JP2850826B2 - 多チャネルエコー除去方法及び装置 - Google Patents
多チャネルエコー除去方法及び装置Info
- Publication number
- JP2850826B2 JP2850826B2 JP282496A JP282496A JP2850826B2 JP 2850826 B2 JP2850826 B2 JP 2850826B2 JP 282496 A JP282496 A JP 282496A JP 282496 A JP282496 A JP 282496A JP 2850826 B2 JP2850826 B2 JP 2850826B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- sampling frequency
- output
- reception
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の受信信号と
単数または複数の送信信号を有するシステムにおける、
エコー除去方法及び装置に関するものである。
単数または複数の送信信号を有するシステムにおける、
エコー除去方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】複数の受信信号と単数または複数の送信
信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経
路を伝搬することによって生じるエコーを除去する多チ
ャネルエコー除去方法あるいは装置に関しては、電子情
報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．８４，Ｎｏ．３３０，
ｐｐ．７−４，ＣＳ−８４−１７８（以下文献１）にお
いて、縦続接続型及び線形結合型の２種類が提案されて
いる。文献１によれば、縦続接続型はその構成による制
約から、線形結合型よりもエコー抑圧能力が劣る。そこ
で、従来例として、線形結合型多チャネルエコー除去装
置（エコーキャンセラ）を受信信号、送信信号ともに２
チャネルのシステムに適用した場合について説明する。
信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経
路を伝搬することによって生じるエコーを除去する多チ
ャネルエコー除去方法あるいは装置に関しては、電子情
報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．８４，Ｎｏ．３３０，
ｐｐ．７−４，ＣＳ−８４−１７８（以下文献１）にお
いて、縦続接続型及び線形結合型の２種類が提案されて
いる。文献１によれば、縦続接続型はその構成による制
約から、線形結合型よりもエコー抑圧能力が劣る。そこ
で、従来例として、線形結合型多チャネルエコー除去装
置（エコーキャンセラ）を受信信号、送信信号ともに２
チャネルのシステムに適用した場合について説明する。
【０００３】図８に線形結合型多チャネルエコーキャン
セラを示す。第１の受信信号１が第１のスピーカ３で再
生され、空間音響経路を経て第１のマイク９に至って生
じる第１のエコー５と、第２の受信信号２が第２のスピ
ーカ４で再生され、空間音響経路を経て第１のマイク９
に至って生じる第２のエコー６と、第１のマイク９に至
って話者１１の発する音声である第１の送信信号１２が
加算されて、第１の混在信号１４となる。同様に、第１
の受信信号１が第１のスピーカ３で再生され、空間音響
経路を経て第２のマイク１０に至って生じる第３のエコ
ー７と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で再生さ
れ、空間音響経路を経て第２のマイク１０に至って生じ
る第４のエコー８と、第２のマイク１０に至った話者１
１の発する音声である第２の送信信号１３が加算され
て、第２の混在信号１５となる。
セラを示す。第１の受信信号１が第１のスピーカ３で再
生され、空間音響経路を経て第１のマイク９に至って生
じる第１のエコー５と、第２の受信信号２が第２のスピ
ーカ４で再生され、空間音響経路を経て第１のマイク９
に至って生じる第２のエコー６と、第１のマイク９に至
って話者１１の発する音声である第１の送信信号１２が
加算されて、第１の混在信号１４となる。同様に、第１
の受信信号１が第１のスピーカ３で再生され、空間音響
経路を経て第２のマイク１０に至って生じる第３のエコ
ー７と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で再生さ
れ、空間音響経路を経て第２のマイク１０に至って生じ
る第４のエコー８と、第２のマイク１０に至った話者１
１の発する音声である第２の送信信号１３が加算され
て、第２の混在信号１５となる。
【０００４】第１の混在信号１４に混入したエコーを除
去するために、第１の適応フィルタ１２１に第１の受信
信号１を入力して第１のエコー５に対応したエコーレプ
リカ１２５を生成し、第２の適応フィルタ１２２に第２
の受信信号２を入力して第２のエコー６に対応したエコ
ーレプリカ１２６を生成する。第１の減算器１２９で、
第１の混在信号１４から第１及び第２のエコー５，６に
対応したエコーレプリカ１２５，１２６を差し引く。第
１及び第２の適応フィルタ１２１，１２２は、第１の減
算器１２９の出力が最小になるように制御する。第１の
減算器１２９の出力が、エコーキャンセラ１２０の第１
の出力信号１６となる。
去するために、第１の適応フィルタ１２１に第１の受信
信号１を入力して第１のエコー５に対応したエコーレプ
リカ１２５を生成し、第２の適応フィルタ１２２に第２
の受信信号２を入力して第２のエコー６に対応したエコ
ーレプリカ１２６を生成する。第１の減算器１２９で、
第１の混在信号１４から第１及び第２のエコー５，６に
対応したエコーレプリカ１２５，１２６を差し引く。第
１及び第２の適応フィルタ１２１，１２２は、第１の減
算器１２９の出力が最小になるように制御する。第１の
減算器１２９の出力が、エコーキャンセラ１２０の第１
の出力信号１６となる。
【０００５】第２の混在信号１５に混入したエコーを除
去するために、第３の適応フィルタ１２３に第１の受信
信号１を入力して第３のエコー７に対応したエコーレプ
リカ１２７を生成し、第４の適応フィルタ１２４に第２
の受信信号２を入力して第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカ１２８を生成する。第２の減算器１３０で、
第２の混在信号１５から第３及び第４のエコー７，８に
対応したエコーレプリカ１２７，１２８を差し引く。第
３及び第４の適応フィルタ１２３，１２４は、第２の減
算器１３０の出力が最小になるように制御する。第２の
減算器１３０の出力が、エコーキャンセラ１２０の第２
の出力信号１７となる。
去するために、第３の適応フィルタ１２３に第１の受信
信号１を入力して第３のエコー７に対応したエコーレプ
リカ１２７を生成し、第４の適応フィルタ１２４に第２
の受信信号２を入力して第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカ１２８を生成する。第２の減算器１３０で、
第２の混在信号１５から第３及び第４のエコー７，８に
対応したエコーレプリカ１２７，１２８を差し引く。第
３及び第４の適応フィルタ１２３，１２４は、第２の減
算器１３０の出力が最小になるように制御する。第２の
減算器１３０の出力が、エコーキャンセラ１２０の第２
の出力信号１７となる。
【０００６】多チャネルエコー除去の主要な応用分野の
一つである多チャネルテレビ会議システムにおいては、
複数のマイクで話者の音声を収録するため、各マイクで
収録される受信信号は、近似的に、話者と各マイクの距
離に応じた減衰量と時間遅れを持った信号とみなすこと
ができる。従って、異なったチャネルにおける受信信号
の相互相関は非常に高くなる。以下、第１の受信信号１
を遅延させたものに相当する第２の受信信号２、非巡回
型フィルタとして近似できるエコーパス、適応非巡回型
フィルタを用いた線形結合型エコーキャンセラを仮定す
る。
一つである多チャネルテレビ会議システムにおいては、
複数のマイクで話者の音声を収録するため、各マイクで
収録される受信信号は、近似的に、話者と各マイクの距
離に応じた減衰量と時間遅れを持った信号とみなすこと
ができる。従って、異なったチャネルにおける受信信号
の相互相関は非常に高くなる。以下、第１の受信信号１
を遅延させたものに相当する第２の受信信号２、非巡回
型フィルタとして近似できるエコーパス、適応非巡回型
フィルタを用いた線形結合型エコーキャンセラを仮定す
る。
【０００７】時刻ｎにおける第１及び第２の受信信号
１，２をｘ1 （ｎ），ｘ2 （ｎ）、第１の混在信号１４
に混入するエコーをｄ（ｎ）とする。第１及び第２の受
信信号１，２の間の時間差をｎd （自然数）サンプルと
すると、 ｘ2 （ｎ）＝ｘ1 （ｎ−ｎd ） （１） と表すことができる。簡単のため、第１及び第２のスピ
ーカ３，４から第１及び第２のマイク９，１０に至る全
ての空間音響経路のインパルス応答長が等しいと仮定
し、それをＮとする。また、スピーカ３からマイク９に
至る空間音響経路のインパルス応答標本値をｈ1,i 、ス
ピーカ４からマイク９に至る空間音響経路のインパルス
応答標本値をｈ2,i とする。ここに、ｉは０からＮ−１
の整数値をとる。混在信号１４に混入したエコーｄ
（ｎ）は、エコー５とエコー６の和として、
１，２をｘ1 （ｎ），ｘ2 （ｎ）、第１の混在信号１４
に混入するエコーをｄ（ｎ）とする。第１及び第２の受
信信号１，２の間の時間差をｎd （自然数）サンプルと
すると、 ｘ2 （ｎ）＝ｘ1 （ｎ−ｎd ） （１） と表すことができる。簡単のため、第１及び第２のスピ
ーカ３，４から第１及び第２のマイク９，１０に至る全
