JP2001525634A - 移動端末から生じるエコーを消去するための方法と装置 - Google Patents
移動端末から生じるエコーを消去するための方法と装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
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- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
ディジタル移動体送受器から生じるエコーを網側に配置されたエコー・キャンセラを使用して消去する、新規な方法と装置が開示される。このようにしてこの方法と装置は、多数の移動電話機操作者が長い間、直面してきた実際のエコーの問題を解決する。この方法は、従来の網エコー・キャンセラのアルゴリズムとはかなり異なるアルゴリズムを含む。これは、エコーの問題の解に影響を及ぼした次の基本的な考慮によるものである。（１）アルゴリズムは、エコーを発生しないディジタル移動体に対する音声品質を悪化させるべきでない（３０）。（２）エコー経路の２対の音声コーダ／デコーダと低エコー・レベルにより、エコー経路は非線形である（３８）。
Description
【０００１】 （発明の技術分野） 本発明は一般に電気通信の分野に関するものであり、詳しくは、移動端末、特
にディジタル移動から生じるエコーの網エコー消去に関するものである。
にディジタル移動から生じるエコーの網エコー消去に関するものである。
【０００２】 （関連技術の説明） 「エコー」は送信された音声信号エネルギーの一部が反射されて信号源に戻る
ときにはいつでも電話システムに生じ得る現象である。それ自体でエコーは非常
に長期間の間、電話網で問題であった。多数の異なるエコー源が存在し得る。た
とえば、公衆交換電話網の加入者インタフェースで４線回線を２線回線に変換す
るハイブリッド回路、移動無線電話機の音響漏話等である。（たとえば、電話会
議システムまたは自動車で）電話機をハンズフリーモードで使用する場合には、
かなりの量のエコーが生じ得る。
ときにはいつでも電話システムに生じ得る現象である。それ自体でエコーは非常
に長期間の間、電話網で問題であった。多数の異なるエコー源が存在し得る。た
とえば、公衆交換電話網の加入者インタフェースで４線回線を２線回線に変換す
るハイブリッド回路、移動無線電話機の音響漏話等である。（たとえば、電話会
議システムまたは自動車で）電話機をハンズフリーモードで使用する場合には、
かなりの量のエコーが生じ得る。
【０００３】 エコーに対応するラウンドトリップ遅延が比較的小さい場合には、エコーは問
題にならないかも知れない。しかし、相当な（たとえば、数百ミリ秒のオーダの
）遅延とともにエコーが存在すると、音声信号の品質が激しく低下することがあ
り、したがって聞き手を極めて苛立たせることがあり得る。電話システムの遅延
は、（たとえば、衛星リンクを介した長い伝送経路によって生じる）物理的な遅
延または処理遅延であり得る。処理遅延はディジタル移動の用途では一般的であ
る。
題にならないかも知れない。しかし、相当な（たとえば、数百ミリ秒のオーダの
）遅延とともにエコーが存在すると、音声信号の品質が激しく低下することがあ
り、したがって聞き手を極めて苛立たせることがあり得る。電話システムの遅延
は、（たとえば、衛星リンクを介した長い伝送経路によって生じる）物理的な遅
延または処理遅延であり得る。処理遅延はディジタル移動の用途では一般的であ
る。
【０００４】 エコー・キャンセラは、長距離トラヒックのエコーを抑圧または除去するため
に電話システムで一般的に使用される装置である。たとえば、セルラー公衆陸上
移動体通信網では、音声トラヒックのエコーを抑圧または除去するために移動体
サービス通信交換局でエコー・キャンセラが使用される。しかし、これらのエコ
ー・キャンセラは、接続の公衆交換電話網側にのみ生じるエコーを消去するよう
に設計される。
に電話システムで一般的に使用される装置である。たとえば、セルラー公衆陸上
移動体通信網では、音声トラヒックのエコーを抑圧または除去するために移動体
サービス通信交換局でエコー・キャンセラが使用される。しかし、これらのエコ
ー・キャンセラは、接続の公衆交換電話網側にのみ生じるエコーを消去するよう
に設計される。
【０００５】 原理的に、ディジタル移動無線電話機の送受器はエコーを生じないはずである
。使用される接続は、送受器まで４線を含んでいるからである。しかし、実際に
は、このような移動電話機の多くは、送受器の音響的または機械的な漏話に起因
するエコーを発生する。システム操作者がダウンリンク信号レベルを上げること
を選択した場合には特に、この型のエコーはユーザを苛立たせるものである。ダ
ウンリンク信号レベルを上げることは許容された習慣になっている。多数の顧客
が移動送受器のスピーカの低出力レベルについて不平を言ってきたからである。
。使用される接続は、送受器まで４線を含んでいるからである。しかし、実際に
は、このような移動電話機の多くは、送受器の音響的または機械的な漏話に起因
するエコーを発生する。システム操作者がダウンリンク信号レベルを上げること
を選択した場合には特に、この型のエコーはユーザを苛立たせるものである。ダ
ウンリンク信号レベルを上げることは許容された習慣になっている。多数の顧客
が移動送受器のスピーカの低出力レベルについて不平を言ってきたからである。
