JP3397282B2 - 周波数帯域分割型反響消去装置 - Google Patents

周波数帯域分割型反響消去装置

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JP3397282B2
JP3397282B2 JP20854796A JP20854796A JP3397282B2 JP 3397282 B2 JP3397282 B2 JP 3397282B2 JP 20854796 A JP20854796 A JP 20854796A JP 20854796 A JP20854796 A JP 20854796A JP 3397282 B2 JP3397282 B2 JP 3397282B2
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末廣 島内
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、周波数帯域分割
型反響消去装置に関し、特に、拡声通話装置その他の双
方向伝送通話装置においてハウリングの原因および聴覚
上の障害となる反響信号を消去する周波数帯域分割型反
響消去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】音声会議装置の如き拡声通話装置の普及
に伴い、双方向通話性能に優れて反響感の少ない双方向
通話装置を開発することが要請されている。この要請を
満足する方策として反響消去装置の研究開発がなされて
いる。ここで、例えば米国特許No.5,272,695または英国
特許出願公開GB2240452 に示されているような拡声通話
装置に適用した反響消去装置の従来例を図１を参照して
説明する。１１は受話信号入力端、１２はスピーカ、１
３はマイクロホン、１４は送話信号出力端、１５は疑似
反響路、１６は反響路推定部、１７は減算器、１８Ｘ、
１８ＹはＡ／Ｄ変換器、１９はＤ／Ａ変換器を示す。受
話信号x(t)が入力される受話信号入力端１１からスピー
カ１２に至る受話経路と、マイクロホン１３から送話信
号出力端１４に至る送話経路とから成る拡声通話装置に
おいて、受話信号x(t)はＡ／Ｄ変換器１８Ｘによりサン
プリング周波数ｆs でサンプリングされ、ディジタル受
話信号x(n)とされる。サンプリング周波数ｆs は普通、
受話信号x(t)の帯域を０〜ｆwＨｚとすると２ｆwに選ば
れる。一方、マイクロホン１４でピックアップされた反
響信号y(t)はＡ／Ｄ変換器１８Ｙによりサンプリング周
波数ｆs でサンプリングされ、ディジタル反響信号y(n)
となる。以降の説明では、これらディジタル信号x(n)、
y(n)をそれぞれ受話信号及び反響信号と呼ぶ。
【０００３】受話信号x(n)は疑似反響路１５に供給さ
れ、疑似反響路１５から出力される疑似反響信号y∧(n)
を減算器１７において反響信号y(n)から減算して得た
推定誤差（残差）e(n)と受話信号x(n)とから反響路推定
部１６により反響路ＥＰの伝達関数h(i)を推定し、推定
伝達関数h∧(i) を疑似反響路１５に設定する。受話信
号x(n)が与えられる毎に誤差信号e(n)が０に近づくよう
に推定伝達関数h∧(i) を更新することにより反響信号y
(n)を削減することができる。推定誤差e(n)はＤ／Ａ変
換器１９によりアナログ信号e(t)に変換され、端子１４
から出力される。
【０００４】疑似反響路１５は反響路ＥＰの経時変動に
追従させる必要がある。この疑似反響路１５は、例えば
ディジタルＦＩＲフィルタにより構成し、残差e(n)＝y
(n)−y∧(n) が０に近付く様に、ＬＭＳ法、学習同定法
その他のシステム同定法を使用する反響路推定部１６に
より疑似反響路１５に与えるフィルタ係数の逐次修正が
行なわれる。疑似反響路１５の修正をこの様に実施する
ことにより、反響消去は常に最適な状態に維持される。
【０００５】一方、この反響消去装置は、フィルタ係数
の修正に要する演算処理量が多いものであるところか
ら、近年、以下において説明される周波数帯域分割型の
反響消去装置が導入されつつある。図２は、受話信号x
(n)の周波数帯域をＮ個のサブバンドに分割し、それぞ
れのサブバンド毎に反響消去を行う、例えば米国特許N
o.5,272,695に示されている周波数帯域分割型反響消去
装置の従来例を示す。図１と共通する部分には共通する
参照符号を付している。図２において、１８Ｘ，１８Ｙ
はＡ／Ｄ変換器、１９はＤ／Ａ変換器、２０、３０は周
波数帯域分割部、４０は周波数帯域合成部、１５ k は各
周波数帯域の疑似反響路、１６k は各周波数帯域の反響
路推定部、１７kは各周波数帯域の減算器を示す。ここ
で、k=0,1,…,N-1である。なお、受信信号x(n)の全周波
数帯域幅を例えば−πから＋πまでの２πの幅に規格化
するものとし、その全体域をＭ分割（Ｍは２以上の偶
数）することは、受信信号x(n)に対しN=(M/2+1) 個の帯
域通過フィルタによりＮ個のサブバンド信号xk(n) を得
る処理を行うことである。以降ではＮ個のサブバンド信
号を得ることをＮ個のサブバンド信号に分割すると呼ぶ
ことにする。
【０００６】Ａ／Ｄ変換器１８Ｘからの受話信号x(n)
は、受話信号側の周波数帯域分割部２０において周波数
帯域別のＮ個の信号xk(m) (k=0,…,N-1)に分割される。
同様に、反響信号y(n)は反響信号側の周波数帯域分割部
３０において周波数帯域別のＮ個の信号yk(m) に分割さ
れる。ここで、受話信号側と反響信号側の周波数帯域分
割部２０、３０は全く等しい構成である。
【０００７】分割周波数帯域のそれぞれに対応してサブ
バンド疑似反響路１５k、k=0,…,N-1 が設けられ、各サ
ブバンド疑似反響路１５k から出力される疑似反響信号
y∧k(m)をサブバンド減算器１７k において反響信号y
k(m) から減算することにより反響信号yk(m) を削減す
ることができる。各周波数帯域の残差ek(m)＝yk(m)−y
∧k(m)は周波数帯域合成部３０において全周波数帯域の
残差e(n)に合成される。
【０００８】図３は周波数帯域分割部２０の内部を示
す。２１k は帯域通過フィルタ、２２ k は間引部であ
る。ここで、k=0,1,…,N-1である。受話信号x(n)は受話
信号帯域通過フィルタ２１k により帯域制限される。帯
域制限された信号xk(n) は、間引部２２k において間引
き率Ｒにより間引かれてxk(m) となる。反響信号y(n)
も、同様に、帯域制限および間引き処理を施されてy
k(m) となる。周波数帯分割部３０も図３と同様の構成
とされている。
【０００９】図４は周波数帯域合成部４０の構成を示
す。４１k は補間部、４２k は補間フィルタ、４３は加
算器である。ここで、k=0,1,…,N-1である。各周波数帯
域の残差eK(m) は補間部４１k および補間フィルタ４２
k により補間率Ｒで補間される。補間された各周波数帯
域の信号を加算器４３において加算することにより全周
波数帯域信号e(n)を得る。
【００１０】この様に受話信号x(n)を複数のサブバンド
に分割することにより、各サブバンドの信号は近似的に
平坦化（即ち白色化）され、その結果、それぞれのサブ
バンドにおける疑似反響路の推定伝達関数h∧(i)の収束
速度が全帯域で反響消去を行う場合より大となる利点が
ある。しかも、受話信号をＮ個のサブバンド信号に分割
することにより、各サブバンドの帯域幅は受話信号x(n)
の全帯域幅の1/M になるので、各理想的帯域通過フィル
タが実現できれば、サブバンドの信号xk(n) のサンプル
を間引き率Ｒ＝Ｎで間引くことにより、各サブバンドに
おける処理演算量を効果的に削減することができること
が知られている。
【００１１】一方、入力信号を周波数fsでサンプリング
するとサンプリング周波数fsより高い帯域の周波数成分
は周波数fsを中心に低い周波数側に折り返されるいわゆ
るエリアジングの問題が生じる。このエリアジングは間
引き（即ち、ダウンサンプリング）によっても生じる。
A/D 変換器によるサンプリング周波数fsを入力信号x(t)
の全帯域の２倍に決め、Ｎ個の理想的帯域通過フィルタ
によりＮ分割した場合、間引き率Ｒによる間引き後のサ
ンプリング周波数fs'=fs/Rを分割周波数帯域幅FBの２倍
以上に選べば、帯域内に折り返しが入ることはない。
fs'=2FBに選んだ場合、Ｍ＝Ｒとなる。
【００１２】帯域通過フィルタの特性を理想的特性に近
づける（即ち遮断周波数fcから阻止帯域遮断周波数fsc
までの遷移域を零に近づけ、かつ阻止域減衰量を無限大
に近づける）には、フィルタのタップ数を大きくする必
要があるが、フィルタのタップ数が多くなればフィルタ
処理演算量が増加し、かつ伝達遅延時間が大となるの
で、処理に要する時間も長くなる。従って、現実にはフ
ィルタのタップ数を大きくするのには限界があり、帯域
通過フィルタの阻止域での減衰量を充分大きくすること
はできない。そのため、間引き率Ｒを分割数Ｍに近く選
ぶとサブバンド信号のエリアジングが通過帯域に入り込
む。これを避けるため、従来は間引き率ＲをＭよりかな
り小さく選んでいた。その結果、各帯域通過フィルタ２
３k の出力信号の特性は例えば図５Ａに破線で示すよう
な帯域通過フィルタの特性が残っている。
【００１３】一方、推定しようとする反響路EPの伝達関
数h(i)の周波数特性は、図５Ｂに示すように周波数領域
の全帯域に渡って平坦である。従来の帯域分割型反響消
去装置は、受話信号側の帯域通過フィルタと反響信号側
の帯域通過フィルタとを同一構成としているので、図５
Ａの破線で示す帯域制限された信号xk(m) を用いて、図
５Ｂに示す帯域制限されてない反響路伝達関数h(i)によ
り反響信号をy∧=xh∧のような形式で推定し、図５Ｃに
示すような帯域制限を受けた疑似反響信号y∧を得てい
た。これは、図５Ａに示す通過域（０〜π/2）の破線信
号のレベルの大きい部分Ａ１により図５Ｂの伝達関数の
レベルの大きい部分Ｂ１を推定する一方、図５Ａにおけ
る阻止域（π/2〜π）の破線信号のレベルの小さい部分
Ａ２を使って図５Ｂに示す伝達関数の部分Ｂ１と等しい
大きいレベルの部分Ｂ２を推定する必要があることを意
味する。即ち、図５Ａにおける阻止域の破線信号のレベ
ルの小さい部分Ａ２を使用して図５Ｂのレベルの大きい
部分Ｂ２における伝達関数をh∧=xh/x のように推定し
ているので、ｘが小さくなれば0/0 に近い形となり、従
って演算が不安定になり、しかもこれらの部分の推定精
度を得るのに長い時間を要し、収束速度が低下してい
た。しかも、図５Ａの破線で示すような遮断周波数fc以
上における減衰特性の信号成分を含む帯域通過信号がサ
ブバンド反響路推定部１６k 及びサブバンド疑似反響路
１５k に与えられることは、各分割周波数帯域内の信号
の白色化が不十分であり、最大収束速度が達成されてい
ないことを示している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】この様に、従来の周波
数帯域分割型反響消去装置は、帯域を分割しない反響消
去装置と比較して定常消去量の低下、収束速度の低下と
いう収束特性劣化の問題を内包するものである。この発
明は、上述の通りの問題を解消し、収束速度が改善され
た周波数帯域分割型反響消去装置を提供するものであ
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この発明の第１の観点に
よる周波数帯域分割型反響消去装置は、受話信号を複数
の周波数帯域のサブバンド受話信号に分割する受話信号
周波数帯域分割部と、反響信号を複数の周波数帯域のサ
ブバンド反響信号に分割する反響信号周波数帯域分割部
と、複数の周波数帯域のそれぞれに設けられ、対応する
周波数帯域の上記サブバンド受話信号がそれぞれ与えら
れ、それぞれサブバンド疑似反響信号を出力するディジ
タルフィルタで構成されたサブバンド疑似反響路と、上
記複数のサブバンド疑似反響路の出力したサブバンド疑
似反響信号を上記複数のサブバンド反響信号から減算し
てそれぞれサブバンド誤差信号を生成するサブバンド減
算部と、上記サブバンド誤差信号と上記サブバンド受話
信号とから適応アルゴリズムにより逐次上記サブバンド
誤差信号を零に近づけるように上記サブバンド疑似反響
路の伝達関数を推定するサブバンド反響路推定部と、そ
れぞれの上記サブバンド誤差信号を合成する周波数帯域
合成部、とを含み、上記受話信号周波数帯域分割部およ
び上記反響信号周波数帯域分割部は、それぞれ上記受話
信号及び上記反響信号を複数の周波数帯域に分割し、帯
域分割受話信号と帯域分割反響信号をそれぞれ生成する
複数の受話信号帯域通過フィルタ及び複数の反響信号帯
域通過フィルタと、上記帯域分割受話信号及び上記帯域
分割反響信号をそれぞれ予め決めた間引き率で間引いて
上記複数のサブバンド受話信号及び上記複数のサブバン
ド反響信号を生成する間引き部とを含み、上記受話信号
周波数帯域分割部の上記受話信号帯域通過フィルタの阻
止域減衰量は上記反響信号周波数帯域分割部の上記反響
信号帯域通過フィルタの阻止域減衰量より小さく設定さ
れている。
【００１６】この発明の第２の観点による周波数帯域分
割型反響消去装置は、受話信号を複数の周波数帯域のサ
ブバンド受話信号に分割する受話信号周波数帯域分割部
と、反響信号を複数の周波数帯域のサブバンド反響信号
に分割する反響信号周波数帯域分割部と、複数の周波数
帯域のそれぞれに設けられ、対応する周波数帯域の上記
サブバンド受話信号がそれぞれ与えられ、それぞれサブ
バンド疑似反響信号を出力するディジタルフィルタで構
成されたサブバンド疑似反響路と、上記複数のサブバン
ド疑似反響路の出力したサブバンド疑似反響信号を上記
複数のサブバンド反響信号から減算してそれぞれサブバ
ンド誤差信号を生成するサブバンド減算部と、上記サブ
バンド誤差信号と上記サブバンド受話信号とから適応ア
ルゴリズムにより逐次上記サブバンド誤差信号を零に近
づけるように上記サブバンド疑似反響路の伝達関数を推
定するサブバンド反響路推定部と、それぞれの上記サブ
バンド誤差信号を合成する周波数帯域合成部、とを含
み、上記受話信号周波数帯域分割部および上記反響信号
周波数帯域分割部は、それぞれ上記受話信号及び上記反
響信号を複数の周波数帯域に分割し、帯域分割受話信号
と帯域分割反響信号をそれぞれ生成する複数の受話信号
帯域通過フィルタ及び複数の反響信号帯域通過フィルタ
と、上記帯域分割受話信号及び上記帯域分割反響信号を
それぞれ予め決めた間引き率で間引いて上記複数のサブ
バンド受話信号及び上記複数のサブバンド反響信号を生
成する間引き部とを含み、それぞれの周波数帯域の上記
推定部に与える上記サブバンド受話信号の周波数特性を
平坦化する周波数特性平坦化部が設けられている。
【００１７】上記第１及び第２の観点による周波数帯域
分割反響除去装置において、受話信号及び反響信号周波
数帯域分割部の受話信号帯域通過フィルタ及び反響信号
帯域通過フィルタの代わりに、上記受話信号及び反響信
号をそれぞれ一定幅ずつ順次増加する周波数幅だけそれ
ぞれ低域側に周波数シフトする複数の乗算器と、上記上
記乗算器の出力を帯域制限して帯域分割受話信号及び帯
域分割反響信号を出力する受話信号低域通過フィルタ及
び反響信号低域通過フィルタとを設けてもよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
第１実施例 サブバンド反響消去装置におけるサブバンド分割は、帯
域通過フィルタ群を使って受話信号x(n)をサブバンドに
分割する。サブバンド反響消去は受話信号x(n)を狭い周
波数サブバンドに分割することにより、固有値広がり
（eigenvalue spread ）を減らす。これにより入力信号
x(n)は白色化され、収束速度が大になる。また、間引き
によるダウンサンプリングはサンプリング間隔を広げ、
各サブバンド疑似反響路１５k を構成する適応ディジタ
ルフィルタに必要なタップ数を減らすことができる。
【００１９】前述のように従来のサブバンド反響消去に
おいては、臨界サンプリング周波数まで間引いた場合に
は非理想帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）により生じた折り
返し歪のため、所望のレベルの反響消去量（ERLE）を達
成することはできない。理想的ＢＰＦに近づけるため、
帯域外で高い減衰を持たせるには、ＢＰＦのタップ長を
長くする必要があり、その結果、必要な演算量が大とな
り、伝達遅延が大となるので、帯域外で減衰の小さい非
理想ＢＰＦを使用する必要がある。非理想ＢＰＦに起因
する折り返し歪を避けるため、間引き率をサブバンド数
より小さく選ぶ。しかしながら、ＢＰＦの周波数特性は
図５Ａのπ/2〜πにおける破線で示したように各サブバ
ンド信号の周波数特性に残るので、間引き率を小さくす
ると各サブバンド信号の固有値が広がる。これは従来の
サブバンド反響消去法（SBEC）の収束を遅くしている。
【００２０】これは各サブバンド入力信号を白色化する
ことによりSBECの収束速度を更に改善できることを示し
ている。これを行うには、この発明の第１実施例によれ
ば、２つの異なる長さの分析フィルタ群を使用する。実
用的には、演算量を少なくし、伝達遅延を短くするため
にＢＰＦの長さは短くしておく。最適な間引き率を決め
る場合、次のような問題がある。非理想ＢＰＦによる折
り返し効果を減らすために間引き率を小さくすると、ER
LEは増加するが、非最大間引きにより生じた固有値広が
りのために収束速度は低下する。固有値広がりを減らす
ように間引き率を大きくすると、収束速度は増大する
が、折り返しのためにERLEは減少する。
【００２１】これらの結果は２つのことを示唆してい
る。まず、SBECはより高いERLEを実現するために反響信
号の折り返しを低いレベルに抑える必要がある。第２
に、SBECは収束速度を高めるために入力信号の折り返し
を低いレベルに抑える必要はない。これらの条件を満た
すため、この第１実施例では受話信号と反響信号に対す
るフィルタ群に異なるＢＰＦを使用する。
【００２２】受話信号に対するＢＰＦは低域通過フィル
タを使うことにより固有値広がりを減らす。即ち、阻止
帯域遮断周波数fsc をサブバンドサンプリング周波数
fs' のほぼ3/4 とする。一方、反響信号に対するＢＰＦ
は間引きによる折り返しを減らすようにする。即ち、阻
止帯域遮断周波数fsc を通過帯域遮断周波数fpc に比較
的近くする。これらの周波数特性はフィルタ長を変える
ことにより容易に実現できる。即ち、受話信号に対する
ＢＰＦは短くし、反響信号に対するＢＰＦは長くする。
反響信号y(n)に対するＢＰＦの特性を図５Ａの破線で示
す従来と同様のものとした場合、受話信号x(n)に対する
ＢＰＦの長さを上述のように短くした結果、得られるサ
ブバンド受話信号xk(m) の特性は図５Ａの実線に示すよ
うに帯域遮断周波数fc以下の通過域（０〜π/2）から周
波数fc以上の阻止域（π/2〜π）に渡ってサブバンド受
話信号レベルは平坦化され、即ち白色化される。
【００２３】このフィルタ群構成において、各サブバン
ドの疑似反響路１５k を構成する適応ディジタルフィル
タ長（タップ数）は２つのＢＰＦ長の差を考慮して次式 Lk ＝ L/R ＋ (Ly−Lx)/R で表される。ここで LK：各サブバンドのＡＤＦ長 L：インパルス応答長 R：間引き率 Lx：受話信号に対するＢＰＦ長 Ly：反響信号に対するＢＰＦ長 である。
【００２４】この発明の第１実施例の形態を図６の実施
例を参照して説明する。図２と対応する部分には共通す
る参照符号を付している。ここで、２０は受話信号周波
数帯域分割部、３０は反響信号周波数帯域分割部、５０
はフィルタ特性設定部を示す。フィルタ特性設定部５０
は、受話信号側および反響信号側において信号を複数の
周波数帯域に分割する際の受話信号側の各帯域通過フィ
ルタ２１ k の阻止域減衰量より、反響信号側の各帯域通
過フィルタ３１k の阻止域減衰量の方を大きくする様に
それぞれのフィルタ特性を設定する部である。この様に
設定するには、後で詳述するように反響信号周波数帯域
分割部３０の帯域通過フィルタ３１k のフィルタ長を受
話信号周波数帯域分割部２０の帯域通過フィルタ２１k
のフィルタ長より長くする。
【００２５】図７は図６における受話信号周波数帯域分
割部２０の内部構成を示す図である。２１k は上述のよ
うに反響信号帯域通過フィルタよりフィルタ長が短くさ
れた受話信号帯域通過フィルタであり、受話信号を所定
の帯域に制限し、サブバンド受話信号xk(n) として出力
する。２２k は間引部であり、与えられたサブバンド受
話信号xk(n) を間引き率Ｒで間引いて信号xk(m) を出力
する。図８は図６における反響信号周波数帯域分割部３
０の内部構成を示す図である。３１k は反響信号帯域通
過フィルタであり、反響信号y(n)を帯域制限してサブバ
ンド反響信号yk(n) として出力する。３２k は間引部で
あり、与えられたサブバンド反響信号yk(n) を間引き率
Ｒで間引いて信号yk(m) を出力する。ここで、k=0,1,
…,N-1である。周波数帯域合成部４０の構成は図４に示
すものと同じである。
【００２６】図９は受話信号周波数帯域分割部２０及び
反響信号周波数帯域分割部３０における各帯域通過フィ
ルタ２１kまたは３１kの減衰特性の模式図を示す。図９
において、fpc は通過帯域遮断周波数を、fsc は阻止帯
域遮断周波数を、fcは遮断周波数を、ｂは阻止帯域減衰
量を、ｄは通過帯域減衰量をそれぞれ表す。また、帯域
０〜fpc は通過域を、帯域fc〜fsc は遷移域を、fsc 以
上は阻止域を、０〜fcは帯域幅をそれぞれ表す。ただ
し、fc＝fs/Mであり、fsはA/D 変換器１８Ｘまたは１８
Ｙのサンプリング周波数を表す。各帯域通過フィルタ２
１kまたは３１kは図９に示すように、通過域０〜fpc で
は、３ｄＢ以下の減衰量ｄとなり、fsc 以上の阻止域で
は予め決めた減衰量ｂ以上となるよう設定する。この第
１実施例においては、阻止域遮断周波数fsc 以上での受
話信号帯域通過フィルタの減衰量ｂは反響信号帯域通過
フィルタのそれより小さくされている。
【００２７】図１０にフィルタ特性設定部５０における
