JPH0748681B2 - エコー消去器の係数制御方法 - Google Patents
エコー消去器の係数制御方法Info
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- JPH0748681B2 JPH0748681B2 JP1328341A JP32834189A JPH0748681B2 JP H0748681 B2 JPH0748681 B2 JP H0748681B2 JP 1328341 A JP1328341 A JP 1328341A JP 32834189 A JP32834189 A JP 32834189A JP H0748681 B2 JPH0748681 B2 JP H0748681B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/237—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using two adaptive filters, e.g. for near end and for end echo cancelling
-
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- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は,4線式回路を２線式回路に変換するためのハイ
ブリッド結合において発生するエコーを抑圧するための
エコー消去器の係数制御方法に関し，特に２線式メタリ
ック加入者線ディジタル伝送方式に用いられるエコー消
去器の係数制御方法に関する。
ブリッド結合において発生するエコーを抑圧するための
エコー消去器の係数制御方法に関し，特に２線式メタリ
ック加入者線ディジタル伝送方式に用いられるエコー消
去器の係数制御方法に関する。
（従来の技術） 従来からエコー消去器を用いた２線式加入者線伝送方式
が知られている。このようなエコー消去器では非巡回型
波器（トランスバーサル波器）を備えており，トラ
ンスバーサル波器のタップ数が有限であるため，エコ
ー波形が時間的に長く継続した際には，タップ長に対応
する時間より先のエコー部分を消去できなくなってしま
う。言い換えると，時間的に長いエコー波形を充分に消
去するためには，多数のタップ数を必要とすることにな
る。
が知られている。このようなエコー消去器では非巡回型
波器（トランスバーサル波器）を備えており，トラ
ンスバーサル波器のタップ数が有限であるため，エコ
ー波形が時間的に長く継続した際には，タップ長に対応
する時間より先のエコー部分を消去できなくなってしま
う。言い換えると，時間的に長いエコー波形を充分に消
去するためには，多数のタップ数を必要とすることにな
る。
このような時間的に長く継続するエコー波形は，ベース
バンド方式の２線式加入者線伝送において，ハイブリッ
ド回路の一部である変成器の低域遮断特性に起因して発
生することが一般に知られている。
バンド方式の２線式加入者線伝送において，ハイブリッ
ド回路の一部である変成器の低域遮断特性に起因して発
生することが一般に知られている。
ところで，低域遮断特性に起因するエコー波形の代表的
な例として負の指数関数形の所謂「長い裾引き」波形が
知られており，このようなエコー波形の場合，タップ数
Ｎ（Ｎは正整数）の非巡回型波器によってその主要部
分の消去ができるが，時間ｔ（ｔはエコー時間）＞NT
（Ｔはディジタルデータのシンボル間隔）の場合であ
る。「裾」の部分はエコー消去器のタップ外となり，そ
の結果，消去できず残留エコーを著しく増大させること
になる。
な例として負の指数関数形の所謂「長い裾引き」波形が
知られており，このようなエコー波形の場合，タップ数
Ｎ（Ｎは正整数）の非巡回型波器によってその主要部
分の消去ができるが，時間ｔ（ｔはエコー時間）＞NT
（Ｔはディジタルデータのシンボル間隔）の場合であ
る。「裾」の部分はエコー消去器のタップ外となり，そ
の結果，消去できず残留エコーを著しく増大させること
になる。
上述のような非巡回型波器のタップ外に長く継続する
波形消去する際，巡回型波器（IIR波器）と非巡回
型波器とを組み合わせて消去するようにしたエコー消
去器が特開昭63-214024号公報に記載されており，さら
に，巡回型波器の係数を適応制御する方法についても
記載されている。
波形消去する際，巡回型波器（IIR波器）と非巡回