【０００６】 公衆交換電話網に生じるエコー信号の特性とディジタル移動電話機に生じるエ
コー信号の特性との間には多数の明白な相違がある。たとえば、公衆交換電話網
からのエコー経路は準線形であるので、線形フィルタによって容易に模擬するこ
とができる。適応フィルタ手法に基づく多数の既存の解は、これらの型のエコー
を消去するためにうまく使用することができる。公衆交換電話網からのエコー・
リターン・ロス（ＥＲＬ）はそれ自体、網で使用される平衡回路によって左右さ
れる。一般に、（ｄＢ単位で測定された）ＥＲＬは、分離されたループ平衡方式
に対しては、平均が１３．６ｄＢで標準偏差が２．８ｄＢのガウス分布から選択
されたランダム変数と考えることができる。
コー信号の特性との間には多数の明白な相違がある。たとえば、公衆交換電話網
からのエコー経路は準線形であるので、線形フィルタによって容易に模擬するこ
とができる。適応フィルタ手法に基づく多数の既存の解は、これらの型のエコー
を消去するためにうまく使用することができる。公衆交換電話網からのエコー・
リターン・ロス（ＥＲＬ）はそれ自体、網で使用される平衡回路によって左右さ
れる。一般に、（ｄＢ単位で測定された）ＥＲＬは、分離されたループ平衡方式
に対しては、平均が１３．６ｄＢで標準偏差が２．８ｄＢのガウス分布から選択
されたランダム変数と考えることができる。
【０００７】 これに反して、ディジタル移動電話機に対するエコー経路は、２対の音声コー
ダ／デコーダ（コーデック）と伝送経路の無線チャネルを使用しているため、非
線形で時間とともに変化する。更に、ディジタル移動電話機でのエコーのレベル
は公衆交換電話網のエコーのレベルよりずっと低い。たとえば、ディジタルセル
ラー移動体通信グローバル・システムに対する仕様では、３００−３４００Ｈｚ
帯域のレベル０ｄＢｍの純粋の音に対して測定したＥＲＬとして４６ｄＢ（移動
電話機の場合）が要求される。しかし、純粋の音以外の信号を測定に使用すると
、ＥＲＬは低くなり得るが、それでも約４０ｄＢの抑圧レベルは期待することが
できる。実際、ディジタル移動電話機からのＥＲＬは従来の公衆交換電話網のエ
コー・キャンセラの線形フィルタ部分によって得ることができるＥＲＬに匹敵す
る。しかし、移動エコー経路の広範な信号処理の結果、信号とエコーとの間の遅
延は公衆交換電話網のエコーの場合より長くなる。
ダ／デコーダ（コーデック）と伝送経路の無線チャネルを使用しているため、非
線形で時間とともに変化する。更に、ディジタル移動電話機でのエコーのレベル
は公衆交換電話網のエコーのレベルよりずっと低い。たとえば、ディジタルセル
ラー移動体通信グローバル・システムに対する仕様では、３００−３４００Ｈｚ
帯域のレベル０ｄＢｍの純粋の音に対して測定したＥＲＬとして４６ｄＢ（移動
電話機の場合）が要求される。しかし、純粋の音以外の信号を測定に使用すると
、ＥＲＬは低くなり得るが、それでも約４０ｄＢの抑圧レベルは期待することが
できる。実際、ディジタル移動電話機からのＥＲＬは従来の公衆交換電話網のエ
コー・キャンセラの線形フィルタ部分によって得ることができるＥＲＬに匹敵す
る。しかし、移動エコー経路の広範な信号処理の結果、信号とエコーとの間の遅
延は公衆交換電話網のエコーの場合より長くなる。
【０００８】 移動送受器から生じるエコーを制御するための自然なアプローチは、送受器に
エコー・キャンセラを含めることである。もう１つのアプローチは、従来の網エ
コー・キャンセラを使用し、移動加入者に向けてエコー消去を行うことである。
しかし、これらのアプローチの問題は、既存の移動端末を新しくすることは実際
的でなく、高価であるということである。また、ディジタル移動端末に対して、
より厳しいエコー制御の要求条件を課したのでは、将来の製品にしか影響を及ぼ
さない。このような端末に対してエコー制御の要求条件を厳しくしても、それだ
けでは、既に使用されている端末の音声品質は改善されない。また、ディジタル
移動端末から生じるエコーを消去するために従来の網エコー・キャンセラを使用
すると失敗するだろう。結果として得られるエコー経路は網エコー・キャンセラ
が取り扱うように設計されるエコー経路とはかなり異なっているからである。し
たがって、ディジタル移動端末から生じるエコーに伴う問題を解決するためには
、新しい解が必要とされる。以下に説明するように、本発明はこれらの問題を良
好に解決する。
エコー・キャンセラを含めることである。もう１つのアプローチは、従来の網エ
コー・キャンセラを使用し、移動加入者に向けてエコー消去を行うことである。
しかし、これらのアプローチの問題は、既存の移動端末を新しくすることは実際
的でなく、高価であるということである。また、ディジタル移動端末に対して、
より厳しいエコー制御の要求条件を課したのでは、将来の製品にしか影響を及ぼ
さない。このような端末に対してエコー制御の要求条件を厳しくしても、それだ
けでは、既に使用されている端末の音声品質は改善されない。また、ディジタル
移動端末から生じるエコーを消去するために従来の網エコー・キャンセラを使用
すると失敗するだろう。結果として得られるエコー経路は網エコー・キャンセラ
が取り扱うように設計されるエコー経路とはかなり異なっているからである。し
たがって、ディジタル移動端末から生じるエコーに伴う問題を解決するためには
、新しい解が必要とされる。以下に説明するように、本発明はこれらの問題を良
好に解決する。
