JP3049958B2 - 判定帰還等化器 - Google Patents
判定帰還等化器Info
- Publication number
- JP3049958B2 JP3049958B2 JP4223707A JP22370792A JP3049958B2 JP 3049958 B2 JP3049958 B2 JP 3049958B2 JP 4223707 A JP4223707 A JP 4223707A JP 22370792 A JP22370792 A JP 22370792A JP 3049958 B2 JP3049958 B2 JP 3049958B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- recursive filter
- coefficient
- filter
- output
- intersymbol interference
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、加入者線などを用いた
ベースバンドディジタル伝送方式で伝送路歪を除去する
ための判定帰還等化器に関する。
ベースバンドディジタル伝送方式で伝送路歪を除去する
ための判定帰還等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ベースバンドディジタル伝送方式では、
図５に示すように、送信器１からパルス波形が送出さ
れ、伝送用の線路３（例えばメタリックケーブル）を通
し、受信器２にそのパルス波形が到達する。ここで伝送
される信号はベースバンド信号であり、低周波数成分を
有する伝送符号が用いられる場合がある。メタリックケ
ーブルを用いる時には通常、保安上の絶縁や給電のため
に変成器５，６を介して送信器１、受信器２を線路３に
接続する。
図５に示すように、送信器１からパルス波形が送出さ
れ、伝送用の線路３（例えばメタリックケーブル）を通
し、受信器２にそのパルス波形が到達する。ここで伝送
される信号はベースバンド信号であり、低周波数成分を
有する伝送符号が用いられる場合がある。メタリックケ
ーブルを用いる時には通常、保安上の絶縁や給電のため
に変成器５，６を介して送信器１、受信器２を線路３に
接続する。
【０００３】この場合の技術的な問題点の一つは、変成
器５，６により低域周波数が遮断されるため、図６に示
すように、受信信号のインパルス応答波形に長い「裾引
き」Ｓが現われることである。この部分はいわゆる符号
関干渉（ＩＳＩ）をひき起すので、受信側で除去または
等化する必要がある。
器５，６により低域周波数が遮断されるため、図６に示
すように、受信信号のインパルス応答波形に長い「裾引
き」Ｓが現われることである。この部分はいわゆる符号
関干渉（ＩＳＩ）をひき起すので、受信側で除去または
等化する必要がある。
【０００４】受信器２での波形等化にはしばしば、判定
帰還等化器（ＤＦＥ）が用いられる。従来の判定帰還等
化器は図７に示すごとく、非巡回型フィルタ（すなわち
トランスバーサル型フィルタ、ＦＩＲフィルタ）を帰還
接続した構成を有している。同図中の非巡回型フィルタ
のタップ重みＣ1 〜ＣN −1 は、減算器１２にて符号間
干渉を打消すよう適応制御されるが、図６のような長期
間の裾引きＳを除去するには多数のタップ重みを必要と
する。そこで非巡回型フィルタに巡回型フィルタ（ＩＩ
Ｒフィルタ）を縦続接続して、この「裾引き」の部分を
除去しようとする技術が考えられ、これについては下記
の文献に詳しい。
帰還等化器（ＤＦＥ）が用いられる。従来の判定帰還等
化器は図７に示すごとく、非巡回型フィルタ（すなわち
トランスバーサル型フィルタ、ＦＩＲフィルタ）を帰還
接続した構成を有している。同図中の非巡回型フィルタ
のタップ重みＣ1 〜ＣN −1 は、減算器１２にて符号間
干渉を打消すよう適応制御されるが、図６のような長期
間の裾引きＳを除去するには多数のタップ重みを必要と
する。そこで非巡回型フィルタに巡回型フィルタ（ＩＩ
Ｒフィルタ）を縦続接続して、この「裾引き」の部分を
除去しようとする技術が考えられ、これについては下記
の文献に詳しい。
【０００５】 （１）特願昭62-259282 号（「判定帰還等化器」） （２）プロシーディング・オブ・アイイーイーイー・グ
ローブコム（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ＩＥＥＥ
Ｇｌｏｂｅｃｏｍ）１９８８に、デザイン・テクニク・
