NL8603247A - Adaptief tijd-discreet filter voor het vormen van een compensatiesignaal uit synchrone datasymbolen. - Google Patents

Description

κ PHE 86.012 1 AT&T en Philips Telecommunicatie Bedrijven B.V.

"Adaptief tijd-discreet filter voor het vormen van een compensatiesignaal uit synchrone datasymbolen."

De uitvinding heeft betrekking op een adaptief tijd- discreet filter met een impulsresponsie h(i) met i = 0,1,2,.....voor het vormen van een compensatiesignaal uit synchrone datasymbolen, welk filter is voorzien van een transversale filtersectie met instelbare 5 coëfficiënten Cj^ met i = 0,1,2,..., N-1 voor het realiseren van de eerste N waarden h(i) van genoemde impulsresponsie, van middelen voor de adaptieve instelling van de filtercoëfficiënten C^, van een recursieve filtersectie met coëfficiënten voor het realiseren van de waarden h(i) van de impulsresponsie voor i = N, N+1,..., alsmede van 10 middelen voor het sommeren van uitgangssignalen van beide filtersecties voor het verkrijgen van het compensatiesignaal.

Een dergelijk adaptief tijd-discreet filter kan in een al dan niet voor volduplex datatransmissie ingericht transmissiestelsel worden gebruikt als terugkoppelfilter in een egalisator van het 15 beslissingsterugkoppeltype (decision feedback equalization DFE), waarbij het filter dient voor het vormen van een compensatiesignaal voor de "staart" van een ontvangen symbool, dat wil zeggen de signaalrest die na het feitelijke detectietijdstip van het symbool nog wordt ontvangen tengevolge van onvolkomenheden in de transmissieweg en die de detectie 20 van volgende symbolen kan verstoren, de zogenaamde naijlende intersymboolinterferentie. Een andere toepassing van een dergelijk filter is het vormen van een echocompensatiesignaal in een zend-ontvanginrichting voor volduplex datatransmissie over een tweedraadsverbinding.

25 Bij digitale transmissie in twee richtingen over een tweedraadsverbinding is voor het realiseren van een efficiënte volduplex transmissie over een transmissiekanaal met een relatief kleine bandbreedte het gebruik van een echocompensator noodzakelijk. De onvolkomenheden in de koppeling van de zend-ontvanginrichting met de 30 tweedraadsverbinding en impedantiediscontinuiteiten in de tweedraadsverbinding zelf leiden tot een signaal aan de ingang van de ontvanger dat een sterke component bevat tengevolge van het eigen 8603247

'V

PHE 86.012 2 zendsignaal van de bij de ontvanger behorende zender, het echosignaal. Door nu het ontvangen signaal te verminderen met een signaal dat een zo goed mogelijke benadering is van de in het ontvangen signaal aanwezige fractie van het door de eigen zender uitgezonden signaal, het 5 echocompensatiesignaal, kan uit het ontvangen signaal, ondanks de daarin aanwezige sterke echocomponent, het feitelijk ontvangen signaal worden afgeleid. In dergelijke echocompensatoren kan gebruik worden gemaakt van een transversaal filter dat in staat is iedere lineaire combinatie van een bepaald aantal voorafgaand gezonden symbolen te compenseren.

10 Deze wijze van echocompensatie is uitgebreid beschreven in N.A.M. Verhoeckx et al: “Digital Echo Cancellation for Baseband Data Transmission" IEEE Trans. ASSP, Vol. ASSP-27, Nr. 6, december 1979, biz. 768-781.

Een probleem bij transversale filters is dat voor het 15 compenseren van de bijdrage aan het echosignaal van x voorafgaand gezonden symbolen een filterstructuur nodig is met middelen voor het verkrijgen van ten minste x opeenvolgende, telkens over één symboolinterval meer vertraagde versies van het ingangssignaal en met ten minste x coëfficiënten. In het bijzonder bij echosignalen met 20 een lange duur, bijvoorbeeld een echo-“staart" die zelfs na 100 symboolintervallen nog een significante verstoring kan veroorzaken, leidt dit tot zeer complexe en vooral kostbare filterstructuren, onder andere door de benodigde geheugenruimte voor alle coëfficiënten van het filter.