型波器とを組み合わせて消去するようにしたエコー消
去器が特開昭63-214024号公報に記載されており，さら
に，巡回型波器の係数を適応制御する方法についても
記載されている。
ここで，第５図にこの種のエコー消去器の構成を示す。
第５図を参照して,1〜７はシフトレジスタ,11〜14は非
巡回型（トランスバーサル）波器のタップ係数（重
み）乗算器,21は第１の巡回型波器の外部タップ係数
乗算器,22及び23はそれぞれ第１及び第２の巡回型波
器の減衰係数乗算器であり,31及び32はそれぞれ第１及
び第２の巡回型波器の加算器,41は加算器,42は減算器
である。
第５図を参照して,1〜７はシフトレジスタ,11〜14は非
巡回型（トランスバーサル）波器のタップ係数（重
み）乗算器,21は第１の巡回型波器の外部タップ係数
乗算器,22及び23はそれぞれ第１及び第２の巡回型波
器の減衰係数乗算器であり,31及び32はそれぞれ第１及
び第２の巡回型波器の加算器,41は加算器,42は減算器
である。
非巡回型波器への入力信号101は，anで示され，第１
の巡回型波器の入力信号102はan-Nで示される。第１
の巡回型波器の出力信号103は外部タップ係数乗算器2
1で第１の巡回型波器の重み付け出力信号104となって
シフトレジスタ６及び加算器41に与えられる。タップ係
数乗算器11〜14の出力信号と重み付け出力信号104は加
算器41で加算され，エコーレプリカ105となる。減算器4
2にはエコー波形106がynとして与えられるとともにエコ
ーレプリカ105が与えられ，残留エコー107（enで示す）
を出力する。なお,108は第２の巡回型波器への入力信
号であり,109は第２の巡回型波器の出力信号（pn）を
示す。
の巡回型波器の入力信号102はan-Nで示される。第１
の巡回型波器の出力信号103は外部タップ係数乗算器2
1で第１の巡回型波器の重み付け出力信号104となって
シフトレジスタ６及び加算器41に与えられる。タップ係
数乗算器11〜14の出力信号と重み付け出力信号104は加
算器41で加算され，エコーレプリカ105となる。減算器4
2にはエコー波形106がynとして与えられるとともにエコ
ーレプリカ105が与えられ，残留エコー107（enで示す）
を出力する。なお,108は第２の巡回型波器への入力信
号であり,109は第２の巡回型波器の出力信号（pn）を
示す。
上述したエコー消去器の係数制御については，特開昭63
-214024号公報に詳細に記載されているので説明を省略
する。
-214024号公報に詳細に記載されているので説明を省略
する。
（発明が解決しようとする課題） ところで，特開昭63-214024号公報に記載されたエコー
消去器の係数制御では，残留エコーの２乗平均値を最小
化できるが，第２の巡回型波器を必要とするため回路
構成が複雑となるという問題点がある。
消去器の係数制御では，残留エコーの２乗平均値を最小
化できるが，第２の巡回型波器を必要とするため回路
構成が複雑となるという問題点がある。
本発明の目的は，回路構成を簡単にできるエコー消去器
の係数制御法を提供することにある。
の係数制御法を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 本発明によれば、２線双方向ディジタルデータ伝送に用
いられるエコー消去器の係数制御方法であって、前記エ
コー消去器は非巡回型濾波器と該非巡回型濾波器に縦続
に接続された巡回型濾波器とを有し、該巡回型濾波器の
出力に外部タップ重み係数を乗算して、外部タップ重み
付け信号を求め、該外部タップ重み付け信号を前記非巡
回型濾波器の出力と加算してエコーレプリカを生成する
際、エコー信号と前記エコーレプリカとの差で与えられ
る誤差信号を求める第１のステップと、前記巡回型濾波
器への入力信号を１データ間隔遅延させた遅延信号から
前記入力信号に前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を
乗じて得られた減衰信号を減算した減算結果を求める第
２のステップと、該減算結果に前記外部タップ重み係数
の極性を乗じて得られる第１の制御信号を求める第３の
ステップと、前記外部タップ重み係数を前記巡回型濾波
器の入力信号及び出力信号のいずれか一方と前記誤差信
号との相関値に基づいて適応制御し、前記ループ内減衰
係数を前記第１の制御信号と前記誤差信号との相関値に
基づいて適応制御する第４のステップとを有することを
特徴とするエコー消去器の係数制御方法が得られる。
いられるエコー消去器の係数制御方法であって、前記エ
コー消去器は非巡回型濾波器と該非巡回型濾波器に縦続
に接続された巡回型濾波器とを有し、該巡回型濾波器の
出力に外部タップ重み係数を乗算して、外部タップ重み
付け信号を求め、該外部タップ重み付け信号を前記非巡
回型濾波器の出力と加算してエコーレプリカを生成する
際、エコー信号と前記エコーレプリカとの差で与えられ
る誤差信号を求める第１のステップと、前記巡回型濾波
器への入力信号を１データ間隔遅延させた遅延信号から
前記入力信号に前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を
乗じて得られた減衰信号を減算した減算結果を求める第
２のステップと、該減算結果に前記外部タップ重み係数
の極性を乗じて得られる第１の制御信号を求める第３の
ステップと、前記外部タップ重み係数を前記巡回型濾波
器の入力信号及び出力信号のいずれか一方と前記誤差信
号との相関値に基づいて適応制御し、前記ループ内減衰
係数を前記第１の制御信号と前記誤差信号との相関値に
基づいて適応制御する第４のステップとを有することを
特徴とするエコー消去器の係数制御方法が得られる。
この場合，前記外部タップ重み係数は巡回型波器の出
力と前記誤差信号との相関値によって適応制御され，前
記減衰係数は前記第１の制御信号と前記誤差信号との相
関値によって適応制御してもよい。
力と前記誤差信号との相関値によって適応制御され，前
記減衰係数は前記第１の制御信号と前記誤差信号との相
関値によって適応制御してもよい。
また，前記外部タップ重み係数は前記巡回型波器の入
力と前記誤差との相関値によって適応制御し，前記減衰
係数は前記巡回型波器の入力を１データ間隔遅延させ
た信号から前記巡回型波器の入力に前記減衰係数を乗
じて減算した結果を前記外部係数で除して得られる第２
の制御信号と前記誤差信号との相関値によって適応制御
してもよい。
力と前記誤差との相関値によって適応制御し，前記減衰
係数は前記巡回型波器の入力を１データ間隔遅延させ
た信号から前記巡回型波器の入力に前記減衰係数を乗
じて減算した結果を前記外部係数で除して得られる第２
の制御信号と前記誤差信号との相関値によって適応制御
してもよい。
さらに，前記外部タップ重み係数と前記巡回型波器の
出力と前記誤差信号との相関値によって適応制御し，前
記減衰係数は前記第２の制御信号と前記誤差信号との相
関値によって適応制御するようにしてもよい。
出力と前記誤差信号との相関値によって適応制御し，前
記減衰係数は前記第２の制御信号と前記誤差信号との相
関値によって適応制御するようにしてもよい。
加えて、本発明によれば、２線双方向ディジタルデータ
伝送に用いられるエコー消去器の係数制御方法であっ
て、前記エコー消去器は非巡回型濾波器と該非巡回型濾
波器に縦続に接続された巡回型濾波器とを有し、該巡回
型濾波器への入力信号には外部タップ重み係数が乗算さ
れて外部タップ重み付け信号とされ前記巡回型濾波器で
は外部タップ重み付け信号に応じて出力信号を得て、前
記巡回型濾波器の出力信号を前記非巡回型濾波器の出力
信号と加算してエコーレプリカを生成する際、エコー信
号と前記エコーレプリカとの差で与えられる誤差信号を
求める第１のステップと、前記巡回型濾波器への入力信
号を１データ間隔遅延させた遅延信号に前記外部タップ
重み係数の極性を乗じて与えられる制御信号を求める第
２のステップと、前記外部タップ重み係数を前記巡回型
濾波器への入力信号と前記誤差信号との相関値に基づい
て適応制御し、前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を
前記制御信号と前記誤差信号との相関値に基づき適応制
御する第３のステップとを有することを特徴とするエコ
ー消去器の係数制御方法が得られる。
伝送に用いられるエコー消去器の係数制御方法であっ
て、前記エコー消去器は非巡回型濾波器と該非巡回型濾
波器に縦続に接続された巡回型濾波器とを有し、該巡回
型濾波器への入力信号には外部タップ重み係数が乗算さ
れて外部タップ重み付け信号とされ前記巡回型濾波器で
は外部タップ重み付け信号に応じて出力信号を得て、前
記巡回型濾波器の出力信号を前記非巡回型濾波器の出力
信号と加算してエコーレプリカを生成する際、エコー信
号と前記エコーレプリカとの差で与えられる誤差信号を
求める第１のステップと、前記巡回型濾波器への入力信
号を１データ間隔遅延させた遅延信号に前記外部タップ
重み係数の極性を乗じて与えられる制御信号を求める第
２のステップと、前記外部タップ重み係数を前記巡回型
濾波器への入力信号と前記誤差信号との相関値に基づい
て適応制御し、前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を
前記制御信号と前記誤差信号との相関値に基づき適応制
御する第３のステップとを有することを特徴とするエコ
ー消去器の係数制御方法が得られる。
（実施例） 以下本発明について実施例によって説明する。
第１の実施例である第１図を参照して，第１図では，第
５図と同様の部分（構成）については同一の番号で示
す。
５図と同様の部分（構成）については同一の番号で示
す。
８はシフトレジスタ,24は減衰係数乗算器22と同一の重
み減衰係数乗算器である。33は減算器,34は乗算器,110
は第１の巡回型波器の入力信号（an-N）を時間Ｔだけ
遅延させた信号でan-N-1で表わされる。111は重み係数
乗算器21の重み係数CIを用いて導かれる信号,112は減衰
係数乗算器22の減衰係数ｒを制御するために用いられる
信号である。
み減衰係数乗算器である。33は減算器,34は乗算器,110
は第１の巡回型波器の入力信号（an-N）を時間Ｔだけ
遅延させた信号でan-N-1で表わされる。111は重み係数
乗算器21の重み係数CIを用いて導かれる信号,112は減衰
係数乗算器22の減衰係数ｒを制御するために用いられる
信号である。
さて本発明によれば，巡回型波器の減衰係数ｒは次の
ように制御される。
ように制御される。
信号111として， 巡回型波器の重み係数CIの極性即ちsgn（CI），
または 巡回型波器の重み係数CIの逆数即ち1/CI を用い，制御信号112を上記，に対応してそれぞれ （an-N-1-ran-N）sgn（CI）または （an-N-1-ran-N）／CI で示すように生成する。
または 巡回型波器の重み係数CIの逆数即ち1/CI を用い，制御信号112を上記，に対応してそれぞれ （an-N-1-ran-N）sgn（CI）または （an-N-1-ran-N）／CI で示すように生成する。
制御信号112と誤差（エコー波形106とエコーレプリカ10
5との誤差）又は残留エコー信号107（en）との相関をと
り，この相関に基づいて減衰係数ｒを適応制御する。一
方重み係数CIの制御は 信号103（巡回型波器の出力un）と残留エコー信号1
07（en）との相関または 信号102（巡回型波器の入力an-N）と残留エコー信
号107との相関 に基づいて行う。
5との誤差）又は残留エコー信号107（en）との相関をと
り，この相関に基づいて減衰係数ｒを適応制御する。一
方重み係数CIの制御は 信号103（巡回型波器の出力un）と残留エコー信号1
07（en）との相関または 信号102（巡回型波器の入力an-N）と残留エコー信
号107との相関 に基づいて行う。
従って，巡回型波器に関わる係数（CIとｒ）の適応制
御には，上記制御法又はと又はの組合せが考え
られる。その中でここでは，との組合せを取上げ，
一次低域遮断特性に起因する負の指数関数形エコー
「裾」波形の例を用いて，本発明による係数制御法が収
束することを次に示す。また，この巡回型波器の応答
は，理論的に負の指数関数状であるから，上記エコー
「裾」波形に対しては，最適制御法が与えるCI,rの収束
値と同じ収束値を与えることも合せて示す。
御には，上記制御法又はと又はの組合せが考え
られる。その中でここでは，との組合せを取上げ，
一次低域遮断特性に起因する負の指数関数形エコー
「裾」波形の例を用いて，本発明による係数制御法が収
束することを次に示す。また，この巡回型波器の応答
は，理論的に負の指数関数状であるから，上記エコー
「裾」波形に対しては，最適制御法が与えるCI,rの収束
値と同じ収束値を与えることも合せて示す。
先ず伝送符号anに関しては が成り立つとする。エコー「裾」波形をサンプル値系で hN+m＝hNrO m ｍ＝0,1,……,0＜rO＜１ 但しhN:t＝NTにおけるエコー波形サンプル値， rO：減衰定数 で示す。上記組合せとの係数制御法は，実際には CI （ν＋１）＝CI （ν）＋αIenan-N ｒ（ν＋１）＝ｒ（ν）＋αren（an-N-1−ｒ（ν）an-N）sgn（CI （ν）） となる。ここで（ν）はν番目の修正値を示す。αＩ，
αｒは修正係数である。誤差は 但しこの式の第１項は非巡回型（トランスバーサル）
波器に関わる誤差である。
αｒは修正係数である。誤差は 但しこの式の第１項は非巡回型（トランスバーサル）
波器に関わる誤差である。
さてCI （ν）,r（ν）の期待値は 従って上式から ν→∞で は収束し，その収束値は上式から となる。この収束値はエコー「裾」波形を完全に消去す
るもので，最適解に一致する。一般のエコー「裾」波形
に対しても係数制御の収束性を示すことができ，また他
の組合せの係数制御法と，と，とについて
も同様に収束性を確めることができる。
るもので，最適解に一致する。一般のエコー「裾」波形
に対しても係数制御の収束性を示すことができ，また他
の組合せの係数制御法と，と，とについて
も同様に収束性を確めることができる。
以上に述べた係数制御法（組合せと）によるエコー
消去器の特性を次に示す。例としてエコー波形がデータ
伝送速度の1/200の低域遮断周波数に対応する負の指数
関数形応答を持つ場合を考え，エコー波形の主要部分は
Ｎ＝32タップの非巡回型波器で消去できるものとし，
エコーの「裾」に関しては， hN＝−0.0118 rO＝ｅ−２π/200＝0.96907 とする。計算機シミュレーションにより係数CI,rが正し
く修正され，夫々hN,rOに収束し，残留エコー平均値 が小さくなる様子（収束過程）を調べた結果を第２図に
示す。このシミュレーションでは，an＝＋１又は−１ラ
ンダム系列とし，係数の初期値は Ck (O)＝０ ｋ＝0,1,…,N−１ CI (O)＝０ r(O)＝１ とした。残留エコー平均値ξはデシベルを単位として表
示してあり，ξの−120dB以下の値は−120dBで示してあ
る。第２図から，本発明によるエコー消去器の係数制御
が有効であることがわかる。
消去器の特性を次に示す。例としてエコー波形がデータ
伝送速度の1/200の低域遮断周波数に対応する負の指数
関数形応答を持つ場合を考え，エコー波形の主要部分は
Ｎ＝32タップの非巡回型波器で消去できるものとし，
エコーの「裾」に関しては， hN＝−0.0118 rO＝ｅ−２π/200＝0.96907 とする。計算機シミュレーションにより係数CI,rが正し
く修正され，夫々hN,rOに収束し，残留エコー平均値 が小さくなる様子（収束過程）を調べた結果を第２図に
示す。このシミュレーションでは，an＝＋１又は−１ラ
ンダム系列とし，係数の初期値は Ck (O)＝０ ｋ＝0,1,…,N−１ CI (O)＝０ r(O)＝１ とした。残留エコー平均値ξはデシベルを単位として表
示してあり，ξの−120dB以下の値は−120dBで示してあ
る。第２図から，本発明によるエコー消去器の係数制御
が有効であることがわかる。
このように，第１の実施例では，第２の巡回型波器が
不要となる。
不要となる。
次に第３図を参照して本発明の第２の実施例について説
明する。
明する。
第３図において，第１図と同様の構成要素については同
一の番号で示す。
一の番号で示す。
ここで,104は巡回型波器の出力,111は重み係数乗算器
21の係数CIの極性であり,sgn（CI）で示される。
21の係数CIの極性であり,sgn（CI）で示される。
第２の実施例では，巡回型波器の外部重み係数CIは，
外部重み係数乗算器21への入力信号an-N（つまり、非巡
回型濾波器の出力信号）と誤差又は残留エコーenとの相
関に基づいて適応制御される。即ち，前述のように， CI (n+1)＝CI (n)＋αIenan-Nとなる。
外部重み係数乗算器21への入力信号an-N（つまり、非巡
回型濾波器の出力信号）と誤差又は残留エコーenとの相
関に基づいて適応制御される。即ち，前述のように， CI (n+1)＝CI (n)＋αIenan-Nとなる。
一方，巡回型波器のループ内減衰係数ｒは，入力信号
an-N（つまり、非巡回型濾波器の出力信号）を１データ
間隔Ｔだけ遅延させた遅延信号110（an-N-1）と重み係
数CIの極性sgn（CI）とを乗じて得られる制御信号112と
誤差信号との相関に基づいて適応制御される。即ち r(n+1)＝r(n+1)＋αrenan-N-1sgn（CI (n)） ただし，（ｎ）はｎ番目の修正値を示し，αＩ，αｒは
修正係数である。誤差は ここで第１項は非巡回型波器に関わる誤差である。hl
（ｌ＝0,1,…）はエコーパスのインパルス応答，送信符
号anについては期待値 が成立つとする。さてCI (n),r(n)の期待値は 従ってｎ→∞でCI (n)は収束し，収束値Ｉは，Ｉ ＝hN またr(n)も収束し，収束値は， ＝rh となる。エコーの「裾」波形が hN+m＝hNrO m m＝0,1,…… で表わされるような一次の減衰特性を持つならば， ＝rO であり，従って，巡回型波器は上記エコーの「裾」を
完全に消去することができる。
an-N（つまり、非巡回型濾波器の出力信号）を１データ
間隔Ｔだけ遅延させた遅延信号110（an-N-1）と重み係
数CIの極性sgn（CI）とを乗じて得られる制御信号112と
誤差信号との相関に基づいて適応制御される。即ち r(n+1)＝r(n+1)＋αrenan-N-1sgn（CI (n)） ただし，（ｎ）はｎ番目の修正値を示し，αＩ，αｒは
修正係数である。誤差は ここで第１項は非巡回型波器に関わる誤差である。hl
（ｌ＝0,1,…）はエコーパスのインパルス応答，送信符
号anについては期待値 が成立つとする。さてCI (n),r(n)の期待値は 従ってｎ→∞でCI (n)は収束し，収束値Ｉは，Ｉ ＝hN またr(n)も収束し，収束値は， ＝rh となる。エコーの「裾」波形が hN+m＝hNrO m m＝0,1,…… で表わされるような一次の減衰特性を持つならば， ＝rO であり，従って，巡回型波器は上記エコーの「裾」を
完全に消去することができる。
上述した係数制御法によるエコー消去器の特性を次に示
す。例としてエコー波形がデータ伝送速度の1/200の低
域遮断周波数に対応する負の指数関数応答を持つ場合を
考え，エコー波形の主要部分はＮ＝32タップの非巡回型
波器で消去できるものとし，エコーの「裾」に関して
は， hN＝−0.0118 rO＝ｅ−２π/200＝0.96907 とする。計算機シミュレーションにより係数CI,rが正し
く修正され，夫々hN,rOに収束し残留エコー平均値 ε＝Ｅ〔en 2〕 が小さくなる様子（収束過程）を調べた結果を第４図に
示す。このシミュレーションではan＝＋１又は−１のラ
ンダム系列とし，係数の初期値は Ck (O)＝０ ｋ＝0,1,……,N−１ CI (O)＝０ とした。残留エコー平均値εはデシベルを単位として表
示してあり，εの−120dB以下の値は−120dBで示してあ
る。第４図から，本発明によるエコー消去器の係数制御
が有効であることがわかる。
す。例としてエコー波形がデータ伝送速度の1/200の低
域遮断周波数に対応する負の指数関数応答を持つ場合を
考え，エコー波形の主要部分はＮ＝32タップの非巡回型
波器で消去できるものとし，エコーの「裾」に関して
は， hN＝−0.0118 rO＝ｅ−２π/200＝0.96907 とする。計算機シミュレーションにより係数CI,rが正し
く修正され，夫々hN,rOに収束し残留エコー平均値 ε＝Ｅ〔en 2〕 が小さくなる様子（収束過程）を調べた結果を第４図に
示す。このシミュレーションではan＝＋１又は−１のラ
ンダム系列とし，係数の初期値は Ck (O)＝０ ｋ＝0,1,……,N−１ CI (O)＝０ とした。残留エコー平均値εはデシベルを単位として表
示してあり，εの−120dB以下の値は−120dBで示してあ
る。第４図から，本発明によるエコー消去器の係数制御
が有効であることがわかる。
このように，第２の実施例では，信号ａｎ−Ｎ−１も極
性sgn（CI）も２値信号であるから，乗算器34は単なる
２値論理回路で実現でき，その結果，第１の実施例より
もさらに簡単な回路構成でエコー消去器の巡回型波器
の係数を制御することができる。
性sgn（CI）も２値信号であるから，乗算器34は単なる
２値論理回路で実現でき，その結果，第１の実施例より
もさらに簡単な回路構成でエコー消去器の巡回型波器
の係数を制御することができる。
（発明の効果） 以上説明したように，本発明では，従来に比べて簡単な
回路構成でエコー消去器の巡回型波器のタップ係数を
制御することができるという効果がある。
回路構成でエコー消去器の巡回型波器のタップ係数を
制御することができるという効果がある。
第１図は本発明による係数制御法の第１の実施例が適用
されたエコー消去器を示すブロック図，第２図は第１図
に示すエコー消去器の特性を示す図，第３図は本発明に
よる係数制御法の第２の実施例が適用されたエコー消去
器を示すブロック図，第４図は第３図に示すエコー消去
器の特性を示す図，第５図は従来の係数制御法が適用さ
れたエコー消去器を示すブロック図である。 １〜８……シフトレジスタ,31,41……加算器,42……減
算器,34……乗算器。
されたエコー消去器を示すブロック図，第２図は第１図
に示すエコー消去器の特性を示す図，第３図は本発明に
よる係数制御法の第２の実施例が適用されたエコー消去
器を示すブロック図，第４図は第３図に示すエコー消去
器の特性を示す図，第５図は従来の係数制御法が適用さ
れたエコー消去器を示すブロック図である。 １〜８……シフトレジスタ,31,41……加算器,42……減
算器,34……乗算器。
Claims (3)
- 【請求項１】２線双方向ディジタルデータ伝送に用いら
れるエコー消去器の係数制御方法であって、前記エコー
消去器は非巡回型濾波器と該非巡回型濾波器に縦続に接
続された巡回型濾波器とを有し、該巡回型濾波器の出力
に外部タップ重み係数を乗算して、外部タップ重み付け
信号を求め、該外部タップ重み付け信号を前記非巡回型
濾波器の出力と加算してエコーレプリカを生成する際、
エコー信号と前記エコーレプリカとの差で与えられる誤
差信号を求める第１のステップと、前記巡回型濾波器へ
の入力信号を１データ間隔遅延させた遅延信号から前記
入力信号に前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を乗じ
て得られた減衰信号を減算した減算結果を求める第２の
ステップと、該減算結果に前記外部タップ重み係数の極
性を乗じて得られる第１の制御信号を求める第３のステ
ップと、前記外部タップ重み係数を前記巡回型濾波器の
入力信号及び出力信号のいずれか一方と前記誤差信号と
の相関値に基づいて適応制御し、前記ループ内減衰係数
を前記第１の制御信号と前記誤差信号との相関値に基づ
いて適応制御する第４のステップとを有することを特徴
とするエコー消去器の係数制御方法。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記減算
結果を前記外部タップ重み係数で徐して第２の制御信号
を得、前記第１の制御信号に代えて前記第２の制御信号
を用いるようにしたことを特徴とするエコー消去器の係
数制御方法。 - 【請求項３】２線双方向ディジタルデータ伝送に用いら
れるエコー消去器の係数制御方法であって、前記エコー
消去器は非巡回型濾波器と該非巡回型濾波器に縦続に接
続された巡回型濾波器とを有し、該巡回型濾波器への入
力信号には外部タップ重み係数が乗算されて外部タップ
重み付け信号とされ前記巡回型濾波器では外部タップ重
み付け信号に応じて出力信号を得て、前記巡回型濾波器
の出力信号を前記非巡回型濾波器の出力信号と加算して
エコーレプリカを生成する際、エコー信号と前記エコー
レプリカとの差で与えられる誤差信号を求める第１のス
テップと、前記巡回型濾波器への入力信号を１データ間
隔遅延させた遅延信号に前記外部タップ重み係数の極性
を乗じて与えられる制御信号を求める第２のステップ
と、前記外部タップ重み係数を前記巡回型濾波器への入
力信号と前記誤差信号との相関値に基づいて適応制御
し、前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を前記制御信
号と前記誤差信号との相関値に基づき適応制御する第３
のステップとを有することを特徴とするエコー消去器の
係数制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1328341A JPH0748681B2 (ja) | 1989-02-23 | 1989-12-20 | エコー消去器の係数制御方法 |
| CA002010652A CA2010652C (en) | 1989-02-23 | 1990-02-22 | Echo canceller having fir and iir filters for cancelling long tail echoes |
| US07/484,095 US5084865A (en) | 1989-02-23 | 1990-02-23 | Echo canceller having fir and iir filters for cancelling long tail echoes |
| DE69019197T DE69019197T2 (de) | 1989-02-23 | 1990-02-23 | Echokompensator mit FIR und IIR Filtern für Kompensation von Echos mit langem Ausschwingen. |
| EP90103601A EP0384490B1 (en) | 1989-02-23 | 1990-02-23 | Echo canceller having FIR and IIR filters for cancelling long tail echoes |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4180489 | 1989-02-23 | ||
| JP1-41804 | 1989-02-23 | ||
| JP1328341A JPH0748681B2 (ja) | 1989-02-23 | 1989-12-20 | エコー消去器の係数制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02290337A JPH02290337A (ja) | 1990-11-30 |
| JPH0748681B2 true JPH0748681B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=26381472
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1328341A Expired - Lifetime JPH0748681B2 (ja) | 1989-02-23 | 1989-12-20 | エコー消去器の係数制御方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5084865A (ja) |
| EP (1) | EP0384490B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0748681B2 (ja) |
| CA (1) | CA2010652C (ja) |
| DE (1) | DE69019197T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04284030A (ja) * | 1991-03-13 | 1992-10-08 | Nec Corp | エコー消去器の収束時間短縮方法 |
| JPH04369932A (ja) * | 1991-06-19 | 1992-12-22 | Hitachi Ltd | エコーキャンセラ、および、それを用いた伝送装置 |
| US5418778A (en) * | 1992-02-14 | 1995-05-23 | Itt Corporation | Local and remote echo canceling apparatus particularly adapted for use in a full duplex modem |
| JP2663820B2 (ja) * | 1992-12-28 | 1997-10-15 | 日本電気株式会社 | 判定帰還形等化器 |
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| US5649010A (en) * | 1994-07-20 | 1997-07-15 | Siemens Schweiz Ag | Send filter for an echo canceler |
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1989
- 1989-12-20 JP JP1328341A patent/JPH0748681B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-02-22 CA CA002010652A patent/CA2010652C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-02-23 DE DE69019197T patent/DE69019197T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-02-23 US US07/484,095 patent/US5084865A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-02-23 EP EP90103601A patent/EP0384490B1/en not_active Expired - Lifetime
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