アンド・パフォーマンス・オブ・アン・エルエスアイ・
ベースド・２Ｂ１Ｑトランシーバ（Ｄｅｓｉｇｎ Ｔｅ
ｃｈｎｉｑｕｅｓ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ
ｏｆ ａｎ ＬＳＩ−ｂａｓｅｄ ２Ｂ１Ｑ Ｔｒａｎ
ｓｃｅｉｖｅｒ）の題名で発表された論文 しかるに、上記文献における巡回型フィルタの次数は１
次であり、図５のような送受両側に変成器を含む場合に
は、２次の低域遮断に起因する符号間干渉を除去しなけ
ればならず、充分な符号間干渉の除去ができない。
ローブコム（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ＩＥＥＥ
Ｇｌｏｂｅｃｏｍ）１９８８に、デザイン・テクニク・
アンド・パフォーマンス・オブ・アン・エルエスアイ・
ベースド・２Ｂ１Ｑトランシーバ（Ｄｅｓｉｇｎ Ｔｅ
ｃｈｎｉｑｕｅｓ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ
ｏｆ ａｎ ＬＳＩ−ｂａｓｅｄ ２Ｂ１Ｑ Ｔｒａｎ
ｓｃｅｉｖｅｒ）の題名で発表された論文 しかるに、上記文献における巡回型フィルタの次数は１
次であり、図５のような送受両側に変成器を含む場合に
は、２次の低域遮断に起因する符号間干渉を除去しなけ
ればならず、充分な符号間干渉の除去ができない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】伝送路の２次の低域遮
断に対応するには、２次の巡回型フィルタを有する判定
帰還等化器を用意することが望ましい。本発明の目的
は、相手局の送信器の低域遮断周波数ｆc 1 は不明であ
っても、自局の受信器の低域遮断周波数ｆc 2 は設計上
既知であることが多いことを利用し、タップ重みを適応
制御する２次巡回型フィルタを、非巡回型フィルタと組
合せて、２次低域遮断特性に起因する符号間干渉を効果
的に除去することである。
断に対応するには、２次の巡回型フィルタを有する判定
帰還等化器を用意することが望ましい。本発明の目的
は、相手局の送信器の低域遮断周波数ｆc 1 は不明であ
っても、自局の受信器の低域遮断周波数ｆc 2 は設計上
既知であることが多いことを利用し、タップ重みを適応
制御する２次巡回型フィルタを、非巡回型フィルタと組
合せて、２次低域遮断特性に起因する符号間干渉を効果
的に除去することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の判定帰還等化器
は、受信ディジタル信号から符号間干渉分を減算する減
算器と、その減算結果のパルス値を判定する判定器と、
その判定結果に応じて前記符号間干渉分を生成し前記減
算器に与える非巡回型フィルタとを有する判定帰還等化
器において、前記非巡回型フィルタに継続接続してあ
り、第１の帰還係数は固定値を保持する第１の減衰係数
と適応制御される可変の第２の減衰係数との和であり、
第２の帰還係数は前記第１の減衰係数と前記第２の減衰
係数との積の符号を逆転したものであり、第１および第
２の外部タップ重み回路の両出力の和を出力する第１の
２次巡回型フィルタと、その出力と前記非巡回型フィル
タの出力との和を前記符号間干渉分として送出する加算
器と、前記第１の２次巡回型フィルタと同一の帰還係数
をもち第１の外部タップ重み回路の出力から第２の外部
タップ重み回路にて前記第１の減衰係数を乗じた出力を
減じて得られる信号を前記第２の減衰係数の制御信号と
して送出する第２の２次巡回型フィルタとを備えている
ことを特徴とする。
は、受信ディジタル信号から符号間干渉分を減算する減
算器と、その減算結果のパルス値を判定する判定器と、
その判定結果に応じて前記符号間干渉分を生成し前記減
算器に与える非巡回型フィルタとを有する判定帰還等化
器において、前記非巡回型フィルタに継続接続してあ
り、第１の帰還係数は固定値を保持する第１の減衰係数
と適応制御される可変の第２の減衰係数との和であり、
第２の帰還係数は前記第１の減衰係数と前記第２の減衰
係数との積の符号を逆転したものであり、第１および第
２の外部タップ重み回路の両出力の和を出力する第１の
２次巡回型フィルタと、その出力と前記非巡回型フィル
タの出力との和を前記符号間干渉分として送出する加算
器と、前記第１の２次巡回型フィルタと同一の帰還係数
をもち第１の外部タップ重み回路の出力から第２の外部
タップ重み回路にて前記第１の減衰係数を乗じた出力を