【０００９】 （発明の概要） 本発明によれば、ディジタル移動電話機から生じるエコーを網側に配置された
エコー・キャンセラによって制御する、新規なエコー・キャンセラとエコー消去
の方法が提供される。このようにして本発明は、多数の移動電話機操作者が長い
間、直面してきた実際のエコーの問題を解決する。この方法は、従来の網エコー
・キャンセラのアルゴリズムとはかなり異なるアルゴリズムを含む。これは、エ
コーの問題の解に影響を及ぼした次の基本的な考慮によるものである。（１）ア
ルゴリズムは、エコーを発生しないディジタル移動体に対する音声品質を悪化さ
せるべきでない。（２）エコー経路の２対の音声コーダ／デコーダと低エコー・
レベルにより、エコー経路は非線形である。
エコー・キャンセラによって制御する、新規なエコー・キャンセラとエコー消去
の方法が提供される。このようにして本発明は、多数の移動電話機操作者が長い
間、直面してきた実際のエコーの問題を解決する。この方法は、従来の網エコー
・キャンセラのアルゴリズムとはかなり異なるアルゴリズムを含む。これは、エ
コーの問題の解に影響を及ぼした次の基本的な考慮によるものである。（１）ア
ルゴリズムは、エコーを発生しないディジタル移動体に対する音声品質を悪化さ
せるべきでない。（２）エコー経路の２対の音声コーダ／デコーダと低エコー・
レベルにより、エコー経路は非線形である。
【００１０】 付図とともに以下の詳細な説明を参照することにより、本発明の方法および装
置の、より完全な理解が可能となる。
置の、より完全な理解が可能となる。
【００１１】 （図面の詳細な説明） 本発明の好適実施例とその利点は図１を参照することにより、最もよく理解さ
れる。
れる。
【００１２】 本質的に、新規な方法と装置は、網の中に配置されたエコー・キャンセラを使
用するディジタル移動体の送受器から生じるエコーを消去するために提供される
。したがって、この方法と装置は多数の移動電話機操作者が長期間直面してきた
実際的なエコーの問題を解決する。この方法は、従来の網のエコー・キャンセラ
のアルゴリズムとはかなり異なるアルゴリズムを含む。これは、エコーの問題に
影響を及ぼした下記の基本的な考慮によるものである。（１）アルゴリズムは、
エコーを発生しないディジタル移動体に対する音声品質を悪化させるべきでない
。（２）エコー経路の２対の音声コーダ／デコーダと低エコー・レベルにより、
エコー経路は非線形である。
用するディジタル移動体の送受器から生じるエコーを消去するために提供される
。したがって、この方法と装置は多数の移動電話機操作者が長期間直面してきた
実際的なエコーの問題を解決する。この方法は、従来の網のエコー・キャンセラ
のアルゴリズムとはかなり異なるアルゴリズムを含む。これは、エコーの問題に
影響を及ぼした下記の基本的な考慮によるものである。（１）アルゴリズムは、
エコーを発生しないディジタル移動体に対する音声品質を悪化させるべきでない
。（２）エコー経路の２対の音声コーダ／デコーダと低エコー・レベルにより、
エコー経路は非線形である。
【００１３】 詳しく述べると図１は、本発明の好適実施例による、移動端末から生じるエコ
ーを消去するための方法（たとえば、アルゴリズム）を実現するために使用する
ことができるエコー・キャンセラ１０の簡略化された概略ブロック図である。こ
の代表的な実施例の場合、エコー・キャンセラ１０は好ましくは移動体サービス
通信交換局で動作し、ディジタル移動端末から生じるエコーを制御する網エコー
・キャンセラである。網側（Ｒｉｎ）からエコー・キャンセラ１０に入力された
信号は、この実施例に対する伝送遅延に対応する１３００サンプル（１６２．５
ｍｓ長）の遅延線１２を通過する。測定データが示すように、低周波でのみ入力
信号（Ｒｉｎ）とエコーとの間に、ある線形の関係がある。同時に、かなりの量
のエコー電力が高周波にある。したがって、両方の信号（入力信号と、存在する
場合にはエコー）は、非線形信号成分と雑音の影響を除去するために低域フィル
タ１４に通された後、線形適応フィルタリングが適用される。更に、この低域フ
ィルタリングのアプローチは、入力信号に適応フィルタリングを適用する前に、
入力信号をサブサンプリングすることを可能にする。これにより、方法の演算の
複雑さが低下する。この実施例の場合、低域フィルタ１４は２０００Ｈｚのカッ
トオフ周波数で使用される。
ーを消去するための方法（たとえば、アルゴリズム）を実現するために使用する
ことができるエコー・キャンセラ１０の簡略化された概略ブロック図である。こ
の代表的な実施例の場合、エコー・キャンセラ１０は好ましくは移動体サービス
通信交換局で動作し、ディジタル移動端末から生じるエコーを制御する網エコー
・キャンセラである。網側（Ｒｉｎ）からエコー・キャンセラ１０に入力された
信号は、この実施例に対する伝送遅延に対応する１３００サンプル（１６２．５
ｍｓ長）の遅延線１２を通過する。測定データが示すように、低周波でのみ入力
信号（Ｒｉｎ）とエコーとの間に、ある線形の関係がある。同時に、かなりの量
のエコー電力が高周波にある。したがって、両方の信号（入力信号と、存在する
場合にはエコー）は、非線形信号成分と雑音の影響を除去するために低域フィル
タ１４に通された後、線形適応フィルタリングが適用される。更に、この低域フ
ィルタリングのアプローチは、入力信号に適応フィルタリングを適用する前に、
入力信号をサブサンプリングすることを可能にする。これにより、方法の演算の
複雑さが低下する。この実施例の場合、低域フィルタ１４は２０００Ｈｚのカッ