帯域通過フィルタ特性の設定フローチャートを示す。ス
テップＳ１では分割数Ｍ，間引き率Ｒを入力する。ステ
ップＳ２では反響信号帯域通過フィルタＢ(z) を設定す
る。Ｂ(z) のタップを間引き率Ｒで間引いた後の特性に
おいて、阻止帯域遮断周波数fsc より高い周波数での減
衰量が予め決めた値ｂdB以上になるように、反響信号周
波数帯域分割部３０の各帯域通過フィルタ特性を設定す
る。減衰量ｂの値は主通話品質保証値をRef とすると、
具体的には次の不等式 −ｂ＋20log10Ｒ＜ Ref (１) を満足する最小の減衰量として予め決め、帯域通過フィ
ルタ３１k のフィルタ特性Ｂ(z) を以下のように決め
る。
【００２８】 Ｂ(z) ＝ −ｄ (dB)，０≦ｄ≦３ for 0＜ｆ＜ f pc ≦ −ｂ (dB) for fsc＜ｆ (２) 主通話品質保証値Ref は、主通話に対するエリアジング
の量を定めた値で、例えば-40dB とする。ステップＳ３
では、受話信号周波数帯域分割部２０の帯域通過フィル
タ特性Ａ(z) の減衰量を、ステップＳ２で決定した反響
信号周波数帯域分割部３０の帯域通過フィルタ特性の減
衰量より少なくするように設定する。ここでは、フィル
タ特性Ａ(z) の阻止帯域遮断周波数をωsc（規格化周波
数）としたときωscが π＜ωsc＜3π/2 (３) となる範囲で選択する。
【００２９】ステップＳ４で反響信号周波数帯域分割部
３０及び受話信号周波数帯域分割部２０にそれぞれの帯
域通過フィルタ設定係数を転送する。図１１に帯域通過
フィルタ特性をフィルタ長から求める場合のフローチャ
ートを示す。ステップＳ１では分割数Ｍと間引き率Ｒを
入力する。
【００３０】ステップＳ２では反響信号周波数帯域通過
フィルタＢ(z) を設定する。Ｂ(z)のタップを間引き率
Ｒで間引いた後の特性において、阻止帯域遮断周波数f
sc より高い周波数での減衰量が予め決めた値ｂdB以上
になるように、反響信号周波数帯域分割部３０の帯域通
過フィルタ係数Sb（正の整数）を設定する。ここでは、
理想帯域通過フィルタのインパルスレスポンスb(n)=sin
(n/M)/(n/M) を図１２に示すようにタップ０〜５００の
範囲で示すと、反響信号帯域通過フィルタＢ(z)のタッ
プを-SbM,…,0,…,SbMとしたとき、前述の式(１)及び
(２)と同様に −ｂ＋20log10Ｒ＜Ｒef Ｂ(z) ＝ −ｄ，０≦ｄ≦３ for 0＜ｆ＜ｆ pc ≦ −ｂ fsc＜ｆ を満足するような最小のSbを決める。具体的にはSb=1,
2,…と順次増大し、各値で上式が満足するか調べ、最初
に満足したときのSbの値を最小のSbとする。図１２に示
すように例えばSb=２ とし、反響信号帯域通過フィルタ
としてはn=-128〜+128の２５７タップを有するフィルタ
を使用する。
【００３１】ステップＳ３では、受話信号周波数帯域分
割部２０の帯域通過フィルタ長を、反響信号周波数帯域
分割部３０の帯域通過フィルタ長より短く設定する。即
ち、理想帯域通過フィルタのインパルスレスポンスa(n)
=sin(n/M)/(n/M) に対し、受話信号帯域通過フィルタＡ
(z) のタップ-SaM,…,SaMをSaM＜SbMとなるように選択
する。好ましくは反響信号帯域通過フィルタB(z)のタッ
プ数２５７の約半分となるように、受話信号帯域通過フ
ィルタとしてはn=-64〜+64の１２９タップを有するフィ
ルタを使用する。
【００３２】ステップＳ４で反響信号周波数帯域分割部
３０及び受話信号周波数帯域分割部２０にそれぞれの帯
域通過フィルタ係数を転送する。これらの手法を組み合
わせると、受話信号が複数の周波数帯域に分割された後
の特性が平坦に近いため、周波数特性平坦化部９k が小
規模で実現できる。図１３はこの発明の収束特性の計算
機シミュレーション結果を示す図である。計算機シミュ
レーションには実測した反響路ＥＰのインパルス応答
（1280タップ、サンプリング周波数１６kHz） を使用し
た。帯域分割数Ｍ＝６４、間引き率Ｒ＝３２である。各
帯域の疑似反響路１５k を構成する適応フィルタのタッ
プ数Lkは４４である。受話信号には白色雑音を使用し
た。曲線１３ａは第１実施例によるERLEを示し、曲線１
３ｂは従来技術によるERLEを示す。図１３を参照する
に、受話信号周波数帯域分割部と反響信号周波数帯域分
割部とを等しく構成する場合と比較して、収束特性が改
善されていることが示されている。
【００３３】以上の通り、この第１実施例では、反響信
号周波数帯域分割部３０の帯域通過フィルタ３１k のフ
ィルタ長を受話信号周波数帯域分割部２０の帯域通過フ
ィルタ２１k のフィルタ長より長く設定することによ
り、反響信号帯域通過フィルタ３１k の阻止域減衰量を
受話信号帯域通過フィルタ２１k の阻止域減衰量より大
きく設定することとなる。この第１実施例は、受話信号
側において信号を複数の周波数帯域に分割する帯域通過
フィルタの阻止域減衰量と比較して反響信号側において
信号を複数の周波数帯域に分割する帯域通過フィルタの
阻止域減衰量の方が大きくなる様に両フィルタのフィル
タ特性を設定することにより反響路に帯域制限をかけた
場合と同等の効果が得られる。即ち、図５Ａの実線で示
すサブバンド受話信号の部分Ａ２は図５Ｃの反響信号の
レベルの小さい部分Ｃ２を推定し、図５Ａの実線信号の
レベルの大きい部分Ａ１は図５Ｃの信号レベルの大きい
部分Ｃ１を推定する様な特性を等価的に付与されるに到
る。従って、推定しなければならない各帯域の反響路の
周波数特性において、受話信号レベルの小さい部分は周
波数特性の小さいレベルの反響信号を推定すればよくな
り、推定精度を得るのに必要な時間は、Ｃ１の部分が主
となる。その結果、全体として見た場合の推定精度はＣ
１部分の推定精度が主となり、総合的に収束速度が改善
され、収束特性が改善された周波数帯域分割型反響消去
装置を提供することができる。 第２実施例 上述の第１実施例においては、受話信号帯域通過フィル
タの長さを反響信号帯域通過フィルタより短く設定する
ことにより、阻止域における減衰量を少なくすることに
よりサブバンド受話信号の白色化を行う場合を示した。
これに対し、第２実施例では、サブバンド反響路推定部
に与えるサブバンド受話信号に対し、通過域から阻止域
に渡って周波数特性が平坦化するようなフィルタ処理を
行う。
【００３４】図１４にこの第２実施例の帯域分割型反響
消去装置を示す。図６と対応する部分には同じ参照符号
を付けてある。図１４において、９k (k=0,1,…,N-1)は
信号の周波数特性を平坦化する周波数平坦化部を示す。
A/D 変換器１８Ｘからの受話信号x(n)は受話信号周波数
分割部２０によってＮ個の帯域に分割される。分割され
た各帯域の信号xk(m) は、それぞれの帯域に設けられた
サブバンド疑似反響路１５k と周波数特性平坦化部９k
に入力される。周波数特性平坦化部９k では、図５Ａの
破線で示す周波数特性を持つ帯域分割された信号xk(m)
を平坦化する。これによって得られた平坦化信号x- k(m)
はそれぞれのサブバンド反響路推定部１６k に入力さ
れ、対応するサブバンド疑似反響路１５k の伝達関数h
∧(i) を推定する。
【００３５】ここで、周波数特性平坦化部９k は、具体
的には帯域通過フィルタ２１k の逆特性を有するタップ
数ＬT のFIR(finite impulse response)フィルタあるい
はIIR(infinite impulse response)フィルタによって実
現することができる。まず、周波数特性平坦化部９k を
FIR フィルタで構成する場合について説明する。FIR フ
ィルタの特性は次式
【００３６】
【数１】 のように表現される。このフィルタの出力である周波数
特性が平坦化された平坦化信号x- k(m)は次式
【００３７】
【数２】 で表される。そのフィルタ係数gnはこのフィルタ特性を
Ｇ(z) とすると、次式 Ｇ(z) ＝ Ｆ(z)/[Ｆ*(z)Ｆ(z)＋δ] (６) で求められる。ここで、Ｆ(z)は受話信号周波数帯域分
割部２０で用いられている帯域通過フィルタ２１k （図
７参照）のタップを間引き部２２k と同一の間引き率Ｒ
で間引いた後の特性である。δは安定化定数、* は複素
共役である。
【００３８】図１５Ａ〜１５Ｄに周波数特性平坦化部９
k による受話信号平坦化の概念を示す。
【００３９】図１５Ａは周波数特性平坦化部９k へ入力
する受話信号xk(m) の周波数特性を示し、図１５Ｂは周
波数特性平坦化部９k をFIR フィルタで実現した場合の
フィルタ特性Ｇ(z) を示し、図１５Ｄは周波数特性平坦
化部９k からの出力信号x- k(m)の周波数特性を示す。
【００４０】受話信号周波数帯域分割部２０から出力さ
れた信号xk(m) は、図１５Ａに示す周波数特性を持ち、
この信号を図１５Ｂに示す周波数特性を持つFIR フィル
タと畳み込むことにより、図１５Ｄに示す周波数特性が
平坦化された信号x- k(m)を得る。
【００４１】次に、周波数特性平坦化部９k をIIR フィ
ルタで構成する場合について説明する。IIR フィルタで
構成するということは、次式
【００４２】
【数５】 として特性平坦化信号x- k(m)を求めることを意味する。
フィルタ係数wnは、受話信号周波数帯域分割部２０で用
いられる帯域通過フィルタ２１k のタップを間引き部２
２k と同一の間引き率で間引きした後のフィルタ特性を
【００４３】
【数６】 としたときに、wn＝fn/f0 として求めることができる。
Ｆ(z) が非最小位相零点を持つ場合には、いったんＦ
(z) を最小位相関数に変換した後のフィルタ係数wn=fn'
/f0'として求める。あるいは式(９)において、xk(m)をf
(m)に置き換えたときのx- k(m)が平坦な特性を持つよう
にwnを与える。
【００４４】図１５Ｃに周波数特性平坦化部９k をIIR
フィルタで構成した場合の周波数特性を示す。受話信号
周波数帯域分割部２０から出力された信号xk(m) は、図
１５Ａに示す周波数特性を持ち、この信号を図１５Ｃに
示す周波数特性を持つIIR フィルタと畳み込むことによ
り、図１５Ｄに示す周波数特性が平坦化された信号x-k
(m)を得る。
【００４５】図１６は図１４に示す第２実施例の効果を
示すためのERLEの計算機シミュレーション結果を実線１
６ａで示し、従来装置による結果を破線１６ｂで示す。
受話信号帯域通過フィルタと反響信号帯域通過フィルタ
は従来と同様に互いに等しいタップ数を有している場合
である。シミュレーションは実測した反響路インパルス
応答（1280タップ、サンプリング周波数１６kHz ）を使
い、帯域分割数Ｍ＝６４、間引き率Ｒ＝３２、各サブバ
ンド適応フィルタ１５k のタップ数Ｌk ＝４０とした。
平坦化部９k は１６次のFIR フィルタを使用した。平坦
化部９k を用いることにより収束速度が明らかに改善さ
れている。
【００４６】図１７にこの第２実施例の帯域分割型反響
消去装置に第１実施例の帯域通過フィルタ特性設定部５
０を組み合わせた例を示す。図１４と対応する部分に同
じ参照符号を付けてある。図１７において、５０はフィ
ルタ特性設定部であり、２０は受話信号周波数帯域分割
部であり、３０は反響信号周波数帯域分割部であり、こ
れらは第１実施例で説明したものと同じなので説明を省
略する。
【００４７】図１８は図１７の構成による反響消去装置
の計算機シミュレーションによるERLE特性を実線１８ａ
で示し、比較のため第１実施例による特性を破線１８ｂ
で示し、従来技術による特性を一点鎖線１８ｃで示す。
シミュレーションには実測したインパルス応答（1280タ
ップ、サンプリング周波数１６kHz ）を使用した。帯域
分割数Ｍ＝６４，間引き率Ｒ＝３２である。各帯域のタ
ップ数は４４である。送話信号は男性／女性それぞれ５
０回の実音声を用いた。図１７の構成によれば、図１４
の構成より明らかに収束速度が改善されている。 第３実施例 図１９にこの発明の第２実施例の帯域分割型反響消去装
置を多チャネルに適用した第３実施例を示す。図１９の
例では２つのスピーカと２つのマイクロホンを使用する
場合を示しているが、それ以上の数でも同様に適用でき
る。６１ａ、６１ｂはベクトル結合部、１１Ｒ、１１Ｌ
は右、左チャネル受話信号入力端、１２Ｒ，１２Ｌは
右、左チャネルスピーカ、１３Ｒ，１３Ｌは右、左チャ
ネルマイクロホン、１４Ｒ，１４Ｌは右、左チャネル送
話信号出力端、EPLR、EPLL、EPRR、EPRLはそれぞれのス
ピーカ１２Ｒ，１２Ｌからそれぞれのマイクロホン１３
Ｒ，１３Ｌへの反響路、を示す。１０Ｒは右チャネル用
反響消去部であり、図６に示す第１実施例と同様の構成
でＮ個のサブバンド疑似反響路１５0〜１５N-1と、Ｎ個
のサブバンド推定部１６0〜１６N-1と、Ｎ個のサブバン
ド減算器１７0〜１７N -1とが右チャネル用に設けられて
いるものとする。１０Ｌは左チャネル用反響消去部であ
り、右チャネル用反響消去部１０Ｒと同様の構成であ
る。
【００４８】右、左チャネル受話信号xR(n)及びxL(n)は
周波数帯域分割部２０Ｒ，２０Ｌで周波数帯域別のそれ
ぞれＮ個の信号xRk(m)及びxLk(m)に分割される。分割さ
れた２チャネルの信号xRk(m)及びxLk(m)は周波数特性平
坦化部９Ｒ，９Ｌとベクトル結合部６１ｂに与えられ
る。周波数平坦化部９Ｒ，９Ｌに入力された信号xRk(m)
及びxLk(m)は平坦化信号x- Rk(m)及びx- Lk(m)とされる。
平坦化信号x- Rk(m)及びx - Lk(m)はベクトル結合部６１ａ
によりベクトル結合されて、特性平坦化受話信号結合ベ
クトルx- k(m)とされる。また、ベクトル結合部６１ｂに
入力された信号xR k(m)及びxLk(m)は受話信号結合ベクト
ルxk(m) とされる。反響信号yR(n)及びyL(n)も同様に周
波数帯域別のＮ個の信号yRk(m)及びyLk(m)に分割され
る。周波数帯域別の受話信号結合ベクトルxk(m) 、周波
数帯域別の特性平坦化受話信号結合ベクトルx- k(m)及び
周波数帯域別の反響信号yRk(m)を反響消去部１０Ｒに与
え、マイクロホン１３Ｒに集音された反響が消去され
る。同様に周波数帯域別の受話信号結合ベクトルxk(m)
、周波数帯域別の特性平坦化受話信号結合ベクトルx- k
(m)及び周波数帯域別の反響信号yLk(m)を反響消去部１
０Ｌに与え、マイクロホン１３Ｌにより収音された反響
が消去される。
【００４９】図２０にこの発明の第３実施例の帯域分割
型反響消去装置を多チャネルに適用し、更に第１実施例
におけるフィルタ特性設定部５０を組み合わせた実施例
を示し、図１９と対応する部分には同じ参照番号を付け
てある。まず、フィルタ特性設定部５０によって受話信
号帯域分割部２０Ｒ，２０Ｌ及び反響信号帯域分割部３
０Ｒ，３０Ｌのそれぞれの帯域通過フィルタが設定され
る。右、左チャネル受話信号xR(n)及びxL(n)は受話信号