減じて得られる信号を前記第２の減衰係数の制御信号と
して送出する第２の２次巡回型フィルタとを備えている
ことを特徴とする。
【０００８】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【０００９】図１は本発明の一実施例を示す。受信した
符号間干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号
を減算器１２にて減算され、減算の結果得られる信号４
を判定器１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィ
ルタに帰還される。減算器１３は判定器１１での判定前
後の差の信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型
フィルタは、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフト
レジスタＤ1 〜Ｄn と、タップ重みＣ1 〜ＣN - 1 の乗
算器Ｍ1 〜ＭN - 1 と、加算器１４とから成る。後続の
２次巡回型フィルタは、シフトレジスタＤN + 1 ，Ｄ
N + 2 、外部タップ重みＣI 0 ，ＣI 1 の乗算器ＭN ，
ＭN + 1 、内部帰還係数Ｂ1 ，Ｂ2 の乗算器ＭN + 2 ，
ＭN + 3 、加算器１５，１６より成る。非巡回型フィル
タの出力信号すなわち加算器１４の出力信号と、巡回型
フィルタの出力信号すなわち加算器１６の出力信号とを
加算器１７で加算して、符号間干渉を打消す信号が得ら
れる。
符号間干渉を含む入力波形は、符号間干渉を打消す信号
を減算器１２にて減算され、減算の結果得られる信号４
を判定器１１で判定した判定出力ｄn が、非巡回型フィ
ルタに帰還される。減算器１３は判定器１１での判定前
後の差の信号を誤差信号ｅn として出力する。非巡回型
フィルタは、１シンボル分ずつの遅延Ｔを与えるシフト
レジスタＤ1 〜Ｄn と、タップ重みＣ1 〜ＣN - 1 の乗
算器Ｍ1 〜ＭN - 1 と、加算器１４とから成る。後続の
２次巡回型フィルタは、シフトレジスタＤN + 1 ，Ｄ
N + 2 、外部タップ重みＣI 0 ，ＣI 1 の乗算器ＭN ，
ＭN + 1 、内部帰還係数Ｂ1 ，Ｂ2 の乗算器ＭN + 2 ，
ＭN + 3 、加算器１５，１６より成る。非巡回型フィル
タの出力信号すなわち加算器１４の出力信号と、巡回型
フィルタの出力信号すなわち加算器１６の出力信号とを
加算器１７で加算して、符号間干渉を打消す信号が得ら
れる。
【００１０】巡回型フィルタの内部帰還係数Ｂ1 ，Ｂ2
は、図２に示すように、送信側の低域遮断特性に対応す
る固定値の減衰係数ｒf と受信側の低域遮断特性に対応
し適応制御される減衰係数ｒとの和及び積の逆符号をと
った値からそれぞれ得られる。即ちＢ1 ＝ｒf ＋ｒ，Ｂ
2 ＝−ｒ f ｒが成立つよう、加算器４１、乗算器４２お
よび４３で演算している。非巡回型フィルタによって符
号間干渉の主要部分を除去でき、また２次巡回型フィル
タによって送受信側のそれぞれ１次の低域遮断の影響を
補償する。そのために、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 ，
ＣI0，ＣI1及び減衰係数ｒ（従ってＢ1 ，Ｂ2 ）を、下
記のアルゴリズムにより適応制御している。
は、図２に示すように、送信側の低域遮断特性に対応す
る固定値の減衰係数ｒf と受信側の低域遮断特性に対応
し適応制御される減衰係数ｒとの和及び積の逆符号をと
った値からそれぞれ得られる。即ちＢ1 ＝ｒf ＋ｒ，Ｂ
2 ＝−ｒ f ｒが成立つよう、加算器４１、乗算器４２お
よび４３で演算している。非巡回型フィルタによって符
号間干渉の主要部分を除去でき、また２次巡回型フィル
タによって送受信側のそれぞれ１次の低域遮断の影響を
補償する。そのために、タップ重みＣ1 〜ＣN-1 ，
ＣI0，ＣI1及び減衰係数ｒ（従ってＢ1 ，Ｂ2 ）を、下
記のアルゴリズムにより適応制御している。
【００１１】即ち、誤差信号ｅn の２乗ｅn 2 をタップ
重みＣI 0 ，ＣI 1 で編微分することにより、次のアル
ゴリズムが得られる。ただしαI 0 ，αI 1 は修正係
数。
重みＣI 0 ，ＣI 1 で編微分することにより、次のアル
ゴリズムが得られる。ただしαI 0 ，αI 1 は修正係
数。