トオフ周波数で使用される。
【００１４】 測定データは、エコー経路のインパルス応答の分散部が比較的短い（１ｍｓの
オーダ）ということも示す。しかし、エコー経路のインパルス応答のこの短い分
散部の前の遅延は１３００サンプルから１８００サンプルまで変わり得る。時間
遅延の概略の明確な推定とともに、エコー経路の応答の線形部分を推定すること
ができるように、低域フィルタリングされた信号（１４）は複数の適応有限イン
パルス応答（ＦＩＲ：ｆｉｎｉｔｅ−ｉｍｐｕｌｓｅ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィ
ルタ２０、２２、．．．２４に印加される。このようなＦＩＲフィルタは各々、
他のＦＩＲフィルタとは独立に適応する。（たとえば、ソフトウェアで実行され
る）適応アルゴリズムの制御のもとで、ＦＩＲフィルタ（２０、２２、．．．２
４）はエコー経路のインパルス応答を模擬する。ＦＩＲフィルタ２２、．．．２
４の入力信号はそれぞれの遅延線１６、．．．１８に通され、互いに対して遅延
される。これにより、（この実施例の場合）５１２個のサンプルの時間スパンは
ＦＩＲフィルタの集合全体によってカバーされる。特に、３個の適応ＦＩＲフィ
ルタ（２０、２２、２４）とそれらに対応する遅延線（１６、１８）が示されて
いるが、（適当な数の対応する遅延線とともに）３個より多いこのようなＦＩＲ
フィルタを使用することができる。ｉ番目の適応フィルタ（２０、２２、．．．
２６）からの出力信号はｓiで表され、ｉ番目の適応フィルタに対応する誤差信 号すなわち残差信号はｅi（すなわち、ｅi＝ｙi−ｓi）で表される。ＦＩＲサブ
フィルタ（２０、２２、．．．２４）の適応とともに、後で説明する（ヒストグ
ラム論理ユニット３０で実行される）ヒストグラムに基づく論理を制御するため
に、ダブルトーク検出器（ＤＴＤ）２８が使用される。
オーダ）ということも示す。しかし、エコー経路のインパルス応答のこの短い分
散部の前の遅延は１３００サンプルから１８００サンプルまで変わり得る。時間
遅延の概略の明確な推定とともに、エコー経路の応答の線形部分を推定すること
ができるように、低域フィルタリングされた信号（１４）は複数の適応有限イン
パルス応答（ＦＩＲ：ｆｉｎｉｔｅ−ｉｍｐｕｌｓｅ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィ
ルタ２０、２２、．．．２４に印加される。このようなＦＩＲフィルタは各々、
他のＦＩＲフィルタとは独立に適応する。（たとえば、ソフトウェアで実行され
る）適応アルゴリズムの制御のもとで、ＦＩＲフィルタ（２０、２２、．．．２
４）はエコー経路のインパルス応答を模擬する。ＦＩＲフィルタ２２、．．．２
４の入力信号はそれぞれの遅延線１６、．．．１８に通され、互いに対して遅延
される。これにより、（この実施例の場合）５１２個のサンプルの時間スパンは
ＦＩＲフィルタの集合全体によってカバーされる。特に、３個の適応ＦＩＲフィ
ルタ（２０、２２、２４）とそれらに対応する遅延線（１６、１８）が示されて
いるが、（適当な数の対応する遅延線とともに）３個より多いこのようなＦＩＲ
フィルタを使用することができる。ｉ番目の適応フィルタ（２０、２２、．．．
２６）からの出力信号はｓiで表され、ｉ番目の適応フィルタに対応する誤差信 号すなわち残差信号はｅi（すなわち、ｅi＝ｙi−ｓi）で表される。ＦＩＲサブ
フィルタ（２０、２２、．．．２４）の適応とともに、後で説明する（ヒストグ
ラム論理ユニット３０で実行される）ヒストグラムに基づく論理を制御するため
に、ダブルトーク検出器（ＤＴＤ）２８が使用される。
【００１５】 ＦＩＲサブフィルタ２０、２２、．．．２４の各々が独立に適応することによ
り、単一のフルレングス（ｆｕｌｌ−ｌｅｎｇｔｈ）のＦＩＲフィルタが提供で
きる適応レートより早い適応レートが得られる。これは、移動体送受器がそれら
自身の内蔵のエコー・キャンセラをそなえている場合には、有利である。しかし
、測定データが示すように、信号レベルが高い場合には、これらのエコー・キャ
ンセラは失敗する。このような失敗が生じると、ある期間、比較的強いエコー信
号が生じる。しかし、高速で収束するフィルタを使用することにより、これらの
送受器でのエコー経路を推定する、より良い機会が与えられる。
り、単一のフルレングス（ｆｕｌｌ−ｌｅｎｇｔｈ）のＦＩＲフィルタが提供で
きる適応レートより早い適応レートが得られる。これは、移動体送受器がそれら
自身の内蔵のエコー・キャンセラをそなえている場合には、有利である。しかし
、測定データが示すように、信号レベルが高い場合には、これらのエコー・キャ
ンセラは失敗する。このような失敗が生じると、ある期間、比較的強いエコー信
号が生じる。しかし、高速で収束するフィルタを使用することにより、これらの
送受器でのエコー経路を推定する、より良い機会が与えられる。
【００１６】 短フィルタに対して高速の適応レートを実現することの問題は、フルサイズの
フィルタに比べて、ダブルトーク状態に対する感度が高くなり得るということで
ある。しかし、これが生じた場合にこの問題を解決する１つのアプローチは、適
応サブフィルタの中の最善のサブフィルタを、図１に示される固定ＦＩＲフィル
タ２６で示されるように、短固定フィルタで複写することである。これは、本発
明に従って使用されるアプローチである。しかし、このような固定ＦＩＲフィル
タ２６の使用は選択的である。この型の用途の場合、線形フィルタリングによる
エコーの減衰は比較的小さいからである。
フィルタに比べて、ダブルトーク状態に対する感度が高くなり得るということで
ある。しかし、これが生じた場合にこの問題を解決する１つのアプローチは、適
応サブフィルタの中の最善のサブフィルタを、図１に示される固定ＦＩＲフィル
タ２６で示されるように、短固定フィルタで複写することである。これは、本発
明に従って使用されるアプローチである。しかし、このような固定ＦＩＲフィル
タ２６の使用は選択的である。この型の用途の場合、線形フィルタリングによる
エコーの減衰は比較的小さいからである。
【００１７】 たとえば、短固定フィルタ２６を形成するために、１００サンプルの時間間隔
の間、最善の線形フィルタが与えるエコー減衰が３ｄＢより高く、この減衰が現
在の固定フィルタにより与えられる減衰より大きい（すなわち、Ｐｅi＜０．５ ＰyかつＰｅi＜Ｐｅfである）場合には、最善の適応サブフィルタの係数が固定 フィルタに複写される。
の間、最善の線形フィルタが与えるエコー減衰が３ｄＢより高く、この減衰が現
在の固定フィルタにより与えられる減衰より大きい（すなわち、Ｐｅi＜０．５ ＰyかつＰｅi＜Ｐｅfである）場合には、最善の適応サブフィルタの係数が固定 フィルタに複写される。
【００１８】 方法に戻ると、各サンプリング時点に、残差信号の電力レベルは相互に比較さ
れ、また低域フィルタリングされた「近端」信号”ｙ”の電力と比較される。す
ぐ後に説明するような比較結果に基づいて、（ＦＩＲサブフィルタの）最善のフ
ィルタが選択される。あるエコー消去がその最善のフィルタにより行われる場合
には、（好ましくはヒストグラム論理ユニット３０内のソフトウェア・アプリケ
ーションで実行される）ヒストグラムの中の対応するエントリが増加させられる
。この実施例の場合、ヒストグラム論理ユニット３０は複数のカウンタを含み、
各カウンタはそれぞれの適応サブフィルタ（２０、２２、．．．２６）に対応す
る。ｉ番目の適応フィルタが最善のエコー消去を与えると判定された場合には（
すなわち、すべてのｊに対して、Ｉはｊに等しくないとして、Ｒｅi＜０．９*Ｒ y 、かつＲｅi＜Ｒｅjの場合には）、ｉ番目の適応フィルタに対応するカウンタ は、その対応するカウンタに「８」を加算することによりアップデート（更新）
される。換言すれば、最も大きなエコー消去を与える適応サブフィルタに対応す
るカウンタだけがアップデートされる。ほとんどの場合、信号電力の減少はエコ
ー消去により達成される。したがって、サブフィルタ２０、２２、．．．２４の
中の一つが他のサブフィルタより多く最善のフィルタとして選択される。抑圧す
べきエコーがない場合には、適応フィルタは２つの音声信号の間の短時間相関に
より信号電力を更に減少させることがあり得る。しかし、このような短時間相関
によるヒストグラム（４）のアップデートはランダムに行われ、安定な最大値は
現れない。したがって、このように用意されたヒストグラムが大きくて安定な最
大値を示す場合には（すなわち、ある期間の間、フィルタの１つが最善のエコー
減少を与えた場合には）、当該移動体送受器はエコーを発生しているものと考え
られる。そのようにして、本発明の方法は（ＥＲＬについて）良好に設計された
移動体送受器と貧弱に設計された移動体送受器との区別を行うことができる。
れ、また低域フィルタリングされた「近端」信号”ｙ”の電力と比較される。す
ぐ後に説明するような比較結果に基づいて、（ＦＩＲサブフィルタの）最善のフ
ィルタが選択される。あるエコー消去がその最善のフィルタにより行われる場合
には、（好ましくはヒストグラム論理ユニット３０内のソフトウェア・アプリケ
ーションで実行される）ヒストグラムの中の対応するエントリが増加させられる
。この実施例の場合、ヒストグラム論理ユニット３０は複数のカウンタを含み、
各カウンタはそれぞれの適応サブフィルタ（２０、２２、．．．２６）に対応す
る。ｉ番目の適応フィルタが最善のエコー消去を与えると判定された場合には（
すなわち、すべてのｊに対して、Ｉはｊに等しくないとして、Ｒｅi＜０．９*Ｒ y 、かつＲｅi＜Ｒｅjの場合には）、ｉ番目の適応フィルタに対応するカウンタ は、その対応するカウンタに「８」を加算することによりアップデート（更新）
される。換言すれば、最も大きなエコー消去を与える適応サブフィルタに対応す
るカウンタだけがアップデートされる。ほとんどの場合、信号電力の減少はエコ
ー消去により達成される。したがって、サブフィルタ２０、２２、．．．２４の
中の一つが他のサブフィルタより多く最善のフィルタとして選択される。抑圧す
べきエコーがない場合には、適応フィルタは２つの音声信号の間の短時間相関に
より信号電力を更に減少させることがあり得る。しかし、このような短時間相関
によるヒストグラム（４）のアップデートはランダムに行われ、安定な最大値は
現れない。したがって、このように用意されたヒストグラムが大きくて安定な最
大値を示す場合には（すなわち、ある期間の間、フィルタの１つが最善のエコー
減少を与えた場合には）、当該移動体送受器はエコーを発生しているものと考え
られる。そのようにして、本発明の方法は（ＥＲＬについて）良好に設計された
移動体送受器と貧弱に設計された移動体送受器との区別を行うことができる。
【００１９】 明らかなダブルトークがない場合には、サブフィルタからのサンプル毎に論理
ユニット３０のヒストグラム・エントリは「ダウンデート」（ｄｏｗｎｄａｔｅ
ｄ）されるが、アップデートに使用されるステップより小さいステップで行われ
る。エントリを「ダウンデートする」とは、エコー経路の遅延の変化（たとえば
、ハンドオーバが行われたとき）の後の適度な短時間の間、ヒストグラムに入力
された古いエコーの推定を方法が「忘れる」ことを許されるということを意味す
る。この実施例では、ダブルトークが検出されない場合、サンプル時間毎にヒス
トグラムのすべてのカウンタから１を減算することによりダウンデートが行われ
る。ヒストグラムの最大値により示されるＦＩＲサブフィルタからのエコー推定
値が「近端」信号Ｓｉｎから減算される（３４）が、これは線形フィルタによっ
て電力の減少が行われるサンプルに対してだけ行われる。どのカウンタが最大値
をそなえているかチェックすることにより、ヒストグラム最大値が決められる（
ｈｉｓｔmaxで表される）。そうでない場合には、「近端」信号Ｓｉｎは変更さ れないで通過させられる（減算器３４による減算が行われない）。
ユニット３０のヒストグラム・エントリは「ダウンデート」（ｄｏｗｎｄａｔｅ
ｄ）されるが、アップデートに使用されるステップより小さいステップで行われ
る。エントリを「ダウンデートする」とは、エコー経路の遅延の変化（たとえば
、ハンドオーバが行われたとき）の後の適度な短時間の間、ヒストグラムに入力
された古いエコーの推定を方法が「忘れる」ことを許されるということを意味す
る。この実施例では、ダブルトークが検出されない場合、サンプル時間毎にヒス
トグラムのすべてのカウンタから１を減算することによりダウンデートが行われ
る。ヒストグラムの最大値により示されるＦＩＲサブフィルタからのエコー推定
値が「近端」信号Ｓｉｎから減算される（３４）が、これは線形フィルタによっ
て電力の減少が行われるサンプルに対してだけ行われる。どのカウンタが最大値
をそなえているかチェックすることにより、ヒストグラム最大値が決められる（
ｈｉｓｔmaxで表される）。そうでない場合には、「近端」信号Ｓｉｎは変更さ れないで通過させられる（減算器３４による減算が行われない）。
【００２０】 移動体送受器がエコーを発生しているとみなされる場合には、非線形プロセッ
サ（ＮＬＰ）３８が起動され、エコー・キャンセラの線形部分から結合された出
力信号Ｓｏｕｔに適用される。この実施例の場合、ＮＬＰ３８はまずエコー電力
を次式のように推定する。
サ（ＮＬＰ）３８が起動され、エコー・キャンセラの線形部分から結合された出
力信号Ｓｏｕｔに適用される。この実施例の場合、ＮＬＰ３８はまずエコー電力
を次式のように推定する。
【数４】 ここで、
【外３】 （ｔ）はヒストグラム（３）によって選択されたサブフィルタ係数のベクトルで
あり、ｘmax（ｔ）はその同じサブフィルタの中の入力信号サンプルのベクトル である。しかし、更に一般的に、エコー電力は
あり、ｘmax（ｔ）はその同じサブフィルタの中の入力信号サンプルのベクトル である。しかし、更に一般的に、エコー電力は
【数５】 の低域フィルタリングによって推定することができる。 したがって、たとえば、誤差信号ｅiの電力は
【数６】 のように、対応する信号の自乗の低域フィルタリングによって演算することがで
きる。
きる。
【００２１】 同時に、ヒストグラム論理（３０）が
【数７】
【数８】
【数９】
【数１０】 と判定した場合には、ＮＬＰ３８が起動される。ここで、Ｐy（ｔ）は時点ｔに おける低域フィルタリングされた「近端」信号（Ｓｉｎ）の電力を表し、ｈｉｓ
ｔiはヒストグラム（３０）へのｉ番目のエントリである。上の最初の２つの不 等式（４と５）はヒストグラムの最大値が安定ではっきりしているということ（
すなわち、ディジタル移動体送受器がエコーを発生するものであるということ）
を確認する。後の２つの不等式（６と７）は推定されたエコー電力を「近端」信
号電力Ｐyと比較する。
ｔiはヒストグラム（３０）へのｉ番目のエントリである。上の最初の２つの不 等式（４と５）はヒストグラムの最大値が安定ではっきりしているということ（
すなわち、ディジタル移動体送受器がエコーを発生するものであるということ）
を確認する。後の２つの不等式（６と７）は推定されたエコー電力を「近端」信
号電力Ｐyと比較する。
【００２２】 明らかに”ｓ”や”ｚ”のような音からの、ある広帯域入力信号は、その入力
信号とほとんど線形関係のない高周波エコーを発生する。更に、この高周波エコ
ーの減衰は平均のエコーの減衰よりずっと小さいことが多いので、この高周波エ
コーに対する比較的低い電力の入力信号は可聴エコー信号を発生することがあり
得る。
信号とほとんど線形関係のない高周波エコーを発生する。更に、この高周波エコ
ーの減衰は平均のエコーの減衰よりずっと小さいことが多いので、この高周波エ
コーに対する比較的低い電力の入力信号は可聴エコー信号を発生することがあり
得る。
【００２３】 この型の（高周波）エコーに対処するために、不等式（４）と（５）が成立し
、しかも
、しかも
【数１１】
【数１２】
【数１３】 が成立する場合には、ＮＬＰ３８が起動される。
【００２４】 不等式（８）は低電力の信号だけをＮＬＰ３８がクリップすることを許す。こ
れらの高周波エコーは比較的弱く現れるので、不等式（８）の条件は不等式（５
）の対応する条件に比べて１７ｄＢ低く設定されている。不等式（９）は入力信
号電力が可聴エコー信号が生じ得るような値であるか判定するためにチェックす
る。注意すべきことは、この条件は不等式（７）の対応する条件に比べて１０ｄ
Ｂだけ緩和されているということである。最後の不等式（１０）は、エコーが高
周波成分により支配されている場合のみ（たとえば、下半分の帯域の電力が「近
端」信号の総電力の１／４より小さい場合のみ）ＮＬＰ３８がクリップすること
を許す。最後に、従来の網エコー・キャンセラと同様にエコー・キャンセラ１０
は、出力信号がＮＬＰ３８によって抑圧される場合に出力信号Ｓｏｕｔに快適雑
音を挿入するために使用されるべき快適雑音発生器３６を含むことができる。
れらの高周波エコーは比較的弱く現れるので、不等式（８）の条件は不等式（５
）の対応する条件に比べて１７ｄＢ低く設定されている。不等式（９）は入力信
号電力が可聴エコー信号が生じ得るような値であるか判定するためにチェックす
る。注意すべきことは、この条件は不等式（７）の対応する条件に比べて１０ｄ
Ｂだけ緩和されているということである。最後の不等式（１０）は、エコーが高
周波成分により支配されている場合のみ（たとえば、下半分の帯域の電力が「近
端」信号の総電力の１／４より小さい場合のみ）ＮＬＰ３８がクリップすること
を許す。最後に、従来の網エコー・キャンセラと同様にエコー・キャンセラ１０
は、出力信号がＮＬＰ３８によって抑圧される場合に出力信号Ｓｏｕｔに快適雑
音を挿入するために使用されるべき快適雑音発生器３６を含むことができる。
【００２５】 本発明の方法と装置の好適実施例を付図に示し、上記詳細な説明で説明してき
たが、本発明は開示された実施例に限定されず、特許請求の範囲に規定された本
発明の趣旨を逸脱することなく多数の再配置、変更、および置換を行うことがで
きるということは理解されよう。
たが、本発明は開示された実施例に限定されず、特許請求の範囲に規定された本
発明の趣旨を逸脱することなく多数の再配置、変更、および置換を行うことがで
きるということは理解されよう。
【図１】 本発明の好適実施例による、移動端末から生じるエコーを消去するための方法
を実現するために使用することができる代表的な網エコー・キャンセラの簡略化
された概略ブロック図である。
を実現するために使用することができる代表的な網エコー・キャンセラの簡略化
された概略ブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ， ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，Ｌ Ｕ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ， ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，Ｕ Ｇ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ
Claims (15)
- 【請求項１】 エコー・キャンセラであって、 複数の適応フィルタと、 前記複数の適応フィルタの各々の適応を制御するための手段と、 前記エコー・キャンセラと通信している移動端末がエコーを発生しているか判
定するための、前記複数の適応フィルタの各々の出力に結合されたヒストグラム
論理ユニットと、 前記ヒストグラム論理ユニットに応答して、前記移動端末がエコーを発生して
いる場合には、前記エコー・キャンセラからの出力信号に非直線性を導入するた
めの非線形プロセッサと を含むエコー・キャンセラ。 - 【請求項２】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記ヒストグ
ラム論理ユニットに結合された短固定フィルタをも含むエコー・キャンセラ。 - 【請求項３】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記エコー・
キャンセラが移動体サービス通信交換局における構成要素である、エコー・キャ
ンセラ。 - 【請求項４】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記エコー・
キャンセラが移動電話網の網側に存在する、エコー・キャンセラ。 - 【請求項５】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記エコー・
キャンセラが固定電話網の網側に存在する、エコー・キャンセラ。 - 【請求項６】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記制御手段
がダブルトーク検出器を含む、エコー・キャンセラ。 - 【請求項７】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、網の信号入力
と前記複数の適応フィルタとの間に結合された遅延線と低域フィルタをさらに含
むエコー・キャンセラ。 - 【請求項８】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記複数の適
応フィルタがフルレングスのＦＩＲフィルタを含む、エコー・キャンセラ - 【請求項９】 請求項１記載のエコー・キャンセラであって、前記移動端末
がディジタル移動電話機を含む、エコー・キャンセラ。 - 【請求項１０】 移動端末から生じる高周波エコー信号を制御する際に使用
するための方法であって、 前記移動端末と通信する網エコー・キャンセラ内で、前記エコー信号の電力レ
ベルを推定するステップと、 前記エコー信号に対応する適応フィルタのサンプルのヒストグラムの最大値が
所定の値より大きい場合に、前記網エコー・キャンセラからの出力信号に非直線
性を挿入するステップと を含む方法。 - 【請求項１１】 請求項１０記載の方法であって、前記移動端末がディジタ
ル移動電話機を含む、方法。 - 【請求項１２】 請求項１０記載の方法であって、前記推定ステップが 【数１】 の低域フィルタリングを含み、 【外１】 （ｔ）はヒストグラムによって選択されたサブフィルタ係数のベクトルであり、
ｘmax（ｔ）は前記サブフィルタの入力信号サンプルのベクトルである、方法。 - 【請求項１３】 請求項１２記載の方法であって、前記推定ステップが 【数２】 のような前記電力レベルの推定を含み、 【外２】 （ｔ）は前記ヒストグラムによって選択されたサブフィルタ係数の前記ベクトル
であり、ｘmax（ｔ）は前記サブフィルタの入力信号サンプルの前記ベクトルで ある、方法。 - 【請求項１４】 請求項１０記載の方法であって、前記所定の値が４０９６
である、方法。 - 【請求項１５】 ディジタル移動端末から生じるエコー信号を制御する際に
使用するための方法であって、 前記エコー信号に対応する適応フィルタのサンプルのヒストグラムの最大値が
第１の所定の値より大きいか判定するステップと、 前記エコー信号に対応する前記適応フィルタのサンプルのヒストグラムの最大
値が第２の所定の値より大きいか判定するステップと、 次の不等式 【数３】 が成り立つ場合に、前記移動端末と通信している網エコー・キャンセラからの出
力信号に非直線性を挿入するステップと を含む方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/982,989 US6256384B1 (en) | 1997-12-02 | 1997-12-02 | Method and apparatus for cancelling echo originating from a mobile terminal |
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| PCT/SE1998/002173 WO1999029094A1 (en) | 1997-12-02 | 1998-11-27 | Method and apparatus for cancelling echo originating from a mobile terminal |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001525634A true JP2001525634A (ja) | 2001-12-11 |
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Family
ID=25529716
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| US7027593B2 (en) * | 2002-05-22 | 2006-04-11 | Avaya Technology Corp. | Apparatus and method for echo control |
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| EP1827002A1 (en) * | 2006-02-22 | 2007-08-29 | Alcatel Lucent | Method of controlling an adaptation of a filter |
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|---|---|---|---|---|
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| US5307405A (en) | 1992-09-25 | 1994-04-26 | Qualcomm Incorporated | Network echo canceller |
| US5465413A (en) * | 1993-03-05 | 1995-11-07 | Trimble Navigation Limited | Adaptive noise cancellation |
| US5533120A (en) * | 1994-02-01 | 1996-07-02 | Tandy Corporation | Acoustic feedback cancellation for equalized amplifying systems |
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| US5664011A (en) * | 1995-08-25 | 1997-09-02 | Lucent Technologies Inc. | Echo canceller with adaptive and non-adaptive filters |
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-
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-
1998
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