ての空間音響経路のインパルス応答長が等しいと仮定
し、それをＮとする。また、スピーカ３からマイク９に
至る空間音響経路のインパルス応答標本値をｈ1,i 、ス
ピーカ４からマイク９に至る空間音響経路のインパルス
応答標本値をｈ2,i とする。ここに、ｉは０からＮ−１
の整数値をとる。混在信号１４に混入したエコーｄ
（ｎ）は、エコー５とエコー６の和として、
【０００８】
【数１】
【０００９】で与えられる。式（１）を式（２）に代入
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
【００１０】
【数２】
【００１１】となる。適応フィルタ１２１，１２２によ
って生成されるエコーレプリカｄ（ｎ）ハットは、適応
フィルタ１２１，１２２のｉ番目のフィルタ係数をそれ
ぞれｗ1,i （ｎ），ｗ2,i （ｎ）とすると、
って生成されるエコーレプリカｄ（ｎ）ハットは、適応
フィルタ１２１，１２２のｉ番目のフィルタ係数をそれ
ぞれｗ1,i （ｎ），ｗ2,i （ｎ）とすると、
【００１２】
【数３】
【００１３】で与えられる。式（１）を式（４）に代入
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
【００１４】
【数４】
【００１５】となる。残留エコーｅ（ｎ）は、
【００１６】
【数５】
【００１７】となる。式（６）より、エコーを完全に消
去するための条件は、
去するための条件は、
【００１８】
【数６】
【００１９】である。式（７）より、
【００２０】
【外１】
【００２１】は一意に定まるが、
【００２２】
【外２】
【００２３】の解には、無限の組み合わせが存在するこ
とがわかる。特に、
とがわかる。特に、
【００２４】
【外３】
【００２５】の解はｎd の値に依存しており、話者位置
の移動によってｎd の値が変化すると、解も変化する。
これは、エコーパスの変動がない場合でも、エコー消去
能力が低下することを意味しており、実環境における使
用に障害となる。以上、混在信号１４に混入するエコー
を除去するために用いられる適応フィルタ１２１，１２
２について検討したが、適応フィルタ１２３，１２４に
関しても、同様の議論が成立する。
の移動によってｎd の値が変化すると、解も変化する。
これは、エコーパスの変動がない場合でも、エコー消去
能力が低下することを意味しており、実環境における使
用に障害となる。以上、混在信号１４に混入するエコー
を除去するために用いられる適応フィルタ１２１，１２
２について検討したが、適応フィルタ１２３，１２４に
関しても、同様の議論が成立する。
【００２６】この問題を解決するために、１つの受信信
号を入力とし、混在信号と１対１に対応する適応フィル
タでエコーレプリカを生成することにより、１つの音源
から複数の経路を伝搬して生じたエコーをチャネルあた
り一つの適応フィルタで推定する多チャネルエコー除去
方式が、アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ
・インターナショナルカンファレンス・オン・アクース
ティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング
（ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｓ ｏｆＩｎｔｅｒ
ｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃ
ｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第２巻、１９９４年、２４５
〜２４８ページ（以下文献２）において、提案されてい
る。
号を入力とし、混在信号と１対１に対応する適応フィル
タでエコーレプリカを生成することにより、１つの音源
から複数の経路を伝搬して生じたエコーをチャネルあた
り一つの適応フィルタで推定する多チャネルエコー除去
方式が、アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ
・インターナショナルカンファレンス・オン・アクース
ティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング
（ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｓ ｏｆＩｎｔｅｒ
ｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃ
ｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第２巻、１９９４年、２４５
〜２４８ページ（以下文献２）において、提案されてい
る。
【００２７】文献２で提案されている多チャネルエコー
除去方式では、一つのチャネルにおいて生じるエコーを
一つの適応フィルタで除去するため、解が不定となると
いう問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数
は、一意に定まる最適値に収束する。しかしながら文献
２では、和者の声を収録するマイクロフォンの配置など
の使用環境によって定められるパラメータがある範囲に
収まらないときにエコー除去性能が劣化することが、評
価結果として述べられている。従って、あらゆる環境で
使用できることを前提とすれば、線形結合型の多チャネ
ルエコーキャンセラを使用せざるを得ない。
除去方式では、一つのチャネルにおいて生じるエコーを
一つの適応フィルタで除去するため、解が不定となると
いう問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数
は、一意に定まる最適値に収束する。しかしながら文献
２では、和者の声を収録するマイクロフォンの配置など
の使用環境によって定められるパラメータがある範囲に
収まらないときにエコー除去性能が劣化することが、評
価結果として述べられている。従って、あらゆる環境で
使用できることを前提とすれば、線形結合型の多チャネ
ルエコーキャンセラを使用せざるを得ない。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】以上、図８を用いて詳
細に説明したように、従来の多チャネルエコー除去方法
及び装置では、適応フィルタ係数の解が不定であり、エ
コーパスのインパルス応答によって一意に定められる解
に一致することが保証されないという問題があった。本
発明の目的は、適応フィルタの係数値がエコーパスのイ
ンパルス応答によって一意に定められる正しい値に収束
する、多チャネルエコーパス除去方法及び装置を提供す
ることにある。
細に説明したように、従来の多チャネルエコー除去方法
及び装置では、適応フィルタ係数の解が不定であり、エ
コーパスのインパルス応答によって一意に定められる解
に一致することが保証されないという問題があった。本
発明の目的は、適応フィルタの係数値がエコーパスのイ
ンパルス応答によって一意に定められる正しい値に収束
する、多チャネルエコーパス除去方法及び装置を提供す
ることにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】本発明の多チャネルエコ
ー除去装置は、一つの受信信号を遅延させて遅延信号を
発生し、受信信号と相互に連続して切り替えて新たな受
信信号とする。具体的には、一つの受信信号を遅延させ
て遅延信号を発生する遅延素子（図１、２、４の１４
２）と、該遅延素子の入力と出力を相互に連続して切り
替えて新たな受信信号とするスイッチ（図１、２、４の
１４１）を有する。
ー除去装置は、一つの受信信号を遅延させて遅延信号を
発生し、受信信号と相互に連続して切り替えて新たな受
信信号とする。具体的には、一つの受信信号を遅延させ
て遅延信号を発生する遅延素子（図１、２、４の１４
２）と、該遅延素子の入力と出力を相互に連続して切り
替えて新たな受信信号とするスイッチ（図１、２、４の
１４１）を有する。
【００３０】また、本発明の多チャネルエコー除去装置
は、一つの受信信号を補間してから遅延させて遅延信号
を発生し、補間された受信信号と相互に連続して切り替
えて新たな受信信号にするとともに、新たな受信信号を
入力信号として供給されない適応フィルタの出力を補間
する。具体的には、前記遅延素子と前記スイッチに加え
て、受信信号補間回路（図２の１５０）又は標本化周波
数逓倍回路（図４の１５２）、及び適応フィルタ出力補
間回路（図２、４、５、７の１５５，１５７）を有す
る。
は、一つの受信信号を補間してから遅延させて遅延信号
を発生し、補間された受信信号と相互に連続して切り替
えて新たな受信信号にするとともに、新たな受信信号を
入力信号として供給されない適応フィルタの出力を補間
する。具体的には、前記遅延素子と前記スイッチに加え
て、受信信号補間回路（図２の１５０）又は標本化周波
数逓倍回路（図４の１５２）、及び適応フィルタ出力補
間回路（図２、４、５、７の１５５，１５７）を有す
る。
【００３１】さらに、本発明の多チャネルエコー除去装
置は、一つの受信信号を標本化周波数逓倍してから遅延
させて遅延信号を発生し、標本化周波数逓倍された受信
信号と加算して新たな受信信号にするとともに、新たな
受信信号を入力信号として供給されない適応フィルタの
出力を補間する。具体的には、前記適応フィルタ出力補
間回路に加えて、一つの受信信号を標本化周波数逓倍し
て標本化周波数逓倍信号を発生する標本化周波数逓倍回
路（図７の１４４）と、遅延素子（図７の１４２）と、
前記標本化周波数逓倍信号と遅延信号を加算する加算器
（図７の１４３）を有する。
置は、一つの受信信号を標本化周波数逓倍してから遅延
させて遅延信号を発生し、標本化周波数逓倍された受信
信号と加算して新たな受信信号にするとともに、新たな