【００１２】 ＣI 0 （ｎ＋１）＝ＣI 0 （ｎ）＋αI 0 ｅn ｕn ＣI 1 （ｎ＋１）＝ＣI 1 （ｎ）＋αI 1 ｅn ｕn - 1 また、ｅn 2 をｒによって編微分することにより、次の
アルゴリズムが得られる。
アルゴリズムが得られる。
【００１３】 ｒ（ｎ＋１）＝ｒ（ｎ）＋αr ｅn ｑn ただしαr は修正係数 ｑn ＝ｐn −ｒf ｐn - 1 ｐn + 1 ＝ＺI n ＋Ｂ1 ｐn ＋Ｂ2 ｐn - 1 図３はこの信号ｑn の発生回路を示し、シフトレジスタ
１２１、１２２と、加算器１１５と、減算器１１４と、
乗算器１３１〜１３３とで上式のｑｎを算出する。な
お、この回路の入力信号ＺI n は、図１中の巡回型フィ
ルタの出力信号であり、係数Ｂ1 ，Ｂ2 は、同図の巡回
型フィルタの帰還係数Ｂ1 、Ｂ2 と同一である。
１２１、１２２と、加算器１１５と、減算器１１４と、
乗算器１３１〜１３３とで上式のｑｎを算出する。な
お、この回路の入力信号ＺI n は、図１中の巡回型フィ
ルタの出力信号であり、係数Ｂ1 ，Ｂ2 は、同図の巡回
型フィルタの帰還係数Ｂ1 、Ｂ2 と同一である。
【００１４】図４は、本実施例と従来の判定帰還等化器
との符号間干渉の除去過程を、シミュレーション結果に
より例示するタイミング図である。残留符号間干渉は自
乗平均誤差（ＲＭＳＥ）で示されており、曲線ａは巡回
型フィルタを用いない場合（非巡回型フィルタのみ）を
示し、大きいＲＭＳＥが残る。２次の巡回型フィルタを
用いこれを適応制御することにより、曲線ｂのように、
短時間内にＲＭＳＥを充分小さくすることができる。曲
線ｃは、２次巡回型フィルタの代りに１次巡回型フィル
タを用いた時のシミュレーション結果であり、巡回型フ
ィルタを使用しない場合よりもＲＭＳＥを小さくできる
が、本実施例の場合よりもＲＭＳＥが大きく効果的でな
い。
との符号間干渉の除去過程を、シミュレーション結果に
より例示するタイミング図である。残留符号間干渉は自
乗平均誤差（ＲＭＳＥ）で示されており、曲線ａは巡回
型フィルタを用いない場合（非巡回型フィルタのみ）を
示し、大きいＲＭＳＥが残る。２次の巡回型フィルタを
用いこれを適応制御することにより、曲線ｂのように、
短時間内にＲＭＳＥを充分小さくすることができる。曲
線ｃは、２次巡回型フィルタの代りに１次巡回型フィル
タを用いた時のシミュレーション結果であり、巡回型フ
ィルタを使用しない場合よりもＲＭＳＥを小さくできる
が、本実施例の場合よりもＲＭＳＥが大きく効果的でな
い。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したごとく本発明によれば、非
巡回型フィルタを有する判定帰還等化器において、固定
値である第１の減衰係数と可変である第２の減衰係数と
の和および積をそれぞれ第１の帰還係数および第２の帰
還係数とし、第１および第２の外部タップ重み回路の両
出力の和を出力する第１の２次巡回型フィルタを前記非
巡回型フィルタに継続接続し、第１の２次巡回型フィル
タと同一の帰還係数をもつ第２の２次巡回型フィルタを
使用して前記第２の減衰係数を適応制御するようにして
たので、２次の低域遮断に起因する符号間干渉を迅速に
効果的に除去することができる。
巡回型フィルタを有する判定帰還等化器において、固定
値である第１の減衰係数と可変である第２の減衰係数と
の和および積をそれぞれ第１の帰還係数および第２の帰
還係数とし、第１および第２の外部タップ重み回路の両
出力の和を出力する第１の２次巡回型フィルタを前記非
巡回型フィルタに継続接続し、第１の２次巡回型フィル
タと同一の帰還係数をもつ第２の２次巡回型フィルタを
使用して前記第２の減衰係数を適応制御するようにして
たので、２次の低域遮断に起因する符号間干渉を迅速に
効果的に除去することができる。
【図１】本発明の一実施例のブロック図。
【図２】本発明の実施例における制御回路のブロック
図。
図。
【図３】本発明の実施例における制御回路のブロック
図。
図。
【図４】本発明の実施例および従来の判定帰還等化器の
符号間干渉除去過程を例示するタイミング図。
符号間干渉除去過程を例示するタイミング図。
【図５】ベースバンド伝送システムの構成図。
【図６】図５における応答波形図。
【図７】従来の判定帰還等化器のブロック図。
１１ 判定器 １２，１３，１１４ 減算器 Ｍ1 〜ＭN + 3 ，４２，４３，１３１〜１３３ 乗算
器 １４〜１７，４１，１１５ 加算器 Ｄ1 〜ＤN + 2 ，１２１，１２２ シフトレジスタ
