JPH02290337A - エコー消去器の係数制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は，４線式回路を２線式回路に変換するためのハ
イブリッド結合において発生するエコーを抑圧するため
のエコー消去器の係数制御方法に関し，／＃に２線式メ
タリック加入者線ディノタル伝送方式に用いられるエコ
ー消去器の係数制御方法に関する。

（従来の技術） 従来からエコー消去器を用いた２線式加入者線伝送方式
が知られている。このようなエコー消去器では非巡回型
濾波器（トランスパーサル濾波器）を備えておシ，トラ
ンスパーサル濾波器のタップ数が有限であるため，エコ
ー波形が時間的に長く継続した際には，タップ長に対応
する時間よシ先のエコ一部分を消去できなくなってしま
う。言い換えると，時間的に長いエコー波形を充分に消
去するためには，多数のタップ数を必要とすることにな
る。

このような時間的に長く継続するエコー波形は，ペース
バンド方式の２線式加入者線伝送において．ハイブリッ
ド回路の一部である変成器の低域遮断特性に起因して発
生することが一般に知られている。

ところで，低域遮断特性に起因するエコー波形の代表的
な例として負の指数関数形の所謂「長い裾引き」波形が
知られており，このようなエコー波形の場合，タップ数
Ｎ（Ｎは正整数）の非巡回型濾波器によってその主要部
分の消去ができるが，時間１（１はエコー時間））ＮＴ
（Ｔはディジタルデータのシン♂ル間隔．）の場合であ
る．，「裾」の部分はエコー消去器のタップ外となシ，
その結果，消去できず残留エコーを著しく増大させるこ
とになる。

上述のような非巡回型濾波器のタップ外に長く継続する
波形消去する際，巡回型濾波器（　ＩＩＲ濾波器）と非
巡回型濾波器とを組み合わせて消去するようにしたエコ
ー消去器が特開昭６３−２１４０２４号公報に記載され
ており，さらに，巡回型Ｆ波器の係数を適応制御する方
法についても記載されている。

ここで，第５図にこの種のエコー消去器の構成を示す。

第５図を参照して，１〜７はシフトレノスタ．１１〜１
４は非巡回型（トランスパーサル）濾波器のタップ係数
（重み）乗算器，２１は第１の巡回型濾波器の外部タッ
プ係数乗算器，２２及び２３はそれぞれ第１及び第２の
巡回型濾波器の減衰係数乗算器であり，３１及び３２は
それぞれ第１及び第２の巡回型濾波器の加算器，４１は
７Ｉｌ１算器，４２は減算器である。

非巡回型濾波器への入力信号１０１は，ａｎで示され，
第１の巡回型濾波器の入力信号１０２はａ　ｎ＋ｓで示
される。第１の巡回型濾波器の出力信号１０３は外部タ
ップ係数乗算器２１で第１の巡回型戸波器の重み付け出
力信号１０４となってシントレノスタ６及び加算器４１
に与えられる。タツゾ係数乗算器１１〜１４の出力信号
と重み付け出力信号１０４は加算器４１で加算され，エ
コーレブリカ１０５となる。減算器４２にはエコー波形
１０６がｙ　として与えられるとともにエコーレプｎ リカ１０５が与えられ，残留エコー１　０　７　（　ｅ
ｎで示す）ヲ市力する。なお，１０８は第２の巡回型濾
波器への入力信号であり，１０９は第２の巡回型濾波器
の出力信号（　ｐｎ）ｅ示す。

上述したエコー消去器の係数制御については，特開昭６
３−２１４０２４号公報に詳細に記載されているので説
明恣省略する。

（発明が解決しようとする課題） ところで，特開昭６３−２１４０２４号公報に記載され
たエコー消去器の係数制御では，残留エコーの２乗平均
値を最小化できるが，第２の巡回型涙波器を必要とする
ため回路構成が複雑となるという問題点がある。

本発明の目的は，回路構成を簡単にできるエコー消去器
の係数制御法を提供することにある。

（課題を解決するだめの手段） 本発明では，非巡回型濾波器部に縦続に巡回型濾波器が
接続され，該巡回型Ｆ波器の出力を外部タップ重み係数
を介して前記非巡回型涙波器部の出力と加算してエコー
レプリカを作成し，前記外部タップ重み係数は前記巡回
型濾波器の入力と，エコー信号と前記エコーレプリカと
の差によって与えられる誤差信号との相関値に基づいて
適応制御され，前記巡回型枦波器のループ内減罠係数は
前記巡回型涙波器の入力を１データ間隔遅延させた信号
から前記巡回型Ｆ波器の入力に前記減衰係数を乗じて減
算した結果に前記外部タツノ重み係数の極性を乗じて得
られろ第１の制御信号と前記誤差信号との相関値て基づ
いて適応制御されることを特徴としている。