周波数帯域分割部２０Ｒ及び２０Ｌで周波数帯域別のＮ
個の信号xRk(m)及びxLk(m)に分割される。
【００５０】分割された２チャネルの信号xRk(m)及びx
Lk(m)は周波数特性平坦化部９Ｒ，９Ｌとベクトル結合
部６１ｂに与えられる。周波数平坦化部９Ｒ，９Ｌに入
力された信号xRk(m)及びxLk(m)は平坦化信号x- Rk(m)及
びx- Lk(m)とされる。平坦化信号x- Rk(m)及びx- Lk(m)は
ベクトル結合部６１ａによりベクトル結合されて、特性
平坦化受話信号結合ベクトルx- k(m)とされる。また、ベ
クトル結合部６１ｂに入力された信号xRk(m)及びxLk(m)
は受話信号結合ベクトルxk(m) とされる。反響信号y
R(n) 及びyL(n) も同様に周波数帯域別のＮ個の信号yRk
(m)及びyLk(m)に分割される。周波数帯域別の受話信号
結合ベクトルxk(m) 、周波数帯域別の特性平坦化受話信
号結合ベクトルx- k(m)及び周波数帯域別の反響信号y
Rk(m)を反響消去部１０Ｒに与え、マイクロホン１３Ｒ
に集音された反響が消去される。同様に周波数帯域別の
受話信号結合ベクトルxk(m) 、周波数帯域別の特性平坦
化受話信号結合ベクトルx- k(m)及び周波数帯域別の反響
信号yLk(m)を反響消去部１０Ｌに与え、マイクロホン１
３Ｌにより収音された反響が消去される。
【００５１】上述した各実施例では、受話信号及び反響
信号をそれぞれＮ個の帯域通過フィルタを使って分割す
る場合を示したが、図２１に示すように、受話信号及び
反響信号にそれぞれＮ個の信号Ｗk＝exp(j2πk/M)，k=
0,…,N-1を乗算器２３k により乗算して、それぞれの周
波数を帯域幅のk/M ずつ低域側にシフトして、それぞれ
同じ周波数特性の低域通過フィルタ２４k で帯域制限し
た信号を間引き部２２ k により間引き率Ｒで間引いてサ
ブバンド受話信号xk(m) を生成してもよい。反響信号に
対する周波数帯域分割部３０も図２２に示すように図２
１と同様の構成とされ、Ｎ個の乗算器３３k により反響
信号y(n)にＮ個の信号ｗk＝exp(-j2πk/M)をそれぞれ乗
算して周波数シフトを行い、低域通過フィルタ３４k を
通してから間引き部３２k により間引きを行ってＮ個の
サブバンド反響信号yk(m) を出力する。この場合、周波
数帯域合成部４０は図２３に示すように、与えられた誤
差信号ek(m) を補間部４１k により間引き率Ｒで補間
し、補間フィルタ４２k で帯域制限してから乗算器４４
k でそれぞれ信号Ｗk＝exp(-j2πk/M)，k=0,…,N-1と乗
算して周波数をそれぞれk/M ずつ高域にシフトしてから
加算器４３で合成することにより全帯域の信号e(n)を得
る。この実施例においては、図２１の周波数シフトを行
うための乗算器２３k と低域通過フィルタ２４k の組が
図７の帯域通過フィルタ２１k と対応する。同様に図２
２における乗算器３３k と低域通過フィルタ３４k の組
が図８の帯域通過フィルタ３１k と対応する。これら低
域通過フィルタ２４k ，３４k は帯域通過フィルタの一
種と考えることができる。この様な図２１、２２、２３
の構成を前述の各実施例に適用した場合にも、第１実施
例と同様に受話信号xk(m) に対する低域通過フィルタの
阻止域での減衰量を、反響信号に対する低域通過フィル
タの阻止域での減衰量より小さくする。その方法の１つ
として、前述のよう受話信号xk(m) 用の低域通過フィル
タ２１k のタップ数を反響信号低域通過フィルタ３１k
のタップ数より少なく、このましくは約１／２とする。
【００５２】以上説明したこの発明の各種実施例におい
て、サブバンド疑似反響路１５k を構成する適応フィル
タの伝達関数を推定する（即ち、逐次修正する）適応ア
ルゴリズムとして各種の従来のＬＭＳアルゴリズムや他
の適応アルゴリズムを使うことができる。射影アルゴリ
ズムもその１つである。
【００５３】
【発明の効果】上述した各実施例において、音声信号な
どの有色信号が入力信号となる場合、適応フィルタの収
束速度が劣化することが知られている。この問題に対し
ては自己相関を除去することで、収束速度を改善する射
影アルゴリズムが用いられている。従来のサブバンド反
響消去装置に射影法を適用した場合においては、帯域通
過フィルタの影響も射影で除去していた。これに対し、
この発明では受話信号側の帯域通過フィルタの特性を平
坦に近く設定することで、従来射影法で除去していた帯
域通過フィルタの影響の除去に必要な演算を軽減でき
る。即ち、収束速度が飽和するまでの射影の次数が、従
来法に比べて少なくてすむという利点がある。
【００５４】この発明によれば、帯域分割型の反響消去
装置の長所である演算処理量を削減することと、音声入
力信号に対する収束速度を高速化することの双方を同時
に実現することができる。この発明の技術は、反響消去
装置以外に、適応フィルタを使用する帯域分割型の騒音
制御、システム同定装置にも応用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的な反響消去装置の従来例を示すブロック
図。
【図２】周波数帯域分割型反響消去装置の従来例を示す
ブロック図。
【図３】図２の周波数帯域分割部の内部構成を示すブロ
ック図。
【図４】図２の周波数帯域合成部の内部構成を示すブロ
ック図。
【図５】Ａは帯域通過フィルタの周波数特性、Ｂは反響
路の伝達関数の周波数特性、Ｃは疑似反響路が推定した
反響信号の周波数特性を示す図。
【図６】この発明の第１実施例のサブバンド反響消去装
置を示すブロック図。
【図７】図６の受話信号周波数帯域分部の内部構成を示
すブロック図。
【図８】図６の反響信号周波数帯域分部の内部構成を示
すブロック図。
【図９】帯域通過フィルタの模式的周波数特性を示す
図。
【図１０】帯域通過フィルタの特性設定のためのフロー
チャート。
【図１１】帯域通過フィルタの特性設定のための他のフ
ローチャート。
【図１２】理想的帯域通過フィルタのインパルスレスポ
ンスの一部を示す図。
【図１３】第１実施例の効果を従来技術と比較して示す
ERLE特性シミュレーション結果を示す図。
【図１４】この発明の第２実施例のサブバンド反響消去
装置を示すのブロック図。
【図１５】Ａはサブバンド受話信号の模式的周波数特性
を示す図、Ｂはサブバンド受話信号を平坦化するFIR フ
ィルタの模式的特性を示す図、Ｃはサブバンド受話信号
を平坦化するIIR フィルタの模式的特性を示す図、Ｄは
平坦化されたサブバンド受話信号の模式的周波数特性を
示す図。
【図１６】第２実施例によるERLEを従来技術と比較して
示す図。
【図１７】第２実施例に第１実施例を組み合わせた場合
のサブバンド反響消去装置のブロック図。
【図１８】図１７の実施例によるERLEを従来技術及び第
１実施例と比較して示す図。
【図１９】図１６の実施例を多チャネルサブバンド反響
消去装置に適用した第３実施例を示すブロック図。
【図２０】図１９の実施例に更に第１実施例を組み合わ
せた場合の実施例を示すブロック図。
【図２１】分割周波数帯域として共通のベースバンドを
使用する場合の受話信号周波数帯域分割部２０の構成を
示すブロック図。
【図２２】分割周波数帯域として共通のベースバンドを
使用する場合の反響信号周波数帯域分割部３０の構成を
示すブロック図。
【図２３】分割周波数帯域として共通のベースバンドを
使用する場合の周波数帯域合成部４０の構成を示すブロ
ック図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｍ 9/08 Ｈ０４Ｍ 9/08 (72)発明者 島内 末廣 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (72)発明者 小島 順治 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−123621（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−212279（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−8709（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−66757（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−66758（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−248226（ＪＰ，Ａ) 中川 朗，羽田 陽一，牧野 昭二, “サブバンドエコーキャンセラにおける フィルタ係数更新ベクトルの平坦化の検 討”，1996年電子情報通信学会基礎・境 界ソサイエティ大会講演論文集，1996年 ８月30日，ｐ．88，（Ａ−87) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/76 H04B 3/00 H04B 7/00 H03H 17/00 H03H 21/00 H04M 1/00 H04M 9/00 ＩＮＳＰＥＣ（ＤＩＡＬＯＧ) ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (16)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受話信号を反響路に出力すると共に疑似
    反響路に入力して疑似反響信号を生成し、上記反響路を
    経由して拾われた反響信号から上記疑似反響信号を減算
    することにより反響信号を消去する周波数帯域分割型反
    響消去装置において、 受話信号を複数の周波数帯域のサブバンド受話信号に分
    割する受話信号周波数帯域分割部と、 反響信号を複数の周波数帯域のサブバンド反響信号に分
    割する反響信号周波数帯域分割部と、 複数の周波数帯域のそれぞれに設けられ、対応する周波
    数帯域の上記サブバンド受話信号がそれぞれ与えられ、
    それぞれサブバンド疑似反響信号を出力するディジタル
    フィルタで構成されたサブバンド疑似反響路と、 上記複数のサブバンド疑似反響路の出力したサブバンド
    疑似反響信号を上記複数のサブバンド反響信号から減算
    してそれぞれサブバンド誤差信号を生成するサブバンド
    減算部と、 上記サブバンド誤差信号と上記サブバンド受話信号とか
    ら適応アルゴリズムにより逐次上記サブバンド誤差信号
    を零に近づけるように上記サブバンド疑似反響路の伝達
    関数を推定するサブバンド反響路推定部と、 それぞれの上記サブバンド誤差信号を合成する周波数帯
    域合成部、とを含み、 上記受話信号周波数帯域分割部および上記反響信号周波
    数帯域分割部は、それぞれ上記受話信号及び上記反響信
    号を複数の周波数帯域に分割し、帯域分割受話信号と帯
    域分割反響信号をそれぞれ生成する複数の受話信号帯域
    通過フィルタ及び複数の反響信号帯域通過フィルタと、
    上記帯域分割受話信号及び上記帯域分割反響信号をそれ
    ぞれ予め決めた間引き率で間引いて上記複数のサブバン
    ド受話信号及び上記複数のサブバンド反響信号を生成す
    る間引き部とを含み、 上記受話信号周波数帯域分割部の上記受話信号帯域通過
    フィルタの阻止域減衰量は上記反響信号周波数帯域分割
    部の上記反響信号帯域通過フィルタの阻止域減衰量より
    小さく設定されている。
  2. 【請求項２】 受話信号を反響路に出力すると共に疑似
    反響路に入力して疑似反響信号を生成し、上記反響路を
    経由して拾われた反響信号から上記疑似反響信号を減算
    することにより反響信号を消去する周波数帯域分割型反
    響消去装置において、 受話信号を複数の周波数帯域のサブバンド受話信号に分
    割する受話信号周波数帯域分割部と、 反響信号を複数の周波数帯域のサブバンド反響信号に分
    割する反響信号周波数帯域分割部と、 複数の周波数帯域のそれぞれに設けられ、対応する周波
    数帯域の上記サブバンド受話信号がそれぞれ与えられ、
    それぞれサブバンド疑似反響信号を出力するディジタル
    フィルタで構成されたサブバンド疑似反響路と、 上記複数のサブバンド疑似反響路の出力したサブバンド
    疑似反響信号を上記複数のサブバンド反響信号から減算
    してそれぞれサブバンド誤差信号を生成するサブバンド
    減算部と、 上記サブバンド誤差信号と上記サブバンド受話信号とか
    ら適応アルゴリズムにより逐次上記サブバンド誤差信号
    を零に近づけるように上記サブバンド疑似反響路の伝達
    関数を推定するサブバンド反響路推定部と、 それぞれの上記サブバンド誤差信号を合成する周波数帯
    域合成部、とを含み、 上記受話信号周波数帯域分割部および上記反響信号周波
    数帯域分割部は、それぞれ上記受話信号及び上記反響信
    号を一定幅で順次増加する周波数だけ低周波側に周波数
    シフトする複数の受話信号用及び反響信号用乗算器と、
    上記乗算器からの周波数シフトされた信号をそれぞれ帯
    域制限してそれぞれ周波数シフトされた帯域分割受話信
    号と周波数シフトされた帯域分割反響信号とを出力する
    複数の受話信号帯域通過フィルタ及び複数の反響信号帯
    域通過フィルタと、上記帯域分割受話信号及び上記帯域
    分割反響信号をそれぞれ予め決めた間引き率で間引いて
    上記複数のサブバンド受話信号及び上記複数のサブバン
    ド反響信号を生成する間引き部とを含み、 上記受話信号周波数帯域分割部の上記受話信号帯域通過
    フィルタの阻止域減衰量は上記反響信号周波数帯域分割
    部の上記反響信号帯域通過フィルタの阻止域減衰量より
    小さく設定されている。
  3. 【請求項３】 請求項１又は２の周波数帯域分割型反響
    消去装置において、上記受話信号周波数帯域分割部の上
    記受話信号帯域通過フィルタ長は、上記反響信号周波数
    帯域分割部の上記反響信号帯域通過フィルタ長より短く
    設定されている。
  4. 【請求項４】 請求項１又は２の装置において、それ
    ぞれの周波数帯域の上記推定部に与える上記サブバンド
    受話信号の周波数特性を平坦化する周波数特性平坦化部
    が設けられている。
  5. 【請求項５】 請求項３の装置において、それぞれの周
    波数帯域の上記推定部に与える上記サブバンド受話信号
    の周波数特性を平坦化する周波数特性平坦化部が設けら
    れている。
  6. 【請求項６】 請求項３の装置において、上記受話信号
    帯域通過フィルタの阻止帯域遮断周波数は規格化周波数
    でπと3π/2 の間とされている。
  7. 【請求項７】 請求項３の装置において、各上記受話信
    号帯域通過フィルタのタップ数は上記反響信号帯域通過
    フィルタのタップ数の約１／２とされている。
  8. 【請求項８】 請求項４の装置において、上記周波数特
    性平坦化部は上記帯域通過フィルタの特性の逆特性を有
    するFIR フィルタにより構成されている。
  9. 【請求項９】 請求項４の装置において、上記周波数特
    性平坦化部は上記帯域通過フィルタの特性の逆特性を有
    するIIR フィルタにより構成されている。
  10. 【請求項１０】 受話信号を反響路に出力すると共に疑
    似反響路に入力して疑似反響信号を生成し、上記反響路
    を経由して拾われた反響信号から上記疑似反響信号を減
    算することにより反響信号を消去する周波数帯域分割型
    反響消去装置において、 受話信号を複数の周波数帯域のサブバンド受話信号に分
    割する受話信号周波数帯域分割部と、 反響信号を複数の周波数帯域のサブバンド反響信号に分
    割する反響信号周波数帯域分割部と、 複数の周波数帯域のそれぞれに設けられ、対応する周波
    数帯域の上記サブバンド受話信号がそれぞれ与えられ、
    それぞれサブバンド疑似反響信号を出力するディジタル
    フィルタで構成されたサブバンド疑似反響路と、 上記複数のサブバンド疑似反響路の出力したサブバンド
    疑似反響信号を上記複数のサブバンド反響信号から減算
    してそれぞれサブバンド誤差信号を生成するサブバンド
    減算部と、 上記サブバンド誤差信号と上記サブバンド受話信号とか
    ら適応アルゴリズムにより逐次上記サブバンド誤差信号
    を零に近づけるように上記サブバンド疑似反響路の伝達
    関数を推定するサブバンド反響路推定部と、 それぞれの上記サブバンド誤差信号を合成する周波数帯
    域合成部、とを含み、 上記受話信号周波数帯域分割部および上記反響信号周波
    数帯域分割部は、それぞれ上記受話信号及び上記反響信
    号を複数の周波数帯域に分割し、帯域分割受話信号と帯
    域分割反響信号をそれぞれ生成する複数の受話信号帯域
    通過フィルタ及び複数の反響信号帯域通過フィルタと、
    上記帯域分割受話信号及び上記帯域分割反響信号をそれ
    ぞれ予め決めた間引き率で間引いて上記複数のサブバン
    ド受話信号及び上記複数のサブバンド反響信号を生成す
    る間引き部とを含み、 それぞれの周波数帯域の上記推定部に与える上記サブバ
    ンド受話信号の周波数特性を平坦化する周波数特性平坦
    化部が設けられている。
  11. 【請求項１１】 受話信号を反響路に出力すると共に疑
    似反響路に入力して疑似反響信号を生成し、上記反響路
    を経由して拾われた反響信号から上記疑似反響信号を減
    算することにより反響信号を消去する周波数帯域分割型
    反響消去装置において、 受話信号を複数の周波数帯域のサブバンド受話信号に分
    割する受話信号周波数帯域分割部と、 反響信号を複数の周波数帯域のサブバンド反響信号に分
    割する反響信号周波数帯域分割部と、 複数の周波数帯域のそれぞれに設けられ、対応する周波
    数帯域の上記サブバンド受話信号がそれぞれ与えられ、
    それぞれサブバンド疑似反響信号を出力するディジタル
    フィルタで構成されたサブバンド疑似反響路と、 上記複数のサブバンド疑似反響路の出力したサブバンド
    疑似反響信号を上記複数のサブバンド反響信号から減算
    してそれぞれサブバンド誤差信号を生成するサブバンド
    減算部と、 上記サブバンド誤差信号と上記サブバンド受話信号とか
    ら適応アルゴリズムにより逐次上記サブバンド誤差信号
    を零に近づけるように上記サブバンド疑似反響路の伝達
    関数を推定するサブバンド反響路推定部と、 それぞれの上記サブバンド誤差信号を合成する周波数帯
    域合成部、とを含み、 上記受話信号周波数帯域分割部および上記反響信号周波
    数帯域分割部は、それぞれ上記受話信号及び上記反響信
    号を一定幅で順次増加する周波数だけ低周波側に周波数
    シフトする複数の受話信号用及び反響信号用乗算器と、
    上記乗算器からの周波数シフトされた信号をそれぞれ帯
    域制限してそれぞれ周波数シフトされた帯域分割受話信
    号と周波数シフトされた帯域分割反響信号とを出力する
    複数の受話信号帯域通過フィルタ及び複数の反響信号帯
    域通過フィルタと、上記帯域分割受話信号及び上記帯域
    分割反響信号をそれぞれ予め決めた間引き率で間引いて
    上記複数のサブバンド受話信号及び上記複数のサブバン
    ド反響信号を生成する間引き部とを含み、 それぞれの周波数帯域の上記推定部に与える上記サブバ
    ンド受話信号の周波数特性を平坦化する周波数特性平坦
    化部が設けられている。
  12. 【請求項１２】 請求項１０又は１１の装置において、
    上記周波数特性平坦化部は上記帯域通過特性の逆特性を
    有するFIR フィルタにより構成されている。
  13. 【請求項１３】 請求項１０又は１１の装置において、
    上記周波数特性平坦化部は上記帯域通過特性の逆特性を
    有するIIR フィルタにより構成されている。
  14. 【請求項１４】 請求項１０又は１１の装置において、
    上記受話信号周波数帯域分割部は右、左チャネル用にそ
    れぞれ設けられ、上記反響信号周波数帯域分割部は右、
    左チャネル用にそれぞれ設けられ、上記平坦化部は右、
    左チャネル用にそれぞれ設けられ、上記サブバンド疑似
    反響路と上記サブバンド減算器と上記サブバンド推定部
    の組は右、左チャネル用にそれぞれ設けられ、上記右、
    左チャネルの平坦化部からの平坦化サブバンド受話信号
    をベクトル結合して上記右、左チャネルのサブバンド推
    定部に与える第１ベクトル結合部と、上記右、左チャネ
    ルの受話信号周波数帯域分割部からの上記右、左チャネ
    ルのサブバンド受話信号をベクトル結合して上記右、左
    チャネルのサブバンド疑似反響路に入力する第２ベクト
    ル結合部を有する。
  15. 【請求項１５】 請求項１４の装置において、上記右、
    左チャネルの受話信号周波数帯域分割部の帯域通過フィ
    ルタの阻止域の減衰量は上記右、左チャネルの反響信号
    周波数帯域分割部の帯域通過フィルタの阻止域の減衰量
    より小とされている。
  16. 【請求項１６】 請求項１４の装置において、上記右、
    左チャネルの受話信号周波数帯域分割部の帯域通過フィ
    ルタの長さは上記右、左チャネルの反響信号周波数帯域
    分割部の帯域通過フィルタの長さより小とされている。
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中川 朗，羽田 陽一，牧野 昭二，"サブバンドエコーキャンセラにおけるフィルタ係数更新ベクトルの平坦化の検討"，１９９６年電子情報通信学会基礎・境界ソサイエティ大会講演論文集，１９９６年 ８月３０日，ｐ．８８，（Ａ−８７）

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