器 １４〜１７，４１，１１５ 加算器 Ｄ1 〜ＤN + 2 ，１２１，１２２ シフトレジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 15/00 - 21/00 H04B 3/04 - 3/23
Claims (1)
- 【請求項１】 受信ディジタル信号から符号間干渉分を
減算する減算器と、その減算結果のパルス値を判定する
判定器と、その判定結果に応じて前記符号間干渉分を生
成し前記減算器に与える非巡回型フィルタとを有する判
定帰還等化器において、 前記非巡回型フィルタに継続接続してあり、第１の帰還
係数は固定値を保持する第１の減衰係数と適応制御され
る可変の第２の減衰係数との和であり、第２の帰還係数
は前記第１の減衰係数と前記第２の減衰係数との積の符
号を逆転したものであり、第１および第２の外部タップ
重み回路の両出力の和を出力する第１の２次巡回型フィ
ルタと、 その出力と前記非巡回型フィルタの出力との和を前記符
号間干渉分として送出する加算器と、 前記第１の２次巡回型フィルタと同一の帰還係数をもち
第１の外部タップ重み回路の出力から第２の外部タップ
重み回路にて前記第１の減衰係数を乗じた出力を減じて
得られる信号を前記第２の減衰係数の制御信号として送
出する第２の２次巡回型フィルタとを備えていることを
特徴とする判定帰還等化器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4223707A JP3049958B2 (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | 判定帰還等化器 |
| US08/110,989 US5440583A (en) | 1992-08-24 | 1993-08-24 | Decision feedback equalizer with second-order recursive filter controlled with two feedback coefficients |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4223707A JP3049958B2 (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | 判定帰還等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0669761A JPH0669761A (ja) | 1994-03-11 |
| JP3049958B2 true JP3049958B2 (ja) | 2000-06-05 |
Family
ID=16802407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4223707A Expired - Fee Related JP3049958B2 (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | 判定帰還等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3049958B2 (ja) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6016129A (ja) * | 1983-07-08 | 1985-01-26 | 日本電気株式会社 | 電源リセツト回路 |
| JPS6218120A (ja) * | 1985-07-17 | 1987-01-27 | Hitachi Denshi Ltd | 適応形自動等化器 |
| NL8603247A (nl) * | 1986-12-22 | 1988-07-18 | At & T & Philips Telecomm | Adaptief tijd-discreet filter voor het vormen van een compensatiesignaal uit synchrone datasymbolen. |
| JP2551235B2 (ja) * | 1990-11-30 | 1996-11-06 | 日本電気株式会社 | 適応型フィルタ制御方法 |
-
1992
- 1992-08-24 JP JP4223707A patent/JP3049958B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0669761A (ja) | 1994-03-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2953132B2 (ja) | データ受信装置の等化器 | |
| US5084865A (en) | Echo canceller having fir and iir filters for cancelling long tail echoes | |
| KR0162340B1 (ko) | 디지탈 통신 시스템의 고스트 제거 등화기 | |
| US4468786A (en) | Nonlinear equalizer for correcting intersymbol interference in a digital data transmission system | |
| US5119401A (en) | Decision feedback equalizer including forward part whose signal reference point is shiftable depending on channel response | |
| US5345476A (en) | Interference canceller with feedforward transversal filter having switched tap-gain coefficients | |
| US5471504A (en) | Bilinear decision feedback equalizer | |
| AU606392B2 (en) | Circuit for cancelling whole or part of a waveform using nonrecursive and recursive filters | |
| US5297166A (en) | Method and apparatus for decision feedback equalization with reduced convergence time | |
| WO1991002407A1 (en) | Wideband digital equalizers for subscriber loops | |
| JP2000068905A (ja) | 通信ネットワ―クの２つの装置間で伝送される信号を予歪する方法およびこの方法を実行する装置 | |
| Smalley | Equalization concepts: a tutorial | |
| JPS58501977A (ja) | 干渉相殺法と装置 | |
| JPH05218915A (ja) | 交差偏波干渉補償装置 | |
| US5398259A (en) | Decision-feedback equalizer for cancelling CW interference | |
| US5027369A (en) | Rapid convergence decision feedback equalizer | |
| JP2004166231A (ja) | 光通信システムにおいて受信信号を等化するための方法及びシステム | |
| US5440583A (en) | Decision feedback equalizer with second-order recursive filter controlled with two feedback coefficients | |
| JP2591764B2 (ja) | アダプティブタイムディスクリートフィルタ | |
| JP3325735B2 (ja) | データ受信装置 | |
| US5303264A (en) | Adaptive equalizer using recursive least-squares algorithm and method therefor | |
| US4964118A (en) | Apparatus and method for echo cancellation | |
| JP3049958B2 (ja) | 判定帰還等化器 | |
| JP3292165B2 (ja) | 線路等化器及びその等化方法 | |
| JPH0738560B2 (ja) | 自動等化器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20000229 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |