知のように発生して回路10で発生さ
れる消去信号を最も新しく受信されたシンボルの“テー
ル”に最適に近似させるのに好適なアダプティブ調整回
路10″とを具えている。受信信号をそれぞれの減算器６
及び７でそれぞれの消去信号だけ減少させた後に伝送ラ
イン４を経て伝送されてきた実際の信号に最も良く近似
する信号を得てこの信号を弁別器８を経て受信器11に供
給する。ここで、信号ｚが増幅器２を経てハイブリッド
結合器３に供給され、この信号ｚの一部分ｅ（エコー）
がハイブリッド結合器３を経てトランシーバ装置の受信
セクションに直接伝達され、送信信号ｚの残りの部分ｓ
が伝送線路４を経て伝送されるものとする。また、この
伝送線路４を経てこの伝送線路の他端から信号ｓ′も受
信されるものとすると、ハイブリッド結合器３を経てア
ナログ−ディジタル変換器６に供給される信号はｓ′＋
ｅになる。
送信機１が信号ｚをシンボルインターバルＴの持続時
間を有する単位パルスで送信し、実際に受信される信号
ｓ′はこの単位パルスにより発生されるエコー信号ｅに
対し無視し得るものと仮定すると、消去すべきエコー信
号は略々第２図に従った波形を有するものとなる。消去
すべき信号が不規則な波形を有するｔ＝０からｔ＝（Ｎ
−１）Ｔまでのインターバルでは第２図に示す信号はア
ダプティブトランスバーサルフィルタにより既知のよう
に消去することができる。しかし、ｔ＝NTからのインタ
ーバルの信号は減衰指数関数の変化に略々対応する。斯
る信号は、単一のフィルタ定数を有する極めて簡単な構
成の巡回フィルタを用い、そのフィルタ定数の値を減衰
指数関数の変化がエコー信号の変化に最適に近似するよ
う選択することにより簡単に消去することができる。こ
の点を第３及び第４図を用いて以下に詳細に説明する。
間を有する単位パルスで送信し、実際に受信される信号
ｓ′はこの単位パルスにより発生されるエコー信号ｅに
対し無視し得るものと仮定すると、消去すべきエコー信
号は略々第２図に従った波形を有するものとなる。消去
すべき信号が不規則な波形を有するｔ＝０からｔ＝（Ｎ
−１）Ｔまでのインターバルでは第２図に示す信号はア
ダプティブトランスバーサルフィルタにより既知のよう
に消去することができる。しかし、ｔ＝NTからのインタ
ーバルの信号は減衰指数関数の変化に略々対応する。斯
る信号は、単一のフィルタ定数を有する極めて簡単な構
成の巡回フィルタを用い、そのフィルタ定数の値を減衰
指数関数の変化がエコー信号の変化に最適に近似するよ
う選択することにより簡単に消去することができる。こ
の点を第３及び第４図を用いて以下に詳細に説明する。
第3a図はブリッジ構成に設計されたハイブリッド結合
器３の構成図である。この結合器は一方のブリッジセク
ションは値Ｒを有する平衡インピーダンスと、トランシ
ーバ装置と伝送線路４との間の実際の結合を与える1:1
変成器20とを具え、他方のブリッジセクションは互いに
等しい値を有する２つのインピーダンスr1及びr2を具え
ている。
器３の構成図である。この結合器は一方のブリッジセク
ションは値Ｒを有する平衡インピーダンスと、トランシ
ーバ装置と伝送線路４との間の実際の結合を与える1:1
変成器20とを具え、他方のブリッジセクションは互いに
等しい値を有する２つのインピーダンスr1及びr2を具え
ている。
端子１及び１′間で増幅器２からの送信信号ｚを供給
し、端子２−２′間に実際に伝送された信号ｓ′及びこ
れより通常著しく強いエコー信号ｅが現われる。以下の
計算においてはｓ′＝０で、Ｓ′＋ｅ＝ｅであるものと
仮定する。更に、伝送線路４の入力インピーダンスは無
限大に近いものとする（これは低周波数に対して正当で
ある）。
し、端子２−２′間に実際に伝送された信号ｓ′及びこ
れより通常著しく強いエコー信号ｅが現われる。以下の
計算においてはｓ′＝０で、Ｓ′＋ｅ＝ｅであるものと
仮定する。更に、伝送線路４の入力インピーダンスは無
限大に近いものとする（これは低周波数に対して正当で
ある）。
極めて低い周波数に対しては第3a図のハイブリッド結
合器の回路図は第3b図の回路図に簡単化することがで
き、第3b図においてＬは変成器20の一次巻線のインダク
タンスを示す。送信信号ｚが単位ステップＵ（ｔ）であ
る場合、第3b図の回路図からエコー信号ｅは次の式： Ue（ｔ）＝〔exp（−Rt/L）−1/2〕Ｕ（ｔ） （１） を満たすものとなることが導かれる。この式においてUe
（ｔ）はエコー信号による端子２−２′間の電圧を示
す。
合器の回路図は第3b図の回路図に簡単化することがで
き、第3b図においてＬは変成器20の一次巻線のインダク
タンスを示す。送信信号ｚが単位ステップＵ（ｔ）であ
る場合、第3b図の回路図からエコー信号ｅは次の式： Ue（ｔ）＝〔exp（−Rt/L）−1/2〕Ｕ（ｔ） （１） を満たすものとなることが導かれる。この式においてUe
（ｔ）はエコー信号による端子２−２′間の電圧を示
す。
式（１）から、極めて低い周波数に対する第3b図の回
路及び従って第3a図の回路の時定数はτ＝L/Rで与えら
れる。
路及び従って第3a図の回路の時定数はτ＝L/Rで与えら
れる。
第４図は本発明によるアダプティブフィルタを具える
エコー消去フィルタ９の実際のフィルタセクション９′
の可能な一設計例を示すものである。このフィルタはセ
クション12と、破線で囲んで示すセクション12′とを具
える。セクション12は入力端子13に供給された送信信号
を１シンボルインターバルづつ遅延する複数の遅延段14
1,142,143,…,14N-1を具える慣例のアダプティブトラン
スバーサルフィルタを構成する。各別の乗算器150,151,
152,153,…,15N-1の一端をフィルタ入力端子13及び遅延
段141,…14N-1の出力端子にそれぞれ固定接続すると共
にこれら乗算器に乗算係数C0,C1,C2,C3,…CN-1をそれぞ
れ供給する。これら係数の値は第１図に示すアダプティ
ブ制御ループを経て既知のようにアダプティブ調整され
る。これら乗算器の出力信号はＮ個の送信シンボルのエ
コー信号に最適に近似する出力信号を発生する単一の加
算回路16の入力端子（０），…（Ｎ−１）に供給する。
トランスバーサルフィルタ12はその動作及び構成が公知
のトランスバーサルフィルタと同一であるのでこれ以上
説明しない。
エコー消去フィルタ９の実際のフィルタセクション９′
の可能な一設計例を示すものである。このフィルタはセ
クション12と、破線で囲んで示すセクション12′とを具
える。セクション12は入力端子13に供給された送信信号
を１シンボルインターバルづつ遅延する複数の遅延段14
1,142,143,…,14N-1を具える慣例のアダプティブトラン
スバーサルフィルタを構成する。各別の乗算器150,151,
152,153,…,15N-1の一端をフィルタ入力端子13及び遅延
段141,…14N-1の出力端子にそれぞれ固定接続すると共
にこれら乗算器に乗算係数C0,C1,C2,C3,…CN-1をそれぞ
れ供給する。これら係数の値は第１図に示すアダプティ
ブ制御ループを経て既知のようにアダプティブ調整され
る。これら乗算器の出力信号はＮ個の送信シンボルのエ
コー信号に最適に近似する出力信号を発生する単一の加
算回路16の入力端子（０），…（Ｎ−１）に供給する。
トランスバーサルフィルタ12はその動作及び構成が公知
のトランスバーサルフィルタと同一であるのでこれ以上
説明しない。
本発明によるエコー消去フィルタは第４図に破線で囲
んで示すセクション12も具える。12′で示すフィルタセ
クションは２つのフィルタ係数を有する巡回フィルタを
構成する。この巡回フィルタ12′は入力信号としてトラ
ンスバーサルフィルタ12の最終遅延段14N-1からの信号
を関連する可調整係数CN-1の乗算後に受信する。従っ
て、巡回フィルタ12′の第１可調整係数CAはこの係数C
N-1により決まる。この場合、乗算器15N-1の出力信号を
加算回路17の一方の入力端子に直接供給することができ
る。この加算回路の出力信号を乗算器18に供給し、この
信号に巡回フィルタの第２の固定の係数CBを乗算する。
次いでこの乗算器の出力信号を遅延段19に供給し、ここ
でこの信号を１送信シンボルインターバルの期間に亘っ
て遅延させる。この遅延段19の出力信号を加算回路16の
最終入力端子（Ｎ）に供給すると共に加算回路17の第２
入力端子にも供給する。巡回フィルタ12′のタイムディ
スクリート出力信号ｙ（ｎ）に対しては次式： ｙ（ｎ）＝CB〔CA・ｘ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）〕
（２） が成立する。ここで、ｙ（ｎ）は巡回フィルタのタイム
ディスクリード入力信号及びCA ＝CN-1である。定数CBの
値を次の条件： CB＝exp〔−RT/L〕 ここで、 Ｒ＝ハイブリッド結合器３の成端インピーダンス Ｌ＝ハイブリッド結合器３内の変成器20の一次巻線のイ
ンダクタンス Ｔ＝送信シンボルインターバル を良好な近似で満足するように選択すると、巡回フィル
タセクション12′はｔ＝（Ｎ−１）Ｔからのインターバ
ルに対し最適な近似のエコー消去信号を発生する。
んで示すセクション12も具える。12′で示すフィルタセ
クションは２つのフィルタ係数を有する巡回フィルタを
構成する。この巡回フィルタ12′は入力信号としてトラ
ンスバーサルフィルタ12の最終遅延段14N-1からの信号
を関連する可調整係数CN-1の乗算後に受信する。従っ
て、巡回フィルタ12′の第１可調整係数CAはこの係数C
N-1により決まる。この場合、乗算器15N-1の出力信号を
加算回路17の一方の入力端子に直接供給することができ
る。この加算回路の出力信号を乗算器18に供給し、この
信号に巡回フィルタの第２の固定の係数CBを乗算する。
次いでこの乗算器の出力信号を遅延段19に供給し、ここ
でこの信号を１送信シンボルインターバルの期間に亘っ
て遅延させる。この遅延段19の出力信号を加算回路16の
最終入力端子（Ｎ）に供給すると共に加算回路17の第２
入力端子にも供給する。巡回フィルタ12′のタイムディ
スクリート出力信号ｙ（ｎ）に対しては次式： ｙ（ｎ）＝CB〔CA・ｘ（ｎ−１）＋ｙ（ｎ−１）〕
（２） が成立する。ここで、ｙ（ｎ）は巡回フィルタのタイム
ディスクリード入力信号及びCA ＝CN-1である。定数CBの
値を次の条件： CB＝exp〔−RT/L〕 ここで、 Ｒ＝ハイブリッド結合器３の成端インピーダンス Ｌ＝ハイブリッド結合器３内の変成器20の一次巻線のイ
ンダクタンス Ｔ＝送信シンボルインターバル を良好な近似で満足するように選択すると、巡回フィル
タセクション12′はｔ＝（Ｎ−１）Ｔからのインターバ
ルに対し最適な近似のエコー消去信号を発生する。
R,L及びＴの値は既知であるから、CBの値も同様に知
ることができる。この係数値をディジタル回路において
簡単に実現し得るように、本発明の好適実施例ではCBと
して CB＝exp（−RT/L）＝１−2-m ここでｍは正の整数 を選択する。
ることができる。この係数値をディジタル回路において
簡単に実現し得るように、本発明の好適実施例ではCBと
して CB＝exp（−RT/L）＝１−2-m ここでｍは正の整数 を選択する。
値Ｒ及びＴは固定であるから、インダクタンス値Ｌの
適切な選択によりｍを正の整数にすることができる。
適切な選択によりｍを正の整数にすることができる。
CB＝１−2-mの係数の乗算は多ビット信号に対してｍ
ビットの１回のシフトと１回の加算により簡単に行なう
ことができ、この演算はディジタル技術で容易に実現で
きる。
ビットの１回のシフトと１回の加算により簡単に行なう
ことができ、この演算はディジタル技術で容易に実現で
きる。
第１図は２線式回線による全２重伝送用トランシーバ装
置のブロック線図、 第２図は第１図に示す装置において発生し得るエコー信
号を示す図、 第3a及び3b図は第１図に示す装置に用いられているハイ
ブリッド結合器の構成図、 第４図は本発明によるアダプティブフィルタのブロック
線図である。 １……送信機、２……増幅器 ３……ハイブリッド結合器 ４……２線式回線 ５……アナログ−ディジタル変換器 6,7……減算器、８……レベル弁別器 ９……エコー消去回路 10……判定帰還等化回路（DFE） 11……受信機 12,12′……本発明アダプティブフィルタ 12……トランスバーサルフィルタセクション 13……入力端子、141〜14N-1……遅延段 150〜15N-1……乗算段 C0〜CN-1……フィルタ係数 16……加算回路 12′……巡回フィルタセクション 17……加算回路、18……乗算段 CB……固定フィルタ係数 19……遅延段
置のブロック線図、 第２図は第１図に示す装置において発生し得るエコー信
号を示す図、 第3a及び3b図は第１図に示す装置に用いられているハイ
ブリッド結合器の構成図、 第４図は本発明によるアダプティブフィルタのブロック
線図である。 １……送信機、２……増幅器 ３……ハイブリッド結合器 ４……２線式回線 ５……アナログ−ディジタル変換器 6,7……減算器、８……レベル弁別器 ９……エコー消去回路 10……判定帰還等化回路（DFE） 11……受信機 12,12′……本発明アダプティブフィルタ 12……トランスバーサルフィルタセクション 13……入力端子、141〜14N-1……遅延段 150〜15N-1……乗算段 C0〜CN-1……フィルタ係数 16……加算回路 12′……巡回フィルタセクション 17……加算回路、18……乗算段 CB……固定フィルタ係数 19……遅延段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特公 平７−71029（ＪＰ，Ｂ２) 特公 平７−123237（ＪＰ，Ｂ２) 米国特許4920530（ＵＳ，Ａ) 欧州特許276511（ＥＰ，Ｂ)
Claims (4)
- 【請求項１】同期データシンボルから消去信号を形成す
るための、インパルス応答ｈ（ｉ）（ここでｉ＝0,1,2
…）を有するアダプティブタイムディスクリートフィル
タであって、可調整係数Ci（ここでｉ＝0,1,2,…Ｎ−
１）を有し前記インパルス応答の最初のＮ個の値ｈ
（ｉ）を実現するトランスバーサルフィルタセクション
と、フィルタ係数Ciをアダプティブ調整する手段と、フ
ィルタ係数を有し前記インパルス応答のｉ＝N,N＋1,…
に対する値ｈ（ｉ）を実現する巡回フィルタセクション
と、両フィルタセクションの出力信号を加算して消去信
号を得る手段とを具えた伝送システム用のアダプティブ
タイムディスクリートフィルタにおいて、前記巡回フィ
ルタセクションのタイムディスクリート入力信号Ｘ
（ｎ）をＮ−１個のディスクリートタイムインターバル
に亘って遅延されたアダプティブフィルタ入力信号によ
り形成し、前記巡回フィルタセクションはこの入力信号
Ｘ（ｎ）と次式： ｙ（ｎ）＝CB〔CA・ｘ（ｎ−１）＋Ｙ（ｎ−１）〕 ここで、 CAは前記トランスバーサルフィルタセクションの最終可
調整係数CN-1に等しい係数、 CBは予め決めた固定の係数 で表わされた関数を有するタイムディスクリート出力信
号ｙ（ｎ）を形成するようにしたことを特徴とする伝送
システム用のアダプティブタイムディスクリートフィル
タ。 - 【請求項２】前記伝送システムが所定のシンボル周波数
を有するデータ信号を２線式回線により全２重伝送する
トランシーバ装置であり、前記トランシーバ装置がトラ
ンシーバ装置を２線式回線に結合する変成器を有するハ
イグリッド結合器を具え、このハイブリッド結合器にお
いて送信信号が低周波数に対し時定数τ＝L/Rを有する
回路網に供給され（ここで、Ｒは所定の抵抗値、Ｌは前
記変成器の一次巻線のインダクタンス）、前記変成器の
二次巻線が２線式回線に接続されている特許請求の範囲
第１項記載のアダプティブタイムディスクリートフィル
タにおいて、前記固定の係数CBの値はexp（−RT/L）
（ここで、Ｔはディスクリートタイムインターバル）に
略々等しくしてあることを特徴とするアダプティブタイ
ムディスクリートフィルタ。 - 【請求項３】前記固定の係数CBは１−2-m（ここでｍは
正の整数）に等しくしてあることを特徴とする特許請求
の範囲第２項記載のアダプティブタイムディスクリート
フィルタ。 - 【請求項４】前記伝送システムが低周波数に対し時定数
τにより少くとも決まる応答を有するチャンネルを介し
て接続された送信機と受信機とを具えている特許請求の
範囲第１項記載のアダプティブタイムディスクリートフ
ィルタにおいて、前記受信機が判定帰還等化装置（DF
E）を具え、当該アダプティブフィルタは帰還フィルタ
として構成し且つ前記固定の係数CBの値はexp（−T/
τ）（ここでＴはディスクリートタイムインターバル）
に略々等しくしてあることを特徴とするアダプティブタ
イムディスクリートフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8603247 | 1986-12-22 | ||
| NL8603247A NL8603247A (nl) | 1986-12-22 | 1986-12-22 | Adaptief tijd-discreet filter voor het vormen van een compensatiesignaal uit synchrone datasymbolen. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63169115A JPS63169115A (ja) | 1988-07-13 |
| JP2591764B2 true JP2591764B2 (ja) | 1997-03-19 |
Family