受信信号を入力信号として供給されない適応フィルタの
出力を補間する。具体的には、前記適応フィルタ出力補
間回路に加えて、一つの受信信号を標本化周波数逓倍し
て標本化周波数逓倍信号を発生する標本化周波数逓倍回
路（図７の１４４）と、遅延素子（図７の１４２）と、
前記標本化周波数逓倍信号と遅延信号を加算する加算器
（図７の１４３）を有する。
【００３２】本発明の多チャネルエコー除去方法及び装
置は、１つの受信信号を遅延させた補助信号を作成し、
元の入力信号と新たに作成された補助信号を入力として
適応フィルタを動作させることにより、１つの信号源か
ら複数の経路を伝搬して生じたエコーを複数の適応フィ
ルタで推定するために、適応フィルタ係数を求める際の
条件式数が増加し、解が不定となるという問題は起こら
ない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最
適値に収束する。
置は、１つの受信信号を遅延させた補助信号を作成し、
元の入力信号と新たに作成された補助信号を入力として
適応フィルタを動作させることにより、１つの信号源か
ら複数の経路を伝搬して生じたエコーを複数の適応フィ
ルタで推定するために、適応フィルタ係数を求める際の
条件式数が増加し、解が不定となるという問題は起こら
ない。従って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最
適値に収束する。
【００３３】
【発明の実施の形態】図１から図７を用いて、本発明の
実施の形態を詳細に説明する。説明にあたっては、第１
及び第２の受信信号と、第１及び第２の混在信号を有す
る場合、すなわち、２チャネルの場合で、受信信号がス
ピーカから空間音響経路を伝搬して、マイクで収録され
る音響エコーを除去する音響エコーキャンセラを仮定す
る。
実施の形態を詳細に説明する。説明にあたっては、第１
及び第２の受信信号と、第１及び第２の混在信号を有す
る場合、すなわち、２チャネルの場合で、受信信号がス
ピーカから空間音響経路を伝搬して、マイクで収録され
る音響エコーを除去する音響エコーキャンセラを仮定す
る。
【００３４】図１に、本発明の多チャネルエコーキャン
セラの受信信号及び送信信号が２チャネルである場合の
実施の形態を示す。図８に示した線形結合型との違い
は、適応フィルタ１２２，１２４に供給される受信信号
２が、補助信号発生回路１４０によって合成処理され、
合成信号として出力されている点である。
セラの受信信号及び送信信号が２チャネルである場合の
実施の形態を示す。図８に示した線形結合型との違い
は、適応フィルタ１２２，１２４に供給される受信信号
２が、補助信号発生回路１４０によって合成処理され、
合成信号として出力されている点である。
【００３５】第１及び第２の混在信号１４，１５は、図
８に示した線形結合型と同様にして生成される。受信信
号２は、スイッチ１４１の一方の入力端子と遅延素子１
４２に供給される。遅延素子１４２は、供給された受信
信号２を１サンプル分遅延させてから、スイッチ１４１
のもう一方の入力端子に供給する。すなわち、スイッチ
１４１の２つの入力端子には、受信信号２と受信信号２
を１サンプル分遅延させた遅延信号が供給される。スイ
ッチ１４１は、１サンプル毎に入力端子を切り替え、受
信信号２と遅延信号を交互に出力する。スイッチ１４１
の出力である合成信号は、適応フィルタ１２２，１２
４、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１９に供給さ
れる。
８に示した線形結合型と同様にして生成される。受信信
号２は、スイッチ１４１の一方の入力端子と遅延素子１
４２に供給される。遅延素子１４２は、供給された受信
信号２を１サンプル分遅延させてから、スイッチ１４１
のもう一方の入力端子に供給する。すなわち、スイッチ
１４１の２つの入力端子には、受信信号２と受信信号２
を１サンプル分遅延させた遅延信号が供給される。スイ
ッチ１４１は、１サンプル毎に入力端子を切り替え、受
信信号２と遅延信号を交互に出力する。スイッチ１４１
の出力である合成信号は、適応フィルタ１２２，１２
４、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１９に供給さ
れる。
【００３６】これに伴って、適応フィルタ１２１，１２
２，１２３，１２４を含むエコーキャンセラ１００は、
図８を用いて説明した線形結合型における標本化周波数
ｆ0の２倍である２ｆ0 で動作する。エコーキャンセラ
１００の動作周波数が２ｆ0となる理由は、補助信号発
生回路１４０における情報欠落を予め想定して、欠落情
報を補っておくためである。すなわち、補助信号発生回
路１４０の入力に［ｙ0 ｙ1 ｙ2 ｙ3 …ｙN-1 ］が供給
されると、補助信号発生回路１４０の出力は、［ｙ0 ｙ
0 ｙ2 ｙ2 …ｙN-1 ｙN-1 ］となる。従って、［ｙ1 ｙ
3 …ｙN-2 ］の情報は、失われる。これが予め２ｆ0 で
標本化されていれば、補助信号発生回路１４０の出力に
おいて標本化定理を満足するような信号サンプルを得る
ことができる。以下、数式を用いて、適応フィルタ係数
が一意な値に収束することを示す。
２，１２３，１２４を含むエコーキャンセラ１００は、
図８を用いて説明した線形結合型における標本化周波数
ｆ0の２倍である２ｆ0 で動作する。エコーキャンセラ
１００の動作周波数が２ｆ0となる理由は、補助信号発
生回路１４０における情報欠落を予め想定して、欠落情
報を補っておくためである。すなわち、補助信号発生回
路１４０の入力に［ｙ0 ｙ1 ｙ2 ｙ3 …ｙN-1 ］が供給
されると、補助信号発生回路１４０の出力は、［ｙ0 ｙ
0 ｙ2 ｙ2 …ｙN-1 ｙN-1 ］となる。従って、［ｙ1 ｙ
3 …ｙN-2 ］の情報は、失われる。これが予め２ｆ0 で
標本化されていれば、補助信号発生回路１４０の出力に
おいて標本化定理を満足するような信号サンプルを得る
ことができる。以下、数式を用いて、適応フィルタ係数
が一意な値に収束することを示す。
【００３７】空間音響経路のインパルス応答長は、標本
化周波数ｆ0 で動作している図８の場合に対応させて、
Ｍとする。図１において、エコーキャンセラ１００は標
本化周波数２ｆ0 で動作しているので、Ｍ＝２Ｎの関係
が成立する。また、スピーカ３からマイク９に至る空間
音響経路のインパルス応答標本値をｈ1,i 、スピーカ４
からマイク９に至る空間音響経路のインパルス応答標本
値をｈ2,i とする。ただし、標本化周波数が２ｆ0 なの
で、ｉは０からＭ−１の整数値をとる。いま、スピーカ
１４１が偶数番目のサンプルとして受信信号２を出力
し、奇数番目のサンプルとして遅延素子１４２の出力で
ある遅延信号を出力すると仮定する。
化周波数ｆ0 で動作している図８の場合に対応させて、
Ｍとする。図１において、エコーキャンセラ１００は標
本化周波数２ｆ0 で動作しているので、Ｍ＝２Ｎの関係
が成立する。また、スピーカ３からマイク９に至る空間
音響経路のインパルス応答標本値をｈ1,i 、スピーカ４
からマイク９に至る空間音響経路のインパルス応答標本
値をｈ2,i とする。ただし、標本化周波数が２ｆ0 なの
で、ｉは０からＭ−１の整数値をとる。いま、スピーカ
１４１が偶数番目のサンプルとして受信信号２を出力
し、奇数番目のサンプルとして遅延素子１４２の出力で
ある遅延信号を出力すると仮定する。
【００３８】図８に示した線形結合型にならって、時刻
ｎにおける受信信号１をｘ1 （ｎ）、受信信号２をｘ2
（ｎ）とする。図８の場合と異なり、ｘ1 （ｎ）及びｘ
2 （ｎ）は２ｆ0 で標本化されている。混在信号１４に
混入したエコーｄ（ｎ）の偶数番目のサンプルｄ
e （ｎ）と奇数番目のサンプルｄo （ｎ）は、エコー５
とエコー８の和として、
ｎにおける受信信号１をｘ1 （ｎ）、受信信号２をｘ2
（ｎ）とする。図８の場合と異なり、ｘ1 （ｎ）及びｘ
2 （ｎ）は２ｆ0 で標本化されている。混在信号１４に
混入したエコーｄ（ｎ）の偶数番目のサンプルｄ
e （ｎ）と奇数番目のサンプルｄo （ｎ）は、エコー５
とエコー８の和として、
【００３９】
【数７】
【００４０】で与えられる。式（１）を式（８）、
（９）に代入してｘ2 （ｎ）を消去すると、
（９）に代入してｘ2 （ｎ）を消去すると、
【００４１】
【数８】
【００４２】となる。適応フィルタ１２１，１２２によ
って生成されるエコーレプリカの偶数番目サンプルｄe
（ｎ）ハット及び奇数番目サンプルｄo （ｎ）ハット
は、適応フィルタ１２１，１２２のｉ番目のフィルタ係
数をそれぞれｗ1,i （ｎ），ｗ2, i （ｎ）とすると、
って生成されるエコーレプリカの偶数番目サンプルｄe
（ｎ）ハット及び奇数番目サンプルｄo （ｎ）ハット
は、適応フィルタ１２１，１２２のｉ番目のフィルタ係
数をそれぞれｗ1,i （ｎ），ｗ2, i （ｎ）とすると、
【００４３】
【数９】
【００４４】で与えられる。式（１）を式（１２）、
（１３）に代入してｘ2 （ｎ）を消去すると、
（１３）に代入してｘ2 （ｎ）を消去すると、
【００４５】
【数１０】
【００４６】となる。残留エコーの偶数番目のサンプル
ｅe （ｎ）及び奇数番目サンプルｅo（ｎ）は、
ｅe （ｎ）及び奇数番目サンプルｅo（ｎ）は、
【００４７】
【数１１】
【００４８】となる。式（１６）及び（１７）より、エ
コーを完全に消去するための条件は、偶数番目サンプル
に対して、
コーを完全に消去するための条件は、偶数番目サンプル
に対して、
【００４９】
【数１２】
【００５０】奇数番目サンプルに対して、
【００５１】
【数１３】
【００５２】である。
【００５３】エコーが完全に消去されるためには、式
（１８）〜（２３）が同時に成立しなければならない。
まず、式（１８）と（２１）から、 ｈ1,i ＝ｗ1,i （ｎ） ｉ＝０，…，ｎd （２４） が得られる。式（２４）を式（１９）におけるｉ＝ｎd
に適用すると、
（１８）〜（２３）が同時に成立しなければならない。
まず、式（１８）と（２１）から、 ｈ1,i ＝ｗ1,i （ｎ） ｉ＝０，…，ｎd （２４） が得られる。式（２４）を式（１９）におけるｉ＝ｎd
に適用すると、
【００５４】
【数１４】
【００５５】となる。従って、式（１９）は、式（２
５）、（２６）、及び次式で置き換えることができる。
５）、（２６）、及び次式で置き換えることができる。
【００５６】
【数１５】
【００５７】式（２２）から式（２７）を差し引けば、
【００５８】
【数１６】
【００５９】が得られる。式（２８）に変数変換を施せ
ば、 ｈ2,i −ｈ2,i+1 ＝ｗ2,i （ｎ）−ｗ2,i+1 （ｎ） ｉ＝０，…，Ｍ−ｎd −２ （２９） または、 ｈ2,i −ｗ2,i ＝ｈ2,i+1 （ｎ）−ｗ2,i+1 （ｎ） ｉ＝０，…，Ｍ−ｎd −２ （３０） となる。式（２６）と式（３０）から、 ｈ2,i ＝ｗ2,i ｉ＝０，…，Ｍ−ｎd −１ （３１） が得られ、式（３１）と式（２０）から、 ｈ2,i ＝ｗ2,i ｉ＝０，…，Ｍ−１ （３２） となる。式（３２）と式（２１）及び（２２）から、 ｈ1,i ＝ｗ1,i ｉ＝０，…，Ｍ−１ （３３） となる。式（３２）及び（３３）から明らかなように、
適応フィルタ１２１，１２２の係数は、対応するエコー
パスインパルス応答の値に一致する。
ば、 ｈ2,i −ｈ2,i+1 ＝ｗ2,i （ｎ）−ｗ2,i+1 （ｎ） ｉ＝０，…，Ｍ−ｎd −２ （２９） または、 ｈ2,i −ｗ2,i ＝ｈ2,i+1 （ｎ）−ｗ2,i+1 （ｎ） ｉ＝０，…，Ｍ−ｎd −２ （３０） となる。式（２６）と式（３０）から、 ｈ2,i ＝ｗ2,i ｉ＝０，…，Ｍ−ｎd −１ （３１） が得られ、式（３１）と式（２０）から、 ｈ2,i ＝ｗ2,i ｉ＝０，…，Ｍ−１ （３２） となる。式（３２）と式（２１）及び（２２）から、 ｈ1,i ＝ｗ1,i ｉ＝０，…，Ｍ−１ （３３） となる。式（３２）及び（３３）から明らかなように、
適応フィルタ１２１，１２２の係数は、対応するエコー
パスインパルス応答の値に一致する。
【００６０】適応フィルタ１２１，１２２の制御方法と
しては、アダプティブ・シグナル・プロセッシング（Ａ
ｄａｐｔｉｖｅ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ），１９８５，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ Ｉｎ
ｃ．，ＵＳＡ（以下、文献３）及び、アダプティブ・フ
ィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ），１９８
５，Ｋｕｌｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈ
ｅｒｓ，ＵＳＡ（以下、文献４）にＬＭＳアルゴリズム
及びノーマライズドＬＭＳ（ＮＬＭＳ）アルゴリズムが
記載されている。適応フィルタ１２１，１２２の制御は
ＬＭＳアルゴリズムを用いて行ない、適応フィルタ１２
１，１２２のステップサイズμは同じであると仮定す
る。適応フィルタ１２１のｉ番目の係数の第ｎ＋１回目
の更新後の値ｗ1,i （ｎ＋１）と適応フィルタ１２２の
ｉ番目の係数の第ｎ＋１回目の更新後の値ｗ2,i （ｎ＋
１）は、それぞれに対応した第ｎ回目の更新後の値ｗ
1,i （ｎ）とｗ2,i （ｎ）を用いて、 ｗ1,i （ｎ＋１）＝ｗ1,i （ｎ）＋μｅ1 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｉ） （３４） ｗ2,i （ｎ＋１）＝ｗ2,i （ｎ）＋μｅ2 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｎd −ｉ）（３５） で与えられる。
しては、アダプティブ・シグナル・プロセッシング（Ａ
ｄａｐｔｉｖｅ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎ
ｇ），１９８５，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ Ｉｎ
ｃ．，ＵＳＡ（以下、文献３）及び、アダプティブ・フ
ィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ），１９８
５，Ｋｕｌｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈ
ｅｒｓ，ＵＳＡ（以下、文献４）にＬＭＳアルゴリズム
及びノーマライズドＬＭＳ（ＮＬＭＳ）アルゴリズムが
記載されている。適応フィルタ１２１，１２２の制御は
ＬＭＳアルゴリズムを用いて行ない、適応フィルタ１２
１，１２２のステップサイズμは同じであると仮定す
る。適応フィルタ１２１のｉ番目の係数の第ｎ＋１回目
の更新後の値ｗ1,i （ｎ＋１）と適応フィルタ１２２の
ｉ番目の係数の第ｎ＋１回目の更新後の値ｗ2,i （ｎ＋
１）は、それぞれに対応した第ｎ回目の更新後の値ｗ
1,i （ｎ）とｗ2,i （ｎ）を用いて、 ｗ1,i （ｎ＋１）＝ｗ1,i （ｎ）＋μｅ1 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｉ） （３４） ｗ2,i （ｎ＋１）＝ｗ2,i （ｎ）＋μｅ2 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｎd −ｉ）（３５） で与えられる。
【００６１】図２に、本発明の第２の実施の形態を示
す。図１を用いて説明した第１の実施の形態との相違点
は、標本化周波数逓倍回路１５２と補間フィルタ１５１
から構成される補間回路１５０、及び補間回路１５５，
１５７である。図１に示した第１の実施の形態では適応
フィルタ１２１，１２２，１２３，１２４の全てが２ｆ
0 で動作していたが、図２では適応フィルタ１２１，１
２３がｆ0 で動作する。適応フィルタ１２１，１２３の
出力として得られるエコーレプリカは、それぞれ補間回
路１５５，１５７によって２倍に補間され、減算器１２
９，１３０に供給される。また、受信信号２は標本化周
波数逓倍回路１５２で隣接サンプル間にゼロを挿入され
る。続いて、低域通過特性を有する補間フィルタ１５１
でフィルタ処理を施され、２ｆ0 の標本化周波数を有す
る補間信号となる。補間回路１５０の周波数領域におけ
る動作を、図３に示す。
す。図１を用いて説明した第１の実施の形態との相違点
は、標本化周波数逓倍回路１５２と補間フィルタ１５１
から構成される補間回路１５０、及び補間回路１５５，
１５７である。図１に示した第１の実施の形態では適応
フィルタ１２１，１２２，１２３，１２４の全てが２ｆ
0 で動作していたが、図２では適応フィルタ１２１，１
２３がｆ0 で動作する。適応フィルタ１２１，１２３の
出力として得られるエコーレプリカは、それぞれ補間回
路１５５，１５７によって２倍に補間され、減算器１２
９，１３０に供給される。また、受信信号２は標本化周
波数逓倍回路１５２で隣接サンプル間にゼロを挿入され
る。続いて、低域通過特性を有する補間フィルタ１５１
でフィルタ処理を施され、２ｆ0 の標本化周波数を有す
る補間信号となる。補間回路１５０の周波数領域におけ
る動作を、図３に示す。
【００６２】ｆ0 で標本化された受信信号２のパワース
ペクトルは、模式的に図３（Ａ）のように表すことがで
きる。標本化定理によって規定されるように、周波数成
分はｆ0 ／２で帯域制限されており、ｆ0 ／２〜ｆ0 ま
ではその折返し成分となっている。標本化周波数逓倍回
路１５２で標本化周波数を２倍にして、隣接サンプル間
にゼロを挿入すると、そのスペクトルは図３（Ｂ）に示
すようになる。ここで基本周波数成分とその折返し成分
を残すために、低域通過特性を有する補間フィルタ１５
１で低域成分だけを取り出すと、スペクトルは図３
（Ｃ）に示すようになる。このようにして、補間回路１
５０において標本化周波数がｆ0 から２ｆ0に逓倍さ
れ、受信信号２の補間が行なわれる。
ペクトルは、模式的に図３（Ａ）のように表すことがで
きる。標本化定理によって規定されるように、周波数成
分はｆ0 ／２で帯域制限されており、ｆ0 ／２〜ｆ0 ま
ではその折返し成分となっている。標本化周波数逓倍回
路１５２で標本化周波数を２倍にして、隣接サンプル間
にゼロを挿入すると、そのスペクトルは図３（Ｂ）に示
すようになる。ここで基本周波数成分とその折返し成分
を残すために、低域通過特性を有する補間フィルタ１５
１で低域成分だけを取り出すと、スペクトルは図３
（Ｃ）に示すようになる。このようにして、補間回路１
５０において標本化周波数がｆ0 から２ｆ0に逓倍さ
れ、受信信号２の補間が行なわれる。
【００６３】補間フィルタ１５１の出力である補間信号
は、スイッチ１４１の一方の入力端子と遅延素子１４２
に供給される。補間回路１５５，１５７も、補間回路１
５０と全く同じ動作で標本化周波数ｆ0 の入力信号を標
本化周波数２ｆ0 の出力信号とするように、補間を行な
う。従って、図１の場合と異なり、受信信号２はｆ0で
標本化されていれば良い。さらに、適応フィルタ１２
１、１２３がｆ0 で動作するため、受信信号１もｆ0 で
標本化されていれば良い。
は、スイッチ１４１の一方の入力端子と遅延素子１４２
に供給される。補間回路１５５，１５７も、補間回路１
５０と全く同じ動作で標本化周波数ｆ0 の入力信号を標
本化周波数２ｆ0 の出力信号とするように、補間を行な
う。従って、図１の場合と異なり、受信信号２はｆ0で
標本化されていれば良い。さらに、適応フィルタ１２
１、１２３がｆ0 で動作するため、受信信号１もｆ0 で
標本化されていれば良い。
【００６４】図４に、本発明の第３の実施の形態を示
す。図２を用いて説明した第２の実施の形態との相違点
は、補間フィルタ１５１が存在せず、標本化周波数逓倍
回路１５２の出力が直接、補助信号発生回路１４０に供
給されていることである。すなわち、図２の実施の形態
では補助信号発生回路１４０の入力に［ｙ0 ｙ1 ｙ2 ｙ
3 …ｙN-1 ］が供給されるが、図４の実施の形態では補
助信号発生回路１４０の入力に［ｙ0 ０ｙ2 ０…
ｙN-1 ］が供給される。ここで、図４の実施の形態にお
いて、標本化周波数逓倍回路１５２からゼロが出力され
たときにスイッチ１４１が遅延素子１４２に接続された
端子の信号を出力するように構成すれば、補助信号発生
回路１４０の出力は、［ｙ0 ｙ0 ｙ2 ｙ2 …ｙN-1 ｙ
N-1 ］となる。従って、図２の実施の形態でも図４の実
施の形態でも補助信号発生回路１４０の出力信号は等し
く、全く等しいエコー除去動作が期待できる。
す。図２を用いて説明した第２の実施の形態との相違点
は、補間フィルタ１５１が存在せず、標本化周波数逓倍
回路１５２の出力が直接、補助信号発生回路１４０に供
給されていることである。すなわち、図２の実施の形態
では補助信号発生回路１４０の入力に［ｙ0 ｙ1 ｙ2 ｙ
3 …ｙN-1 ］が供給されるが、図４の実施の形態では補
助信号発生回路１４０の入力に［ｙ0 ０ｙ2 ０…
ｙN-1 ］が供給される。ここで、図４の実施の形態にお
いて、標本化周波数逓倍回路１５２からゼロが出力され
たときにスイッチ１４１が遅延素子１４２に接続された
端子の信号を出力するように構成すれば、補助信号発生
回路１４０の出力は、［ｙ0 ｙ0 ｙ2 ｙ2 …ｙN-1 ｙ
N-1 ］となる。従って、図２の実施の形態でも図４の実
施の形態でも補助信号発生回路１４０の出力信号は等し
く、全く等しいエコー除去動作が期待できる。
【００６５】図５に、本発明の第４の実施の形態を示
す。図２を用いて説明した第２の実施の形態との相違点
は、補助信号発生回路１４０と補助信号発生回路１４６
にある。図２で使用されている補助信号発生回路１４０
は遅延素子１４２とスイッチ１４１で構成されている
が、図５で使用されている補助信号発生回路１４６は標
本化周波数逓減回路１４５、標本化周波数逓倍回路１４
４、遅延素子１４２と加算器１４３で構成されている。
図６（Ａ）に補間フィルタ１５１の出力信号例を示す。
サンプル番号０，１，２，３，４，５，６に対応して、
信号サンプルｘ2 （０）、ｘ2 （１）、ｘ2 （２）、ｘ
2 （３）、ｘ2 （４）、ｘ2 （５）、ｘ2 （６）を仮定
する。図５の標本化周波数逓減回路１４５において補間
フィルタ１５１の出力は１／２に間引かれるので、その
出力は図６（Ｂ）に示すとおりとなる。さらにこの信号
を標本化周波数逓倍回路１４４で２倍に補間し、隣接サ
ンプル間にゼロを挿入すると、得られる信号は図６
（Ｃ）に示す通りとなる。図６（Ｃ）に示した信号とこ
れを遅延素子１４２で１サンプル遅延させて得られた信
号を加算器１４３で加算すると、図６（Ｄ）に示す信号
系列が得られる。いま、図２のスイッチ１４１が偶数サ
ンプル番号に対して補間フィルタ１５１の出力を選択し
て出力し、奇数サンプル番号で遅延素子１４２の出力を
選択して出力するように設定すれば、図２のスイッチ１
４１の出力信号が図６（Ｄ）に示した信号系列に等しく
なることは明らかである。従って、図５に示した第４の
実施の形態は図２に示した第１の実施の形態と同様の動
作をする。
す。図２を用いて説明した第２の実施の形態との相違点
は、補助信号発生回路１４０と補助信号発生回路１４６
にある。図２で使用されている補助信号発生回路１４０
は遅延素子１４２とスイッチ１４１で構成されている
が、図５で使用されている補助信号発生回路１４６は標
本化周波数逓減回路１４５、標本化周波数逓倍回路１４
４、遅延素子１４２と加算器１４３で構成されている。
図６（Ａ）に補間フィルタ１５１の出力信号例を示す。
サンプル番号０，１，２，３，４，５，６に対応して、
信号サンプルｘ2 （０）、ｘ2 （１）、ｘ2 （２）、ｘ
2 （３）、ｘ2 （４）、ｘ2 （５）、ｘ2 （６）を仮定
する。図５の標本化周波数逓減回路１４５において補間
フィルタ１５１の出力は１／２に間引かれるので、その
出力は図６（Ｂ）に示すとおりとなる。さらにこの信号
を標本化周波数逓倍回路１４４で２倍に補間し、隣接サ
ンプル間にゼロを挿入すると、得られる信号は図６
（Ｃ）に示す通りとなる。図６（Ｃ）に示した信号とこ
れを遅延素子１４２で１サンプル遅延させて得られた信
号を加算器１４３で加算すると、図６（Ｄ）に示す信号
系列が得られる。いま、図２のスイッチ１４１が偶数サ
ンプル番号に対して補間フィルタ１５１の出力を選択し
て出力し、奇数サンプル番号で遅延素子１４２の出力を
選択して出力するように設定すれば、図２のスイッチ１
４１の出力信号が図６（Ｄ）に示した信号系列に等しく
なることは明らかである。従って、図５に示した第４の
実施の形態は図２に示した第１の実施の形態と同様の動
作をする。
【００６６】図７に、本発明の第５の実施の形態を示
す。図５を用いて説明した第４の実施の形態との相違点
は、標本化周波数逓倍回路１５２、補間フィルタ１５
１、及び標本化周波数逓減回路１４５が除去されてお
り、受信信号２が直接標本化周波数逓倍回路１４４に供
給されていることである。既に図２を用いて説明したよ
うに、受信信号２は標本化周波数逓倍回路１５２で隣接
サンプル間にゼロを挿入される。続いて、低域通過特性
を有する補間フィルタ１５１でフィルタ処理を施され、
２ｆ0 の標本化周波数を有する補間信号となる。この信
号に対して、標本化周波数逓減回路１４５は１サンプル
おきの間引きを行なうので、その出力はもとの受信信号
２に等しくなる。これは、図６（Ｂ）からも明らかであ
る。従って、標本化周波数逓倍回路１５２、補間フィル
タ１５１、及び標本化周波数逓減回路１４５を除去して
も、これらの回路が存在するときと全く同じ動作が期待
できる。すなわち、図７に示した実施の形態は図５に示
した実施の形態と同様の効果がある。
す。図５を用いて説明した第４の実施の形態との相違点
は、標本化周波数逓倍回路１５２、補間フィルタ１５
１、及び標本化周波数逓減回路１４５が除去されてお
り、受信信号２が直接標本化周波数逓倍回路１４４に供
給されていることである。既に図２を用いて説明したよ
うに、受信信号２は標本化周波数逓倍回路１５２で隣接
サンプル間にゼロを挿入される。続いて、低域通過特性
を有する補間フィルタ１５１でフィルタ処理を施され、
２ｆ0 の標本化周波数を有する補間信号となる。この信
号に対して、標本化周波数逓減回路１４５は１サンプル
おきの間引きを行なうので、その出力はもとの受信信号
２に等しくなる。これは、図６（Ｂ）からも明らかであ
る。従って、標本化周波数逓倍回路１５２、補間フィル
タ１５１、及び標本化周波数逓減回路１４５を除去して
も、これらの回路が存在するときと全く同じ動作が期待
できる。すなわち、図７に示した実施の形態は図５に示
した実施の形態と同様の効果がある。
【００６７】以上の実施の形態では多チャネルテレビ会
議システムを対象としたエコー除去について論じてきた
が、多チャネルエコー除去の別の応用分野である単一チ
ャネル多地点テレビ会議システムにおいてもまったく同
様の議論が成り立つ。単一チャネル多地点テレビ会議シ
ステムにおいては、通常、一つのマイクで収録した話者
の音声に対して、受信側で使用する複数スピーカの間で
希望する位置に話者が定位するような、適度な減衰量と
時間遅れを付加する処理を行なう。このような処理を施
された信号が、受信側で使用するスピーカの数だけ発生
される。受信側で使用するスピーカの数が２に等しい場
合は、図８に示した従来例において上記の減衰と遅延の
補正を加えた２種類の信号が、第１の受信信号１及び第
２の受信信号２に相当する。従って、本発明の実施の形
態をそのまま適用することができる。
議システムを対象としたエコー除去について論じてきた
が、多チャネルエコー除去の別の応用分野である単一チ
ャネル多地点テレビ会議システムにおいてもまったく同
様の議論が成り立つ。単一チャネル多地点テレビ会議シ
ステムにおいては、通常、一つのマイクで収録した話者
の音声に対して、受信側で使用する複数スピーカの間で
希望する位置に話者が定位するような、適度な減衰量と
時間遅れを付加する処理を行なう。このような処理を施
された信号が、受信側で使用するスピーカの数だけ発生
される。受信側で使用するスピーカの数が２に等しい場
合は、図８に示した従来例において上記の減衰と遅延の
補正を加えた２種類の信号が、第１の受信信号１及び第
２の受信信号２に相当する。従って、本発明の実施の形
態をそのまま適用することができる。
【００６８】ここでは図１に示す、第１及び第２の受信
信号１，２と、第１及び第２の混在信号１４，１５を有
する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数の受
信信号と、単数または複数の送信信号が存在する場合に
適用可能である。また、受信信号がスピーカから空間音
響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを除
去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー以外
のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対して
も適用できる。また、適応フィルタ１２１，１２２，１
２３，１２４として、ＬＭＳアルゴリズムによる非巡回
型適応フィルタを用いた例を示したが、本発明では、任
意の適応フィルタが使用可能である。例えば、ＮＬＭＳ
アルゴリズムによる非巡回型適応フィルタを用いた場合
のフィルタ係数更新は、
信号１，２と、第１及び第２の混在信号１４，１５を有
する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数の受
信信号と、単数または複数の送信信号が存在する場合に
適用可能である。また、受信信号がスピーカから空間音
響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを除
去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー以外
のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対して
も適用できる。また、適応フィルタ１２１，１２２，１
２３，１２４として、ＬＭＳアルゴリズムによる非巡回
型適応フィルタを用いた例を示したが、本発明では、任
意の適応フィルタが使用可能である。例えば、ＮＬＭＳ
アルゴリズムによる非巡回型適応フィルタを用いた場合
のフィルタ係数更新は、
【００６９】
【数１７】
【００７０】となる。適応フィルタのアルゴリズムとし
ては、文献３に記載されているシーケンシャル・リグレ
ッション・アルゴリズム（Ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ Ｒｅ
ｇｒｅｓｓｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＳＲＡ）や文
献４に記載されているＲＬＳアルゴリズムなども使用で
きる。非巡回型適応フィルタの代わりに、巡回型を用い
てもよい。また、サブバンド型適応フィルタや変換領域
の適応フィルタを用いてもよい。
ては、文献３に記載されているシーケンシャル・リグレ
ッション・アルゴリズム（Ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ Ｒｅ
ｇｒｅｓｓｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＳＲＡ）や文
献４に記載されているＲＬＳアルゴリズムなども使用で
きる。非巡回型適応フィルタの代わりに、巡回型を用い
てもよい。また、サブバンド型適応フィルタや変換領域
の適応フィルタを用いてもよい。
【００７１】
【発明の効果】本発明の多チャネルエコー除去方法及び
装置は、１つの受信信号を遅延させた補助信号を作成
し、元の入力信号と新たに作成された補助信号を入力と
して適応フィルタを動作させることにより、１つの信号
源から複数の経路を伝搬して生じたエコーを複数の適応
フィルタで推定するために、適応フィルタの係数を求め
る際の条件式数が増加し、解が不定となるという問題は
起こらない。これは、実施の形態の説明において記述し
たように、従来の線形結合型多チャネルエコーキャンセ
ラでは条件式として式（１８）〜（２０）の３式しか利
用することができなかったが、本発明によれば、式（１
８）〜（２３）の６式を利用できるためである。従っ
て、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束
する。
装置は、１つの受信信号を遅延させた補助信号を作成
し、元の入力信号と新たに作成された補助信号を入力と
して適応フィルタを動作させることにより、１つの信号
源から複数の経路を伝搬して生じたエコーを複数の適応
フィルタで推定するために、適応フィルタの係数を求め
る際の条件式数が増加し、解が不定となるという問題は
起こらない。これは、実施の形態の説明において記述し
たように、従来の線形結合型多チャネルエコーキャンセ
ラでは条件式として式（１８）〜（２０）の３式しか利
用することができなかったが、本発明によれば、式（１
８）〜（２３）の６式を利用できるためである。従っ
て、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束
する。
【図１】本発明の多チャネルエコー除去装置の第１の実
施の形態を示すブロック図である。
施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の多チャネルエコー除去装置の第２の実
施の形態を示すブロック図である。
施の形態を示すブロック図である。
【図３】補間回路１５０の動作を説明するための周波数
スペクトルである。
スペクトルである。
【図４】本発明の多チャネルエコー除去装置の第３の実
施の形態を示すブロック図である。
施の形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の多チャネルエコー除去装置の第４の実
施の形態を示すブロック図である。
施の形態を示すブロック図である。
【図６】補間回路１５０及び補助信号発生回路１４６の
動作を説明するための時間領域信号サンプルを表す図で
ある。
動作を説明するための時間領域信号サンプルを表す図で
ある。
【図７】本発明の多チャネルエコー除去装置の第５の実
施の形態を示すブロック図である。
施の形態を示すブロック図である。
【図８】線形結合型多チャネルエコー除去装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
１，２ 受信信号 ３，４ スピーカ ５，６，７，８ エコー ９，１０ マイク １１ 話者 １２，１３ 送信信号 １４，１５ 混在信号 １６，１７ エコー除去装置の出力信号 １８，１９ ディジタル・アナログ変換器 ２０，２１ アナログ・ディジタル変換器 １００ 本発明の第１の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １０１ 本発明の第２の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １０２ 本発明の第３の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １０３ 本発明の第４の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １０４ 本発明の第５の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １２０ 線形結合型多チャネルエコー除去装置 １２１，１２２，１２３，１２４ 適応フィルタ １２５，１２６，１２７，１２８ エコーレプリカ １２９，１３０ 減算器 １４０，１４６ 補助信号発生回路 １４１ スイッチ １４２ 遅延素子 １４３ 加算器 １４４，１５２ 標本化周波数逓倍回路 １４５ 標本化周波数逓減回路 １５０ 補間回路 １５１，１５５，１５７ 補間フィルタ
コー除去装置 １０１ 本発明の第２の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １０２ 本発明の第３の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １０３ 本発明の第４の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １０４ 本発明の第５の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １２０ 線形結合型多チャネルエコー除去装置 １２１，１２２，１２３，１２４ 適応フィルタ １２５，１２６，１２７，１２８ エコーレプリカ １２９，１３０ 減算器 １４０，１４６ 補助信号発生回路 １４１ スイッチ １４２ 遅延素子 １４３ 加算器 １４４，１５２ 標本化周波数逓倍回路 １４５ 標本化周波数逓減回路 １５０ 補間回路 １５１，１５５，１５７ 補間フィルタ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−284732（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−218906（ＪＰ，Ａ) Ｙａｎｎ ＪＯＮＣＯＵＲ，Ａｋｉｈ ｉｋｏ ＧＵＧＩＹＡＭＡ 著“Ａ Ｕ ｎｉｑｕｅ ａｎｄ Ｓｔｒｉｃｔ Ｉ ｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｔ ｈｅ Ｅｃｈｏ Ｐａｔｈ Ｉｍｐｕｌ ｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｉｎ Ｓｔｅ ｒｅｏ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔ ｉｏｎ" 電子情報通信学会技術研究報告，ｖｏ ｌ．96，Ｎｏ．424，ＤＳＰ96−98〜107 （1996．12．13）ｐ．17−24 Ｙａｎｎ ＪＯＮＣＯＵＲ，Ａｋｉｈ ｉｋｏ ＳＵＧＩＹＡＭＡ 著，“Ａ Ｓｔｅｒｅｏ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌ ｅｒ ｗｉｔｈ Ｃｏｒｒｅｃｔ Ｅｃ ｈｏ−Ｐａｔｈ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａ ｔｉｏｎ" 電子情報通信学会技術研究報告，Ｖｏ ｌ．97，Ｎｏ．10，ＤＳＰ97−１〜７ （1997．４．18）ｐ．１−８ “マルチチャネルエコーキャンセラ （技術的課題と解決への挑戦）”電子情 報通信学会誌，ＶＯＬ．81，ＮＯ．３, （平成10．３．25）ｐ．266−274 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 3/20 - 3/23 H04B 7/005 - 7/01 H03H 21/00 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (12)
- 【請求項１】複数の受信信号と単数または複数の送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入力
とする複数の適応フィルタによって生成された前記複数