25 Bij duplextransmissie over een tweedraadsverbinding is de zend-ontvanginrichting meestal met die tweedraadsverbinding gekoppeld via een schakeling die een transformator bevat. Deze transformator is gewenst om de zend-ontvanginrichting te beschermen tegen eventuele hoge spanningspieken op de tweedraadsverbinding en om het ongebalanceerde 30 zendsignaal om te zetten in een gebalanceerd signaal. Bovendien eisen de instanties die een transmissienet uit tweedraadsverbindingen beheren dikwijls de toepassing van een dergelijke transformator voor het verkrijgen van een gebalanceerde afsluiting van de tweedraadsverbinding.

Het toepassen van een transformator tussen de zend-35 ontvanginrichting en de tweedraadsverbinding leidt ertoe dat het door de onvolkomenheden in de koppelschakeling veroorzaakte echosignaal beschouwd kan worden als een zendsignaal dat via een kanaal met een ö' «'> ί Wji PHE 86.012 3 frequentie-afhankelijke doorlaatkarakteristiek het ontvanggedeelte bereikt. In het bijzonder bij datasignalen met een hoge energie-inhoud in het laagfrequent gedeelte van het spectrum kan dit leiden tot echosignalen met een bijzonder lange "staart", dat wil zeggen 5 echosignalen die bijvoorbeeld na 100 symboolintervallen nog een significante verstoring van het via de tweedraadsverbinding overgedragen signaal kunnen veroorzaken. Zoals bovenstaand is toegelicht, is het onaantrekkelijk om dergelijke echosignalen met een duur van vele tientallen symboolintervallen te compenseren met behulp van een 10 transversaal filter.

Het is vanzelfsprekend mogelijk gebruik te maken van een lijncode voor de datasignalen met een geringere energie-inhoud in het laagfrequent gedeelte van het spectrum. De duur van het echosignaal kan zo beperkt worden. Dit heeft echter als bezwaar dat dergelijke lijncodes 15 voor datasignalen resulteren in een grotere energie-inhoud in het hoogfrequente gedeelte van het spectrum en bijgevolg bij transmissie een hogere demping ondervinden, hetgeen de toepasbaarheid van dergelijke signalen beperkt.

Door middel van lineaire egalisatietechnieken in het 20 ontvanggedeelte kan de duur van het echosignaal ook worden beperkt.

Bij een digitale implementatie van de zend-ontvanginrichting is het dan echter nodig gebruik te maken van digitale woordvermenigvuldigingen, hetgeen leidt tot een complex en dus kostbaar circuit.

Ook door gebruik te maken van een meer verfijnde 25 tweedraads-vierdraadskoppeling (vorkschakeling), is het mogelijk de ongewenst lange tijdsduur van de echocomponent te bekorten. Voor deze oplossing moet echter op grote schaal worden teruggevallen op analoge technieken, hetgeen ongewenst is indien, zoals bij de huidige datatransmissiestelsels, zoveel mogelijk een volledige integratie van de 30 zend-ontvanginrichting onder gebruikmaking van digitale technieken wordt nagestreefd.

Er zijn filters bekend die in staat zijn om met een beperkt aantal coëfficiënten een compensatiesignaal op te wekken dat zich over een veel langere tijdsduur uitstrekt dan het 35 compensatiesignaal dat verkregen kan worden met een transversaal filter met een identiek aantal coëfficiënten. Dergelijke filters staan bekend als recursieve filters. Wanneer de filtercoëfficiënten van β Λ Λ 7. '»/. 7 W u v ~ ’v / <> PHE 86.012 4 deze filters op adaptieve wijze worden ingesteld, treedt echter het probleem op dat de stabiliteit van de filters niet onder alle omstandigheden gegarandeerd is, welke probleem transversale filters niet kennen, en verder hebben deze filters het bezwaar dat het benodigde 5 mechanisme voor het adaptief instellen van de filtercoëfficiënten moeilijker te implementeren is dan bij een transversaal filter.