ID=19849030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62323031A Expired - Fee Related JP2591764B2 (ja) | 1986-12-22 | 1987-12-22 | アダプティブタイムディスクリートフィルタ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4920530A (ja) |
| EP (1) | EP0276511B1 (ja) |
| JP (1) | JP2591764B2 (ja) |
| AU (1) | AU608795B2 (ja) |
| CA (1) | CA1265847A (ja) |
| DE (1) | DE3777621D1 (ja) |
| NL (1) | NL8603247A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JPH0771029B2 (ja) * | 1987-03-03 | 1995-07-31 | 日本電気株式会社 | エコ−消去器 |
| AU606176B2 (en) * | 1987-07-13 | 1991-01-31 | Alcatel Australia Limited | Programmable balance filter arrangement |
| DE3744075A1 (de) * | 1987-12-24 | 1989-07-13 | Licentia Gmbh | Verfahren zur entzerrung von dispersiven, linearen oder naeherungsweise linearen kanaelen zur uebertragung von digitalen signalen sowie anordnung zum ausfuehren des verfahrens |
| FR2627032A1 (fr) * | 1988-02-09 | 1989-08-11 | Alcatel Thomson Faisceaux | Filtre transverse |
| JPH0748681B2 (ja) * | 1989-02-23 | 1995-05-24 | 日本電気株式会社 | エコー消去器の係数制御方法 |
| US5388092A (en) * | 1989-06-27 | 1995-02-07 | Nec Corporation | Echo canceller for two-wire full duplex digital data transmission |
| JP3135902B2 (ja) * | 1990-05-11 | 2001-02-19 | 株式会社日立製作所 | 自動等化器及び半導体集積回路 |
| JPH04369932A (ja) * | 1991-06-19 | 1992-12-22 | Hitachi Ltd | エコーキャンセラ、および、それを用いた伝送装置 |
| JP3049958B2 (ja) * | 1992-08-24 | 2000-06-05 | 日本電気株式会社 | 判定帰還等化器 |
| FR2729024A1 (fr) * | 1994-12-30 | 1996-07-05 | Matra Communication | Annuleur d'echo acoustique avec filtrage en sous-bandes |
| US6790040B2 (en) | 1999-11-10 | 2004-09-14 | Implant Innovations, Inc. | Healing components for use in taking impressions and methods for making the same |
| US7796544B2 (en) * | 2002-06-07 | 2010-09-14 | Tokyo Electron Limited | Method and system for providing an analog front end for multiline transmission in communication systems |
| JP5914757B2 (ja) | 2012-10-22 | 2016-05-11 | 医療法人社団アイ・ティー | アバットメント、フィクスチャー、歯科インプラント用セット、歯科タップ、歯科ガイド、歯科タップセット、および歯科ドリル |
| US9839496B2 (en) | 2013-02-19 | 2017-12-12 | Biomet 3I, Llc | Patient-specific dental prosthesis and gingival contouring developed by predictive modeling |
| WO2015094699A1 (en) | 2013-12-20 | 2015-06-25 | Biomet 3I, Llc | Dental system for developing custom prostheses through scanning of coded members |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55109023A (en) * | 1979-02-14 | 1980-08-21 | Toshiba Corp | Automatic equalizer |
| GB2111354B (en) * | 1981-11-19 | 1985-06-19 | Standard Telephones Cables Ltd | Echo canceller |
| US4468786A (en) * | 1982-09-21 | 1984-08-28 | Harris Corporation | Nonlinear equalizer for correcting intersymbol interference in a digital data transmission system |
| US4467441A (en) * | 1982-10-08 | 1984-08-21 | At&T Bell Laboratories | Adaptive filter including controlled tap coefficient leakage |
| JPS605634A (ja) * | 1983-06-24 | 1985-01-12 | Nec Corp | エコ−キヤンセラ |
-
1986
- 1986-12-22 NL NL8603247A patent/NL8603247A/nl not_active Application Discontinuation
-
1987
- 1987-12-15 US US07/132,293 patent/US4920530A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-16 DE DE8787202538T patent/DE3777621D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-16 EP EP87202538A patent/EP0276511B1/en not_active Expired
- 1987-12-17 CA CA000554649A patent/CA1265847A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-18 AU AU82831/87A patent/AU608795B2/en not_active Ceased
- 1987-12-22 JP JP62323031A patent/JP2591764B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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| DE3777621D1 (de) | 1992-04-23 |
| JPS63169115A (ja) | 1988-07-13 |
| AU608795B2 (en) | 1991-04-18 |
| US4920530A (en) | 1990-04-24 |
| CA1265847A (en) | 1990-02-13 |
| EP0276511B1 (en) | 1992-03-18 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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