のエコーに対応したレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する際に、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号を遅延させて遅延信号を発生し、
前記選択受信信号と前記遅延信号を切り替えて新たな受
信信号とし、該新たな受信信号を前記選択された受信信
号の代わりに対応する適応フィルタに入力して前記複数
のレプリカを生成することを特徴とする多チャネルエコ
ー除去方法。 - 【請求項２】複数の受信信号と単数または複数の送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入力
とする複数の適応フィルタによって生成された前記複数
のエコーに対応したレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する際に、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号を補間して補間信号を発生し、該
補間信号を遅延させて遅延信号を発生し、前記補間信号
と前記遅延信号を切り替えて新たな受信信号とし、該新
たな受信信号を前記選択された受信信号の代わりに対応
する適応フィルタに入力して前記複数のレプリカを生成
し、該新たな受信信号が入力される適応フィルタ以外の
全ての適応フィルタの出力を補間して前記複数のレプリ
カを生成することを特徴とする多チャネルエコー除去方
法。 - 【請求項３】選択受信信号を補間して補間信号を発生す
る際に、選択受信信号を標本化周波数逓倍して標本化周
波数逓倍信号を発生し、該標本化周波数逓倍信号を低域
通過フィルタによって処理することによって補間信号を
発生することを特徴とする請求項２の多チャネルエコー
除去方法。 - 【請求項４】選択受信信号を補間して補間信号を発生す
る際に、選択受信信号を標本化周波数逓倍して標本化周
波数逓倍信号を発生し、該標本化周波数逓倍信号を補間
信号とすることを特徴とする請求項２の多チャネルエコ
ー除去方法。 - 【請求項５】複数の受信信号と単数または複数の送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入力
とする複数の適応フィルタによって生成された前記複数
のエコーに対応したレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する際に、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号を補間して補間信号を発生し、該
補間信号の標本化周波数を逓減させて標本化周波数逓減
信号を発生し、該標本化周波数逓減信号の標本化周波数
を逓倍させて標本化周波数逓倍信号を発生し、該標本化
周波数逓倍信号を遅延させて遅延信号を発生し、前記標
本化周波数逓倍信号と前記遅延信号を加算して新たな受
信信号とし、該新たな受信信号を前記選択された受信信
号の代わりに対応する適応フィルタに入力して前記複数
のレプリカを生成し、該新たな受信信号が入力される適
応フィルタ以外の全ての適応フィルタの出力を補間して
前記複数のレプリカを生成することを特徴とする多チャ
ネルエコー除去方法。 - 【請求項６】複数の受信信号と単数または複数の送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入力
とする複数の適応フィルタによって生成された前記複数
のエコーに対応したレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する際に、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号の標本化周波数を逓倍させて標本
化周波数逓倍信号を発生し、該標本化周波数逓倍信号を
遅延させて遅延信号を発生し、前記標本化周波数逓倍信
号と前記遅延信号を加算して新たな受信信号とし、該新
たな受信信号を前記選択された受信信号の代わりに対応
する適応フィルタに入力して前記複数のレプリカを生成
し、該新たな受信信号が入力される適応フィルタ以外の
全ての適応フィルタの出力を補間して前記複数のレプリ
カを生成することを特徴とする多チャネルエコー除去方
法。 - 【請求項７】複数の受信信号と単数または複数の送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入力
とする複数の適応フィルタによって生成された前記複数
のエコーに対応したレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する装置において、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、対応する経路に供給されるものと同一の
受信信号を受けて前記レプリカを生成する複数の適応フ
ィルタと、前記複数の受信信号のうちの一つを遅延させ
て遅延信号を発生する遅延素子と、該遅延素子の入力と
出力を相互に連続して切り替えて新たな受信信号として
複数の適応フィルタに供給するスイッチと、該生成され
たレプリカを前記混在信号から差し引く複数の減算器を
少なくとも具備し、前記複数の減算器の出力を最小とす
るように前記複数の適応フィルタを制御することを特徴
とする多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項８】複数の受信信号と単数または複数の送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入力
とする複数の適応フィルタによって生成された前記複数
のエコーに対応したレプリカを差し引くことによってエ
コーを除去する装置において、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、対応する経路に供給されるものと同一の
受信信号を受けて前記レプリカを生成する複数の適応フ
ィルタと、前記複数の受信信号のうちの一つを標本化周
波数逓倍して補間する受信信号補間回路と、該受信信号
補間回路の出力信号を遅延させて遅延信号を発生する遅
延素子と、該遅延素子の出力と前記受信信号補間回路の
出力を相互に連続して切り替えて複数の適応フィルタに
供給するスイッチと、前記複数の適応フィルタ出力を補
間する複数の適応フィルタ出力補間回路と、前記生成さ
れたレプリカを前記混在信号から差し引く複数の減算器
を少なくとも具備し、入力信号として前記スイッチの出
力を受けていない適応フィルタの出力を前記複数の適応
フィルタ出力補間回路で補間してから前記レプリカと
し、前記複数の減算器の出力を最小とするように前記複
数の適応フィルタを制御することを特徴とする多チャネ
ルエコー除去装置。 - 【請求項９】受信信号補間回路は、受信信号を標本化周
波数逓倍する標本化周波数逓倍回路と、該標本化周波数
逓倍回路の出力の高域成分を除去する低域通過フィルタ
とから構成されることを特徴とする請求項８の多チャネ
ルエコー除去装置。 - 【請求項１０】受信信号補間回路は、受信信号を標本化
周波数逓倍する標本化周波数逓倍回路であることを特徴
とする請求項８の多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項１１】複数の受信信号と単数または複数の送信
信号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が
空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
信号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入
力とする複数の適応フィルタによって生成された前記複
数のエコーに対応したレプリカを差し引くことによって
エコーを除去する装置において、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、対応する経路に供給されるものと同一の
受信信号を受けて前記レプリカを生成する複数の適応フ
ィルタと、前記複数の受信信号のうちの一つを標本化周
波数逓倍して補間する受信信号補間回路と、該受信信号
補間回路の出力信号を標本化周波数逓減する標本化周波
数逓減回路と、該標本化周波数逓減回路の出力信号を標
本化周波数逓倍する標本化周波数逓倍回路と、該標本化
周波数逓倍回路の出力信号を遅延させて遅延信号を発生
する遅延素子と、該遅延素子の出力と前記標本化周波数
逓倍回路の出力を加算してその加算結果を複数の適応フ
ィルタに供給する加算器と、前記複数の適応フィルタ出
力を補間する複数の適応フィルタ出力補間回路と、前記
生成されたレプリカを前記混在信号から差し引く複数の
減算器を少なくとも具備し、入力信号として前記スイッ
チの出力を受けていない適応フィルタの出力を前記複数
の適応フィルタ出力補間回路で補間してから前記レプリ
カとし、前記複数の減算器の出力を最小とするように前
記複数の適応フィルタを制御することを特徴とする多チ
ャネルエコー除去装置。 - 【請求項１２】複数の受信信号と単数または複数の送信
信号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が
空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
信号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入
力とする複数の適応フィルタによって生成された前記複
数のエコーに対応したレプリカを差し引くことによって
エコーを除去する装置において、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、対応する経路に供給されるものと同一の