この場合，前記外部タップ重み係数は巡回型Ｆ波器の出
力と前記誤差信号との相関値によって適応制御され，前
記減衰係数は前記第１の制御信号と前記誤差信号との相
関値によって適応制御してもよい。

また，前記外部タｙｆ重み係数は前記巡回型涙波器の入
力と前記誤差との相関値によって適応制御し，前記減衰
係数は前記巡回型テ波器の入力を１データ間隔遅延させ
た信号から前記巡回型Ｆ波器の入力に前記減衰係数を乗
じて減算した結果を前記外部係数で除して得られる第２
の制御信号と前記誤差信号との相関値によって適応制御
してもよい。

さらに，前記外部タップ重み係数と前記巡回型濾波器の
出力と前記誤差信号との相関値によって適応制御し，前
記減衰係数は前記第２の制御信号と前記誤差信号との相
関値によって適応制御するようにしてもよい。

加えて，本発明では，非巡回型涙波器の出力信号に外部
タップ重み係数を乗算した外部タップ重み付け信号が前
記巡回型ヂ波器に与えられ，前記巡回型Ｆ波器の出力信
号を前記非巡回型Ｆ波器の出力信号と加算してエコーレ
プリカを生成する際に，エコー信号とエコーレプリカと
の差で与えられる誤差信号を求め，非巡回型炉波器の出
力信号を１データ間隔遅延させた遅延信号に外部タップ
重み係数の極性を乗じて与えられる制御信号を求めて，
外部タップ重み係数を非巡回型テ波器の出力信号と誤差
信号との相関値に基づいて適応制御し，巡回型濾波器の
ルーグ内減衰係数を制御信号と誤差信号との相関値に基
づき適応制御する。

（実施例） 以下本発明について実施例によって説明する。

第１の実施例である第１図を参照して，第１図では，第
３図と同様の部分（構成）については同一の番号で示す
。

８はシフトレジスタ，２４は減衰係数乗算器２２と同一
の重み減衰係数乗算器である。３３は減算器，３４は乗
算器，１１０は第１の巡回型テ波器の入力信号（ａｎ一
Ｎ）を時間Ｔだけ遅延させた信号でａｎ−Ｎ−１で表わ
される。１１１は重み係数乗算器の２１重み係数０１を
用いて導かれる信号，１１２は減衰係数乗算器２２の減
衰係数ｒを制御するだめに用いられる信号である。

さて本発明によれば，巡回型炉波器の減衰係数ｒは次の
ように制御される。

信号１１１として， ■　巡回型涙波器の重み係数０１の極性即ちｓｇｎ（Ｃ
Ｉ）　，または ■　巡回型戸波器の重み係数Ｃ１の逆数即ち１７Ｃ　， を用い，制御信号１１２を上記■，■に対応してそれぞ
れ ■　（”ｎ−Ｎ−１−ｒａｎ−Ｈ）Ｓｇ”（Ｃｌ）また
は■　（ａｎ　Ｎ−＋　　ｒａｎ−Ｎ）／（：，で示す
ように生成する。

制御信号１１２と誤差（エコー波形１０６とエコーレプ
リカ１０５との誤差）又は残留エコー信号１　０　７　
（ｅｎ）との相関をと９，この相関に基づいて減衰係数
ｒを適応制御する。一方重み係数０１の制御は ■　信号ｌ０３（巡回型濾波器の出力ｕｎ）と残留エコ
ー信号１０７（ｅｎ）との相関または■　信号１０２（
巡回型炉波器の入力ａｎ−Ｎ　）と残留エコー信号１０
７との相関 に基づいて行う。

従って，巡回型Ｆ波器に関わる係数（Ｃ，とｒ）の適応
制御には，上記制御法■又は■と■又は■の組合せが考
えられる。その中でここでは，■と■の組合せを取上げ
，一次低域遮断特性に起因する負の指数関数形エコー「
裾」波形の例を用いて，本発明による係数制御法が収束
することを次に示す。また，この巡回型濾波器の応答は
，理論的に負の指数関数状であるから，上記エコー「裾
」波形に対しては，最適制御法が与えるＣ１，ｒの収束
値と同じ収束値を与えることも合せて示す。

先ず伝送符号ａ　に関しては ｎ Ｅ〔ａｎａｎｌ〕＝ａ２δｎｎ’ ａ　：電力，δｎｎ／：クロネッ力記号（　ｎ＝ｏ，１
，”’，Ｎ−１，ｎ／＝０．１，−・−，（Ｎ　１））
が成り立つとする。エコー「裾」波形をサンプル値系で ｈ　　＝ｈｒｍ　　ｍ＝０，１，・・・・・・，０くｒ
。〈ＩＮ＋ｍ　　　　Ｎ．０ 但しｈＮ：ｔ＝Ｎτにおけるエコー波形サンプ〜ル値，
ｒｏ：減衰定数 で示す。上記組合せ■と■の係数制御法は，実際には ｃ１（ν＋１）＝ｃ！（ν）＋ａ，　ｅｎａｎ−、？（
ν＋１）＝ｒ（ν）十ｃｔｒｅｎ（ａｎ−Ｎ−１■（ν
）ａｎ−Ｎ）”ｇ。（ｃ１（ν））となる。ここで（ν
）はν番目の修正値を示す。α１，α，は修正係数であ
る。誤差は 但しこの式の第１項は非巡回型（トランスバ−サル）Ｆ
波器に関わる誤差である。

さてＣＩ（ｖ＞，ｒ（１′）の期待値は。．（ｖ＋１）
＝，，（１／）．モα１７丁＜ｈＮ一’ｉｑσ），（叶
１）＝葱辱α，２（ｈＮｒｏＣ．Ｅ詞＆）ｓｇｎ（ｃ！
”）；ｒＣ′）＋α，ａ２ｈＮ（ｒｏ−ｒ（″））ｓｇ
ｎ（ｈＮ）＝ｒ（０＋α，２　１　ｈＮ１　（ｒｏ，Ｏ
’））従って上式から Ｃ，（＋／）＝β、レ）Ｃ．（０）＋　（　ｌ−β１（
綺）ｈ８？Ｏ／Ｌβ，（１’），（０）＋　（■−βｒ
（１４）　，。

但しβ１会１−α１７，βｒ仝１−αｒＪＩ　ｈ　Ｎ　
１？くβ■　，β１＜１ ν→■でＣ１（′），ｒＯ′）は収束し，その収束値は
上式から となる。この収束値はエコー「裾」波形を完全に消去す
るもので，最適解に一致する。一般のエコー「裾」波形
に対しても係数制御の収束性を示すことができ，また他
の組合せの係数制御法のと■，■と■，■と■について
も同様に収束性を確めることができる。

以上に述べた係数制御法（組合せ■と■）によるエコー
消去器の特性を次に示す。例としてエコー波形がデータ
伝送速度の１／２　０　０の低域遮断周波数に対応する
負の指数関数形応答を持つ場合を考え，エコー波形の主
要部分はＮ−３２タップの非巡回型Ｆ波器で消去できる
ものとし，エコーの「裾」に関しては， ｈＮ＝−０．０１１８ ｒＯ　：”　ｅ−””２００＝０．９　６　９　０　７
とする。計算機シミュレーションによシ係数ＣＩ，ｒが
正しく修正され，夫々ｈＮ，ｒｏに収束し，残留エコー
平均値 ξ分Ｅ（ｅｎ’） が小さくなる様子（収束過程）を調べた結果を第２図に
示す。このシミュレーションでは，　ａ　＝＝＋１ｎ 又は−１ランダム系列とし，係数の初期値は（０）一 Ｃｋ　−０　　　，ｋ＝０．１，・・・，Ｎ−１Ｃ（０
）　＝　Ｑ エ ｒ（０）一ｌ とした。残留エコー平均値ξはデシベルを単位として表
示してあり，ξの−１２０ｄＢ以下の値は−１２０ｄＢ
で示してある。第２図から，本発明によるエコー消去器
の係数制御が有効であることがわかる。

このように，第１の実施例では，第２の巡回型炉波器が
不要となる。

以下余日 次Ｋ第３図を参照して本発明の第２の実施例について説
明する。

第３図において，第１図と同様の構成要素については同
一の番号で示す。

ここで，１０４は巡回型戸波器の出力，１１１は重み係
数乗算器２１の係数Ｃ１の極性であり，ｓｇｎ　（Ｃ，
　）で示される。

第２の実施例では，巡回型濾波器の外部重み係数Ｃ１ぱ
，外部重み係数乗算器２１への入力信号ａ　　と誤差又
は残留エコーｅｎとの相関に基づいｎ−Ｎ て適応制御される。即ち，前述のように，Ｃ’；”’　
）　一（：（ｎ）＋αＩｅｎａｎ一、一方，巡回型濾波
器のループ内減衰係数ｒは，信号ａｎ一、を１データ間
隔Ｔだけ遅延させた遅延信号１　１　０　（ａｎ−Ｎ−
，）と重み係数０１の極性ｓ　ｇ　ｎ　（　Ｃ　ｒ　）
とを乗じて得られる制御信号１１２と誤差信号との相関
に基づいて適応制御される。即ち（１＋１　）　　（ｎ
＋１　）　＋　（１、ｅｎ　”ｎ−Ｎ−１’ｇｎ（Ｃ，
”））ｒ　　　　　　　−　ｒ ただし，（ｎ）ぱｎ番目の修正値を示し，α１，α，は
修正係数である。誤差は ｅｎ＝Σａｎ−ｋ（ｈｋ−ＣＩｓｎ））＋Σａｎ−Ｎ−
ｍ（ｈＮ＋ｒＩ１−〇Ｆ０−ｍｌヌ０）ｋ＝ｏ　　　　
　　　　　　　　　　ｍ＝０但Ｌ　　７７（ｎ）　会，
（ｎ）　ｒ（ｎ−１　）　．．．．．，．．．　ｒ（ｎ
−ｍ＋１　）ｍ ここで第１項は非巡回型戸波器圧関わる誤差でアル。ｈ
，（，ａ＝ｏ，１，・・・）ハエコーノクスのインパル
ス応答，送信符号ａｎについては期待値ＥＣ　ａ　ａ　
ｔ’Ｊ　＝　１１２δｎｎ’ｎ　　ｎ ａ２：電力，δ　ｌ：クロネッカ記号 ｎｎ （ｎ）　　　（ｎ） が成立つとする。さてＣ　　　，ｒ　　の期待値は！ ｃ，（ｎ＋”　：＝：　（　１−αｒ　ａ’　）　Ｃ　
ｔ　”）＋　αｒ　ａ’ｈｓｒ（ｎ＋１）＝（１−α，
，２（Ｈ．（ｎ−１　）ｓｇｎ（Ｃ”）｝鴛＋αａ’ｈ
ＮｒｈＢｇ”　（Ｃ１　”））≧（１−α，．２　１ｃ
（ｎ−１　）１　）　ｒ（ｎ）＋αｒａ２１ｈＮ１ｒｈ
但しｒｈ介ｈＮ＋，／ｈＮ ０＜１−αＨａ”＋１−αｒｌｈＮｌ＜１とする。

従ってｎ→ωでＣ１　　は収束し，収束値σ１は，Ｃ，
＝ｈＮ またｒ（ｎ）も収束し，収束値〒は， ｒ　＝　ｒｈ となる。エコーの「裾１波形が ？Ｎ＋■＝ｈＮｒ♂ｍ＝０，１，・・・・・・で表わさ
れるような一次の減衰特性を持つならば，ｒ　＝　ｒｏ であり，従って，巡回型Ｆ波器は上記エコーの１裾」を
完全に消去することができる。

上述した係数制御法によるエコー消去器の特性を次に示
す。例としてエコー波形がデータ伝送速度の１／２００
の低域遮断周波数に対応する負の指数関数応答を持つ場
合を考え，エコー波形の主要部分はＮ−３２タップの非
巡回型戸波器で消去できるものとし，エコーの「裾」に
関しては，ｈ＝−　０．０１１８ Ｎ ｒｏ＝ｅ−２Ｋ／２００＝０．９６９０７とする。計算
機シミュレーションによシ係数ＣＩ，ｒが正しく修正さ
れ，夫々ｈＮ　”　Ｏに収束し残留エコー平均値 ε＝ＥＣｅｎ！〕 が小さくなる様子（収束過程）を調べた結果を第４図に
示す。このシミュレーションではａｎ＝＋１又は−１の
ランダム系列とし，係数の初期値はＣ（；ｃｏ）＝　Ｏ
　　ｋ＝ｏ　，　１　，・・・・・・，Ｎ−１Ｃ（０）
＝０ ■ ｒ（０）＝旦一０．９　３　７　５ とした。残留エコー平均値εはデシペルを単位として表
示してあシ，εの−１２０ｄＢ以下の値は−１２０ｄＢ
で示してある。第４図から，本発明によるエコー消去器
の係数制御が有効であることがわかる。

このように，第２の実施例では．信号ａｆｉ−Ｎ−１も
極性ｓｇｎ（Ｃ，　）も２値信号であるから，乗算器３
４は単なる２値論埋回路で実現でき，その結果，第１の
実施例よりもさらに簡単な回路構成でエコー消去器の巡
回型Ｆ波器の係数を制御することができる。

（発明の効果） 以上説明したように，本発明では，従来罠比べて簡単な
回路構成でエコー消去器の巡回型炉波器のタップ係数を
制御することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による係数制御法の第１の実施例が適用
されたエコー消去器を示すブロソク図，第２図は第１図
に示すエコー消去器の特性を示す図，第３図は本発明に
よる係数制御法の第２の実施例が適用されたエコー消去
器を示すプロソク図，第４図は第３図に示すエコー消去
器の特性を示す図，第５図は従来の係数制御法が適用さ
れたエコー消去器を示すブロック図である。 １〜８・・・シフトレジスタ，３１．４１・・・加算器
，４２・・・減算器，３４・・・乗算器。 第２図 呂８８目８ｇ呂８８呂呂宕呂８呂目８８ｇ呂呂呂呂呂ｇ
呂芭冨どぎ−　ｃＪ　ｃ″′寸Ｌｎ　ＬＯ　６ω０８二
Ｍ　（ｎ　＋巴！＝＝已８、。ｃ−Ｊ　ｃ−Ｊ　Ｎ　ｔ
−Ｊ　ｅＪ　（’Ｊ　（’Ｊ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　２線双方向ディジタルデータ伝送に用いられるエコ
   ー消去器の係数制御方法であって、前記エコー消去器は
   非巡回型濾波器と該非巡回型濾波器に縦続に接続された
   巡回型濾波器とを有し、該巡回濾波器の出力に外部タッ
   プ重み係数を乗算して、外部タップ重み付け信号を求め
   、該外部タップ重み付け信号を前記非巡回型濾波器の出
   力と加算してエコーレプリカを生成する際、エコー信号
   と前記エコーレプリカとの差で与えられる誤差信号を求
   める第１のステップと、前記巡回型濾波器への入力信号
   を１データ間隔遅延させた遅延信号から前記入力信号に
   前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を乗じて与られた
   減衰信号を減算した減算結果を求める第２のステップと
   該減算結果に前記外部タップ重み係数を乗じて与えられ
   る第１の制御信号を求める第３のステップと、前記外部
   タップ重み係数を前記巡回型濾波器の入力信号及び出力
   信号のいずれか一方と前記誤差信号との相関値に基づい
   て適応制御し、前記ループ内減衰係数を前記第１の制御
   信号と前記誤差信号との相関値に基づいて適応制御する
   第４のステップとを有することを特徴とするエコー消去
   器の係数制御方法。 ２　特許請求の範囲第１項において、前記減算結果を前
   記外部タップ重み係数で除して第２の制御信号を得、前
   記第１の制御信号に代えて前記第２の制御信号を用いる
   ようにしたことを特徴とするエコー消去器の係数制御方
   法。 ３　２線双方向ディジタルデータ伝送に用いられるエコ
   ー消去器の係数制御方法であって、前記エコー消去器は
   非巡回型濾波器と巡回型濾波器とを有し、該非巡回型濾
   波器の出力に外部タップ重み係数を乗算した外部タップ
   重み付け信号が前記巡回型濾波器に与えられ、前記巡回
   型濾波器の出力信号を前記非巡回型ろ波器の出力信号と
   加算してエコーレプリカを生成する際、エコー信号と前
   記エコーレプリカとの差で与えられる誤差信号を求める
   第１のステップと、前記非巡回型濾波器の出力信号を１
   データ間隔遅延させた遅延信号に前記外部タップ重み係
   数の極性を乗じて与えられる制御信号を求める第２のス
   テップと、前記外部タップ重み係数を前記非巡回型濾波
   器の出力信号と前記誤差信号との相関値に基づいて適応
   制御し、前記巡回型濾波器のループ内減衰係数を前記制
   御信号と前記誤差信号との相関値に基づき適応制御する
   第３のステップとを有することを特徴とするエコー消去
   器の係数制御方法。