In het artikel "Untersuchungen und Entwürfe von hochintegrierbaren Echokompensationsverfahren zur Duplexübertragung" van S. Hentschke in Frequenz, Vol. 36, No. 11, blz. 302-309, november 10 1982, is beschreven hoe door het combineren van een transversaal filter en een recursief filter een volledige compensatie van een echosignaal met een lange tijdsduur kan worden gerealiseerd. Er wordt daarbij voorgesteld het echosignaal van de meest recent gezonden symbolen, bijvoorbeeld de laatste 32 symbolen, te compenseren met behulp van een 15 adaptief transversaal filter en het echosignaal dat afkomstig is van zendsymbolen die meer dan 32 symboolintervallen geleden gezonden werden te compenseren met een adaptief recursief filter, welke laatste bijvoorbeeld een viertal adaptieve filtercoêfficiënten kan bezitten.

20 Het zendsignaal wordt hiertoe rechtstreeks toegevoerd aan een adaptief transversaal filter met N=32 coëfficiënten en tevens wordt het zendsignaal, na vertraging over N=32 zendsymboolintervallen, toegevoerd aan de ingang van een adaptief recursief filter met vier coëfficiënten. Het echocompensatiesignaal wordt verkregen door 25 sommatie van het uitgangssignaal van het transversale filter en dat van het recursieve filter. De filtercoêfficiënten van beide filters worden op bekende wijze met behulp van een adaptieve regellus ingesteld, welke regellus zijn regelsignaal betrekt uit het zendsignaal en het ontvangen signaal, nadat dit laatste met het echocompensatiesignaal is 30 verminderd.

Een bezwaar van de bekende oplossing is dat er grote problemen optreden met betrekking tot de stabiliteit van het echocompensatiefilter, dat de oplossing met twee afzonderlijke filterstructuren, elk met een aantal adaptief instelbare 35 coëfficiënten, veel geheugenruimte vraagt en dus kostbaar is en dat de gekozen oplossing onnodig ingewikkeld is.

De uitvinding beoogt dan ook een oplossing voor het 880324? * PHE 86.012 5 bovenstaand geschetste probleem te bieden die noch ingewikkeld noch kostbaar is, welke oplossing geen stabiliteitsproblemen kent en daarbij toch een optimaal compensatiesignaal mogelijk maakt, ook bij te compenseren signalen met een duur van vele tientallen 5 zendsymboolintervallen.

De uitvinding voorziet hiertoe in een adaptief filter van voornoemde soort waarbij het tijd-discrete ingangssignaal x(n) van de recursieve filtersectie wordt gevormd door het over N-1 discrete tijdsintervallen vertraagde ingangssignaal van het adaptieve filter en 10 de recursieve filtersectie is ingericht voor het vormen van een tijd-discreet uitgangssignaal y(n) dat met het ingangssignaal x(n) samenhangt volgens de vergelijking: y(n) = CB[CAx(n-1) + y(n-1)3 waarbij CA gelijk is aan de laatste instelbare coëfficiënt CN_1 15 van de transversale filtersectie en CB een tevoren bepaalde vaste coëfficiënt is.

Indien het adaptief filter volgens de uitvinding wordt gebruikt voor het vormen van een echocompensatiesignaal, wordt het eerste gedeelte van het echosignaal, dat wil zeggen het gedeelte dat 20 afkomstig is van de N meest recent gezonden symbolen en dat een onregelmatig verloop heeft, gecompenseerd met behulp van een compensatiesignaal dat op bekende wijze wordt opgewekt met een adaptief transversaal filter met N coëfficiënten. De staart van het echosignaal, dat wil zeggen het echosignaal van de langer dan N 25 symboolintervallen geleden gezonden zendsymbolen, wordt echter gecompenseerd met een exponentieel afnemend compensatiesignaal, waarvan de beginwaarde wordt afgeleid van de laatste coëfficiënt van het transversale filter. Het is namelijk gebleken dat de staart van een echosignaal, die zoals bovenstaand beschreven in hoofdzaak een gevolg is 30 van de transformator in de vorkschakeling tussen de zend- ontvanginrichting en de tweedraadsverbinding, volgens een exponentiële functie afneemt en bij een geschikte keuze van de zelfinductie van de transformator op eenvoudige wijze in digitale techniek kan worden gecompenseerd.

35 Hetgeen in het voorgaande is beschreven met betrekking tot het opwekken van een echocompensatiesignaal met behulp van het filter volgens de uitvinding geldt mutatis mutandis ook voor toepassing 0 f, ft λ 9 λ ? f <ψ PHE 86.012 6 van het filter bij beslissingsterugkoppelegalisatie (DFE). Ook een ontvangen symbool kan een "staart" hebben die zich over tientallen symboolintervallen na het detectietijdstip uitstrekt en die volgens de uitvinding op efficiënte wijze deels met behulp van een adaptieve 5 transversale filtersectie en deels met behulp van een speciale recursieve filtersectie volledig kan worden gecompenseerd.

Alhoewel in het hiernavolgende de toepassing van het filter volgens de uitvinding voor het opwekken van een echocompensatiesignaal zal worden toegelicht, wordt er met nadruk op 10 gewezen dat dezelfde gunstige resultaten worden verkregen bij toepassing van het filter in een DFE-keten.

Het grote voordeel van de volgens de uitvinding voorgestelde oplossing is dat er geen stabiliteitsproblemen optreden en dat de uitbreiding van de adaptieve transversale filtersectie met een 15 eenvoudige recursieve filtersectie niet tot een noemenswaardige toename in de complexiteit en/of de kosten leidt.

De uitvinding zal in het hiernavolgende nader worden toegelicht aan de hand van een uitvoeringsvoorbeeld onder verwijzing naar de tekening. Hierin toont: 20 fig. 1 een schematische weergave van een zend- ontvanginrichting voor volduplex datatransmissie over een tweedraadsverbinding; fig. 2 een weergave van een echosignaal dat in de inrichting volgens fig. 1 kan optreden; 25 fig. 3a en 3b een schematische weergave van de in de inrichting volgens fig. 1 toegepaste vorkschakeling; en fig. 4 een schematische weergave van het adaptieve filter volgens de uitvinding.

Fig. 1 toont schematisch de op zich bekende opbouw van 30 een zend-ontvanginrichting voor volduplex datatransmissie over een tweedraadsverbinding. Het zendgedeelte van het stelsel omvat een zender 1 en zendversterker 2. Het uitgangssignaal van de zendversterker 2 wordt toegevoerd aan een vorkschakeling 3, die onderstaand nader zal worden besproken en die de koppeling tussen de vierdraads-zend-35 ontvanginrichting en de tweedraadsverbinding 4 verzorgt. Met de vorkschakeling zijn verder een balansimpedantie R verbonden en het ingangscircuit van het ontvanggedeelte van de zend-ontvanginrichting.

8603247 * PHE 86.012 7

Het door het ontvanggedeelte via vorkschakeling 3 ontvangen signaal dat, ondanks het feit dat digitale transmissie wordt bedreven, tengevolge van de invloed van de invloed van de transmissielijn 4 beschouwd kan worden als een analoog signaal, wordt via een analoog-digitaal omzetter 5 5 toegevoerd aan een eerste ingang van een aftrekketen 6, waarvan de andere ingang het uitgangssignaal ontvangt van een echocompensatieketen 9 die onderstaand nader zal worden toegelicht. Het uitgangssignaal van aftrekketen 6 wordt toegevoerd aan de ingang van een tweede aftrekketen 7, waarvan de andere ingang het uitgangssignaal ontvangt van een 10 beslissingsterugkoppelegalisatie(DFE)keten 10 die eveneens onderstaand zal worden toegelicht. Het uitgangssignaal van aftrekketen 7 wordt toegevoerd aan een niveaudiscriminator 8. De echocompensatieketen 9 omvat een eerste gedeelte 9' dat het feitelijke echocompensatiesignaal opwekt in responsie op het aan zijn ingang aangeboden zendsignaal van 15 zender 1, en een adaptieve regelketen 9" die is ingericht om op bekende wijze in responsie op het aangeboden zendsignaal en het uitgangssignaal van aftrekketen 7 een signaal op te wekken voor het adaptief instellen van de in het gedeelte 9' gebruikte coëfficiënten, opdat het door keten 9 afgegeven echocompensatiesignaal voortdurend zo goed mogelijk 20 het feitelijk via de vorkschakeling 3 ontvangen echosignaal benadert. De DFE-keten 10 omvat een eerste gedeelte 10' dat het feitelijke compensatiesignaal voor de “staart" van de ontvangen symbolen opwekt in responsie op een reeks reeds ontvangen symbolen die vanaf de uitgang van discriminator 8 aan de DFE-keten worden toegevoerd, en een adaptieve 25 regelketen 10* die is ingericht om op bekende wijze in responsie op de reeds ontvangen symbolen en het uitgangssignaal van aftrekketen 7 een signaal op te wekken voor het adaptief instellen van de in het gedeelte 10' gebruikte coëfficiënten, opdat het door keten 10 afgegeven compensatiesignaal voortdurend zo goed mogelijk de “staart" van de meest 30 recent ontvangen symbool benadert. Nadat het ontvangen signaal in de respectieve aftrekketens 6 en 7 is verminderd met elk van de compensatiesignalen wordt een signaal verkregen dat een zo goed mogelijke benadering is van het feitelijk via transmissielijn 4 overgedragen signaal, welk signaal via discriminator 8 wordt toegevoerd 35 aan een ontvanger 11.

Indien wordt aangenomen dat via zendversterker 2 aan de vorkschakeling 3 een signaal z wordt afgegeven, dan wordt van dit 8003247 ί

V

PHE 86.012 8 signaal z een gedeelte e, de echo, door de vorkschakeling 3 rechtstreeks doorgegeven aan het ontvanggedeelte van de zend-ontvanginrichting, terwijl een ander gedeelte s van het zendsignaal via de transmissielijn 4 wordt verzonden. Via deze transmissielijn 4 wordt ook het signaal s' 5 van de zend-ontvanginrichting aan het andere uiteinde van transmissielijn 4 ontvangen, zodat het door de vorkschakeling 3 aan de analoog-digitaal omzetter 6 afgegeven signaal gelijk is aan s' + e.

Indien de zender 1 een signaal z uitzendt dat de vorm heeft van een eenheidspuls met de duur van een symboolinterval T en 10 wanneer wordt aangenomen dat het feitelijk ontvangen signaal s' te verwaarlozen is ten opzichte van het door deze eenheidspuls opgewekte echosignaal e, dan blijkt het te componseren echosignaal globaal de in fig. 2 getoonde gedaante te hebben. In het interval van t = 0 tot t=(N-1)T, gedurende welke periode het te compenseren echosignaal een 15 onregelmatige vorm heeft, kan het in fig. 2 getoonde signaal op bekende wijze gecompenseerd worden met behulp van een adaptief transversaal filter. Het signaal in het interval vanaf t = NT blijkt echter bij benadering overeen te komen met het verloop van een afnemende exponentiële functie. Een dergelijk signaal kan op eenvoudige wijze 20 gecompenseerd worden met behulp van een recursief filter met een zeer eenvoudige opbouw en een enkele filterconstante, waarvan de waarde zodanig is gekozen dat het verloop van de afnemende exponentiële functie zo goed mogelijk het verloop van het echosignaal benadert. Een en ander zal aan de hand van de figuren 3 en 4 nader worden toegelicht. 25 Fig. 3a geeft een schematische weergave van de als brug uitgevoerde vorkschakeling 3. Deze omvat in de ene brugtak de balansimpedantie met een waarde R en een 1:1 transformator 20, die de feitelijke koppeling tussen de zend-ontvanginrichting en de transmissielijn 4 verzorgt en in de andere brugtak een tweetal 30 impedanties r1 en r2 die in waarde gelijk aan elkaar zijn.

Tussen de aansluitklemmen 1 en 1' wordt het zendsignaal z van zendversterker 2 aangeboden en tussen de aansluitklemmen 2-2' zijn het feitelijk overgedragen signaal s' en het meestal veel sterkere echosignaal e aanwezig. Voor de onderstaande berekening wordt aangenomen 35 dat s'=o, zodat s' + e = e. Tevens zal worden aangenomen dat de ingangsimpedantie van de transmissielijn 4 tot oneindig nadert, hetgeen voor lage frequenties een geoorloofde benadering is.

& f A "A * “? •y y v" / PHE 86.012 9

Voor zeer lage frequenties is het schema volgens fig. 3a van de vorkschakeling te vereenvoudigen tot het schema volgens fig. 3b waarin L de inductantie is van de primaire wikkeling van de transformator 20. Wanneer het zendsignaal z een eenheidsstap U(t) is, 5 dan is uit het schema volgens Fig. 3b af te leiden dat het echosignaal e voldoet aan: üe(t) = [exp(-Rt/L)-1/2] U(t) (1)

Hierin is Ue(t) de spanning tussen de klemmen 2-2' ten gevolge van het echosignaal.

10 Uit formule (1) volgt dat de tijdconstante X van de schakeling volgens fig. 3b, en dus ook die van fig. 3a voor zeer lage frequenties, gegeven wordt door % = L/R.

Fig. 4 toont schematisch een mogelijke conceptuele opbouw van het eigelijke filtergedeelte 9' van echocompensatiefilter 9 15 waarin het adaptieve filter volgens de uitvinding is opgenomen. Het filter omvat een gedeelte 12 en een door een stippellijn omgeven gedeelte 12'. Het gedeelte 12 vormt een conventioneel adaptief transversaal filter met een aantal vertragingsstappen 14^, 142# 143,., 14N_1f die het aan de ingang 13 aangeboden zendsignaal steeds 20 over de tijd van één symboolinterval vertragen. Met de ingang 13 van het filter en de uitgang van elk van de vertragingsstappen 14.j... 14n_i is steeds één ingang van een respectieve vermenigvuldiger 15q, 151f 152, 153,.., 15n-1 verbonden, aan de andere ingang waarvan steeds vermenigvuldigingscoëfficiënten 25 Cq, C.j, C2, C3,.., CN_i worden toegevoerd. De waarde van deze coëfficiënten wordt op bekende wijze adaptief ingesteld via de in fig. 1 getoonde adaptieve regellus. De uitgangssignalen van alle vermenigvuldigers zijn verbonden met respectieve ingangen (0)...(N-1) van één enkele sommeerketen 16 die een 30 uitgangssignaal verschaft dat een zo goed mogelijke benadering is van het echosignaal van de N voorafgaand gezonden symbolen. Het transversale filter 12 behoeft geen verdere bespreking omdat de werking en opbouw daarvan niet verschillen van die van de algemeen bekende transversale filters.

35 Volgens de uitvinding is het echocompensatiefilter tevens voorzien van het in fig. 4 met een stippellijn omgeven gedeelte 12'. De met verwijzingscijfer 12' aangegeven filterstructuur vormt een recursief 6j*. r r\ / Ί* (HUi 4 / £ PHE 86.012 10 filter met een tweetal filtercoëfficiënten. Het recursieve filter 12' ontvangt als ingangssignaal het signaal van de laatste vertragingstrap 14N-1 van het transversale filter 12, nadat dit signaal is vermenigvuldigd met de bijbehorende instelbare 5 coëfficiënt CN_.j. De eerste, instelbare coëfficiënt CA van het recursieve filter 12' wordt derhalve bepaald door deze coëfficiënt CN-^. Hierdoor is het mogelijk het uitgangssignaal van vermenigvuldiger 15N_^ direkt toe te voeren aan één ingang van een sommeerketen 17. Het uitgangssignaal van dezer sommeerketen is verbonden 10 met een vermenigvuldiger 18 die dit signaal vermenigvuldigt met de tweede, vaste coëfficiënt CB van het recursieve filter. Het uitgangssignaal van de vermenigvuldiger 18 wordt vervolgens toegevoerd aan een vertragingstrap 19, waarin het signaal over de tijdsduur van één zendsymboolinterval wordt vertraagd. Het uitgangssignaal van 15 vertragingstrap 19 is gekoppeld met de laatste ingang (N) van de sommeerketen 16 en tevens met een tweede ingang van de sommeerketen 17. Voor het tijd-discrete uitgangssignaal y(n) van het recursieve filter 12' geldt nu: y(n) = CB [CAx(n-1) + y(n-1)] (2) 20 waarin x(n) het tijd-discrete ingangssignaal van het recursieve filter is en CA = CN_.|. Indien nu de waarde van de constante CB zodanig wordt gekozen dat in goede benadering wordt voldaan aan CB = exp(-RT/L) waarin R de afsluitimpedantie van de vorkschakeling 3 is, L de inductantie van de primaire wikkeling van de transformator 20 in de 25 vorkschakeling 3 en T het zendsymboolinterval, dan blijkt het recursieve filtergedeelte 12' een zeer goede benadering van het echocompensatiesignaal te geven voor het interval vanaf t = (N-1) T.

Aangezien de waarden van R, L en T bekend zijn is de waarde van CB ook bekend. Om deze coëfficiëntwaarde op eenvoudige 30 wijze in een digitaal circuit te kunnen implementeren wordt volgens een voorkeursuitvoeringsvorm van de uitvinding CB zodanig gekozen dat: CB = exp(-RT/L) = 1-2"m (3) waarbij m een geheel positief getal is.

Omdat de waarden van R en T vast liggen kan door een 35 geschikte keuze van de waarde van de inductantie L worden bereikt dat m inderdaad een geheel positief getal is.

Een vermenigvuldiging met een coëfficiënt van de vorm $60324? PHE 86.012 11

Cg = 1-2"® is op eenvoudige wijze ook voor een uit meer bits bestaand signaal uit te voeren door middel van een enkele verschuivingsoperatie over m bits en een enkele opteloperatie, welke operaties in digitale techniek eenvoudig zijn te 5 implementeren.

β f' f! '7 * 7 v v* V -.· ,w si.5. i

Claims (4)

1. Adaptief tijd-discreet filter met een impulsresponsie h(i) met i = 0,1,2,.... voor het vormen van een compensatiesignaal uit synchrone datasymbolen, welk filter is voorzien van een transversale filtersectie met instelbare coëfficiënten C^ met i = 0,1,2,____,

5 N-1 voor het realiseren van de eerste N waarden h(i) van genoemde impulsresponsie, van middelen voor de adaptieve instelling van de filtercoëfficiënten C^, van een recursieve filtersectie met coëfficiënten voor het realiseren van de waarden h(i) van de impulsresponsie voor i = N, N+1,----, alsmede van middelen voor het 10 sommeren van uitgangssignalen van beide filtersecties voor het verkrijgen van het compensatiesignaal, met het kenmerk, dat het tijd-discrete ingangssignaal x(n) van de recursieve filtersectie wordt gevormd door het over N-1 discrete tijdsintervallen vertraagde ingangssignaal van het adaptieve filter en de recursieve filtersectie is 15 ingericht voor het vormen van een tijd-discreet uitgangssignaal y(n) dat met het ingangssignaal x(n) samenhangt volgens de vergelijking y(n) = CB[CAx(n-1) + y(n-1)] waarbij CA gelijk is aan de laatste instelbare coëfficiënt 0Ν-1 van de transversale filtersectie en Cg een tevoren bepaalde vaste 20 coëfficiënt is.

2. Adaptief tijd-discreet filter volgens conclusie 1 voor een zend-ontvanginrichting voor volduplex transmissie van datasignalen met een gegeven symboolfrequentie over een tweedraadsverbinding, welke zend-ontvanginrichting voorzien is van een vorkschakeling met een 25 transformator om de inrichting te koppelen met de tweedraadsverbinding, in welke vorkschakeling het zendsignaal wordt toegevoerd aan een netwerk met voor lage frequenties een tijdconstante “VI = L/R, waarbij R een gegeven weerstandswaarde is en L de inductantie van de primaire wikkeling van de transformator, en waarbij de secundaire wikkeling van 30 de transformator is aangesloten op de tweedraadsverbinding, met het kenmerk, dat de waarde van de vaste coëfficiënt Cg in hoofdzaak gelijk is aan exp (-RT/L), waarbij T het discrete tijdsinterval is.

3. Adaptief tijd-discreet filter volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat de vaste coëfficiënt Cg gelijk is aan 1-2“m, 35 waarbij m een geheel positief getal is.

4. Adaptief tijd-discreet filter volgens conclusie 1, voor een transmissiestelsel waarbij de zender en de ontvanger verbonden zijn fi f Λ n r·. ,» l) ti y a f *·' Vv‘ W- ..¾ Λ PHE 86.012 13 via een kanaal met een responsie die voor lage frequenties door ten minste een tijdconstante ^ bepaald is, met het kenmerk, dat de ontvanger voorzien is van een beslissingsterugkoppelegalisator (DFE) waarin het adaptieve filter is opgenomen als terugkoppelfilter en dat de 5 waarde van de vaste coëfficiënt CB in hoofdzaak gelijk is aan exp(-T/ï), waarbij T het discrete tijdinterval is. 6603247