受信信号を受けて前記レプリカを生成する複数の適応フ
ィルタと、前記複数の受信信号のうちの一つを標本化周
波数逓倍する標本化周波数逓倍回路と、該標本化周波数
逓倍回路の出力信号を遅延させて遅延信号を発生する遅
延素子と、該遅延素子の出力と前記標本化周波数逓倍回
路の出力を加算してその加算結果を複数の適応フィルタ
に供給する加算器と、前記複数の適応フィルタ出力を補
間する複数の適応フィルタ出力補間回路と、前記生成さ
れたレプリカを前記混在信号から差し引く複数の減算器
を少なくとも具備し、入力信号として前記スイッチの出
力を受けていない適応フィルタの出力を前記複数の適応
フィルタ出力補間回路で補間してから前記レプリカと
し、前記複数の減算器の出力を最小とするように前記複
数の適応フィルタを制御することを特徴とする多チャネ
ルエコー除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP282496A JP2850826B2 (ja) | 1996-01-11 | 1996-01-11 | 多チャネルエコー除去方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP282496A JP2850826B2 (ja) | 1996-01-11 | 1996-01-11 | 多チャネルエコー除去方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09200092A JPH09200092A (ja) | 1997-07-31 |
| JP2850826B2 true JP2850826B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=11540171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP282496A Expired - Fee Related JP2850826B2 (ja) | 1996-01-11 | 1996-01-11 | 多チャネルエコー除去方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2850826B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5472642B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2014-04-16 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム |
| CN102165708B (zh) * | 2008-09-26 | 2014-06-25 | 日本电气株式会社 | 信号处理方法、信号处理装置及信号处理程序 |
-
1996
- 1996-01-11 JP JP282496A patent/JP2850826B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (5)
| Title |
|---|
| "マルチチャネルエコーキャンセラ（技術的課題と解決への挑戦）"電子情報通信学会誌，ＶＯＬ．８１，ＮＯ．３，（平成１０．３．２５）ｐ．２６６−２７４ |
| Ｙａｎｎ ＪＯＮＣＯＵＲ，Ａｋｉｈｉｋｏ ＧＵＧＩＹＡＭＡ 著"Ａ Ｕｎｉｑｕｅ ａｎｄ Ｓｔｒｉｃｔ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ Ｅｃｈｏ Ｐａｔｈ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｉｎ Ｓｔｅｒｅｏ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ" |
| Ｙａｎｎ ＪＯＮＣＯＵＲ，Ａｋｉｈｉｋｏ ＳＵＧＩＹＡＭＡ 著，"Ａ Ｓｔｅｒｅｏ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｅｒ ｗｉｔｈ Ｃｏｒｒｅｃｔ Ｅｃｈｏ−Ｐａｔｈ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ" |
| 電子情報通信学会技術研究報告，ｖｏｌ．９６，Ｎｏ．４２４，ＤＳＰ９６−９８〜１０７（１９９６．１２．１３）ｐ．１７−２４ |
| 電子情報通信学会技術研究報告，Ｖｏｌ．９７，Ｎｏ．１０，ＤＳＰ９７−１〜７（１９９７．４．１８）ｐ．１−８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09200092A (ja) | 1997-07-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2792252B2 (ja) | 多チャンネルエコー除去方法および装置 | |
| JP3152292B2 (ja) | 多チャネルエコー除去方法及び装置 | |
| JP2792311B2 (ja) | 多チャンネルエコー除去方法および装置 | |
| CA2183118C (en) | Subband acoustic echo canceller | |
| JPH06318885A (ja) | 帯域分割適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置 | |
| US20060182268A1 (en) | Audio system | |
| JP2625613B2 (ja) | 適合型エコー・キャンセルの方法 | |
| JP5472642B2 (ja) | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム | |
| JP2985675B2 (ja) | 帯域分割適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置 | |
| JP3319403B2 (ja) | 多チャネルエコー除去方法及び装置 | |
| JP5472643B2 (ja) | 信号処理方法、信号処理装置、および信号処理プログラム | |
| US8874175B2 (en) | Converting samples of a signal at a sample rate into samples of another signal at another sample rate | |
| JP2850826B2 (ja) | 多チャネルエコー除去方法及び装置 | |
| JP2542625B2 (ja) | 反響消去装置 | |
| JP4041770B2 (ja) | 音響エコー消去方法、その装置、プログラム及びその記録媒体 | |
| JP2004228621A (ja) | エコー抑圧装置 | |
| JP3397282B2 (ja) | 周波数帯域分割型反響消去装置 | |
| US10999444B2 (en) | Acoustic echo cancellation device, acoustic echo cancellation method and non-transitory computer readable recording medium recording acoustic echo cancellation program | |
| JP2000134138A (ja) | 副帯エコ―を打ち消すための無遅延システム | |
| JP2000252891A (ja) | 信号処理装置 | |
| JPH09261135A (ja) | 音響エコー消去装置 | |
| JP2020171006A (ja) | 音響エコーキャンセル装置、音響エコーキャンセル方法及び音響エコーキャンセルプログラム | |
| JP3403655B2 (ja) | サブバンド適応フィルタを用いた未知システムの同定方法および装置 | |
| JP3049636U (ja) | 信号分離装置 | |
| JPH1041860A (ja) | エコーキャンセラ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19981013 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071113 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081113 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081113 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091113 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091113 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101113 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111113 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111113 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121113 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121113 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131113 Year of fee payment: 15 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |