JP3319403B2 - 多チャネルエコー除去方法及び装置 - Google Patents
多チャネルエコー除去方法及び装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の受信信号と
単数または複数の送信信号を有するシステムにおける、
エコー除去方法及び装置に関するものである。
単数または複数の送信信号を有するシステムにおける、
エコー除去方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】複数の受信信号と単数または複数の送信
信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経
路を伝搬することによって生じるエコーを除去する多チ
ャネルエコー除去方法あるいは装置に関しては、電子情
報通信学会技術研究報告Vol. 84, No. 330,pp. 7-14, C
S-84-178（以下文献１）において、縦続接続型及び線形
結合型の２種類が提案されている。文献１によれば、縦
続接続型はその構成による制約から、線形結合型よりも
エコー抑圧能力が劣る。そこで、従来例として、線形結
合型多チャネルエコー除去装置（エコーキャンセラ）を
受信信号、送信信号ともに２チャネルのシステムに適用
した場合について説明する。
信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経
路を伝搬することによって生じるエコーを除去する多チ
ャネルエコー除去方法あるいは装置に関しては、電子情
報通信学会技術研究報告Vol. 84, No. 330,pp. 7-14, C
S-84-178（以下文献１）において、縦続接続型及び線形
結合型の２種類が提案されている。文献１によれば、縦
続接続型はその構成による制約から、線形結合型よりも
エコー抑圧能力が劣る。そこで、従来例として、線形結
合型多チャネルエコー除去装置（エコーキャンセラ）を
受信信号、送信信号ともに２チャネルのシステムに適用
した場合について説明する。
【０００３】図２４に線形結合型多チャネルエコーキャ
ンセラを示す。第１の受信信号１が第１のスピーカ３で
再生され、空間音響経路を経て第１のマイク９に至って
生じる第１のエコー５と、第２の受信信号２が第２のス
ピーカ４で再生され、空間音響経路を経て第１のマイク
９に至って生じる第２のエコー６と、第１のマイク９に
至った話者１１の発する音声である第１の送信信号１２
が加算されて、第１の混在信号１４となる。同様に、第
１の受信信号１が第１のスピーカ３で再生され、空間音
響経路を経て第２のマイク１０に至って生じる第３のエ
コー７と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で再生
され、空間音響経路を経て第２のマイク１０に至って生
じる第４のエコー８と、第２のマイク１０に至った話者
１１の発する音声である第２ の送信信号１３が加算さ
れて、第２の混在信号１５となる。
ンセラを示す。第１の受信信号１が第１のスピーカ３で
再生され、空間音響経路を経て第１のマイク９に至って
生じる第１のエコー５と、第２の受信信号２が第２のス
ピーカ４で再生され、空間音響経路を経て第１のマイク
９に至って生じる第２のエコー６と、第１のマイク９に
至った話者１１の発する音声である第１の送信信号１２
が加算されて、第１の混在信号１４となる。同様に、第
１の受信信号１が第１のスピーカ３で再生され、空間音
響経路を経て第２のマイク１０に至って生じる第３のエ
コー７と、第２の受信信号２が第２のスピーカ４で再生
され、空間音響経路を経て第２のマイク１０に至って生
じる第４のエコー８と、第２のマイク１０に至った話者
１１の発する音声である第２ の送信信号１３が加算さ
れて、第２の混在信号１５となる。
【０００４】第１の混在信号１４に混入したエコーを除
去するために、第１の適応フィルタ１２１に第の受信信
号１を入力して第１のエコー５に対応したエコーレプリ
カ１２５を生成し、第２の適応フィルタ１２２に第２の
受信信号２を入力して第２のエコー６に対応したエコー
レプリカ１２６を生成する。第１の減算器１２９で、第
１の混在信号１４から第１及び第２のエコー５、６に対
応したエコーレプリカ１２５、１２６を差し引く。第１
及び第２の適応フィルタ１２１、１２２は、第１の減算
器１２９の出力が最小になるように制御する。第１の減
算器１２９の出力が、エコーキャンセラ１００の第１の
出力信号１６となる。
去するために、第１の適応フィルタ１２１に第の受信信
号１を入力して第１のエコー５に対応したエコーレプリ
カ１２５を生成し、第２の適応フィルタ１２２に第２の
受信信号２を入力して第２のエコー６に対応したエコー
レプリカ１２６を生成する。第１の減算器１２９で、第
１の混在信号１４から第１及び第２のエコー５、６に対
応したエコーレプリカ１２５、１２６を差し引く。第１
及び第２の適応フィルタ１２１、１２２は、第１の減算
器１２９の出力が最小になるように制御する。第１の減
算器１２９の出力が、エコーキャンセラ１００の第１の
出力信号１６となる。
【０００５】第２の混在信号１５に混入したエコーを除
去するために、第３の適応フィルタ１２３に第１の受信
信号１を入力して第３のエコー７に対応したエコーレプ
リカ１２７を生成し、第４の適応フィルタ１２４に第２
の受信信号２を入力して第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカ１２８を生成する。第２の減算器１３０で、
第２の混在信号１５から第３及び第４のエコー７、８に
対応したエコーレプリカ１２７、１２８を差し引く。第
３及び第４の適応フィルタ１２３、１２４は、第２の減
算器１３０の出力が最小になるように制御する。第２の
減算器１３０の出力が、エコーキャンセラ１００の第２
の出力信号１７となる。
去するために、第３の適応フィルタ１２３に第１の受信
信号１を入力して第３のエコー７に対応したエコーレプ
リカ１２７を生成し、第４の適応フィルタ１２４に第２
の受信信号２を入力して第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカ１２８を生成する。第２の減算器１３０で、
第２の混在信号１５から第３及び第４のエコー７、８に
対応したエコーレプリカ１２７、１２８を差し引く。第
３及び第４の適応フィルタ１２３、１２４は、第２の減
算器１３０の出力が最小になるように制御する。第２の
減算器１３０の出力が、エコーキャンセラ１００の第２
の出力信号１７となる。
【０００６】多チャネルエコー除去の主要な応用分野の
一つである多チャネルテレビ会議システムにおいては、
複数のマイクで話者の音声を収録するため、各マイクで
収録される受信信号は、近似的に、話者と各マイクの距
離に応じた減衰量と時間遅れを持った信号とみなすこと
ができる。従って、異なったチャネルにおける受信信号
の相互相関は非常に高くなる。以下、第１の受信信号１
を遅延させたものに相当する第２の受信信号２、非巡回
型フィルタとして近似できるエコーパス、適応非巡回型
フィルタを用いた線形結合型エコーキャンセラを仮定す
る。
一つである多チャネルテレビ会議システムにおいては、
複数のマイクで話者の音声を収録するため、各マイクで
収録される受信信号は、近似的に、話者と各マイクの距
離に応じた減衰量と時間遅れを持った信号とみなすこと
ができる。従って、異なったチャネルにおける受信信号
の相互相関は非常に高くなる。以下、第１の受信信号１
を遅延させたものに相当する第２の受信信号２、非巡回
型フィルタとして近似できるエコーパス、適応非巡回型
フィルタを用いた線形結合型エコーキャンセラを仮定す
る。
【０００７】時刻ｎにおける第１及び第２の受信信号
１、２をｘ1 （ｎ）、ｘ2 （ｎ）、第１の混在信号１４
に混入するエコーをｄ（ｎ）とする。第１及び第２の受
信信号１、２の間の時間差をｎd （自然数）サンプルと
すると、 ｘ2 （ｎ）＝ｘ1 （ｎ−ｎd ） （１） と表すことができる。簡単のため、第１及び第２のスピ
ーカ３、４から第１及び第２のマイク９、１０に至る全
ての空間音響経路のインパルス応答長が等しいと仮定
し、それをＮとする。また、スピーカ３からマイク９に
至る空間音響経路のインパルス応答標本値をｈ1,i 、ス
ピーカ４からマイク９に至る空間音響経路のインパルス
応答標本値をｈ2,i とする。ここに、ｉは０からＮ−１
の整数値をとる。混在信号１４に混入したエコーｄ
（ｎ）は、エコー５とエコー６の和として、
１、２をｘ1 （ｎ）、ｘ2 （ｎ）、第１の混在信号１４
に混入するエコーをｄ（ｎ）とする。第１及び第２の受
信信号１、２の間の時間差をｎd （自然数）サンプルと
すると、 ｘ2 （ｎ）＝ｘ1 （ｎ−ｎd ） （１） と表すことができる。簡単のため、第１及び第２のスピ
ーカ３、４から第１及び第２のマイク９、１０に至る全
ての空間音響経路のインパルス応答長が等しいと仮定
し、それをＮとする。また、スピーカ３からマイク９に
至る空間音響経路のインパルス応答標本値をｈ1,i 、ス
ピーカ４からマイク９に至る空間音響経路のインパルス
応答標本値をｈ2,i とする。ここに、ｉは０からＮ−１
の整数値をとる。混在信号１４に混入したエコーｄ
（ｎ）は、エコー５とエコー６の和として、
【０００８】
【数１】
【０００９】で与えられる。式（１）を式（２）に代入
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
【００１０】
【数２】
【００１１】となる。適応フィルタ１２１、１２２によ
って生成されるエコーレプリカｄ（ｎ）ハットは、適応
フィルタ１２１、１２２のｉ番目のフィルタ係数をそれ
ぞれｗ1,i （ｎ）、ｗ2,i （ｎ）とすると、
って生成されるエコーレプリカｄ（ｎ）ハットは、適応
フィルタ１２１、１２２のｉ番目のフィルタ係数をそれ
ぞれｗ1,i （ｎ）、ｗ2,i （ｎ）とすると、
【００１２】
【数３】
【００１３】で与えられる。式（１）を式（４）に代入
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
してｘ2 （ｎ）を消去すると、
【００１４】
【数４】
【００１５】となる。残留エコーｅ（ｎ）は、
【００１６】
【数５】
【００１７】となる。式（６）より、エコーを完全に消
去するための条件は、
去するための条件は、
【００１８】
【数６】
【００１９】である。式（７）より、
【００２０】
【外１】
【００２１】は一意に定まるが、
【００２２】
【外２】
【００２３】の解には、無限の組み合わせが存在するこ
とがわかる。特に、
とがわかる。特に、
【００２４】
【外３】
【００２５】の解はｎd の値に依存しており、話者位置
の移動によってｎd の値が変化すると、解も変化する。
これは、エコーパスの変動がない場合でも、エコー消去
能力が低下することを意味しており、実環境における使
用に障害となる。以上、混在信号１４に混入するエコー
を除去するために用いられる適応フィルタ１２１、１２
２について検討したが、適応フィルタ１２３、１２４に
関しても、同様の議論が成立する。
の移動によってｎd の値が変化すると、解も変化する。
これは、エコーパスの変動がない場合でも、エコー消去
能力が低下することを意味しており、実環境における使
用に障害となる。以上、混在信号１４に混入するエコー
を除去するために用いられる適応フィルタ１２１、１２
２について検討したが、適応フィルタ１２３、１２４に
関しても、同様の議論が成立する。
【００２６】この問題を解決するために、１つの受信信
号を入力とし、混在信号と１対１に対応する適応フィル
タでエコーレプリカを生成することにより、１つの音源
から複数の経路を伝搬して生じたエコーをチャネルあた
り１つの適応フィルタで推定する多チャネルエコー除去
方法が、アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ
・インターナショナルカンファレンス・オン・アクース
ティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング
（IEEE Proceedings of International Conference on
Acoustics, Speech and Signal Processing ）第２巻、
１９９４年、２４５〜２４８ページ（以下文献２）にお
いて、提案されている。
号を入力とし、混在信号と１対１に対応する適応フィル
タでエコーレプリカを生成することにより、１つの音源
から複数の経路を伝搬して生じたエコーをチャネルあた
り１つの適応フィルタで推定する多チャネルエコー除去
方法が、アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ
・インターナショナルカンファレンス・オン・アクース
ティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング
（IEEE Proceedings of International Conference on
Acoustics, Speech and Signal Processing ）第２巻、
１９９４年、２４５〜２４８ページ（以下文献２）にお
いて、提案されている。
【００２７】文献２で提案されている多チャネルエコー
除去方法では、一つのチャネルにおいて生じるエコーを
一つの適応フィルタで除去するため、解が不定となると
いう問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数
は、一意に定まる最適値に収束する。しかしながら文献
２ では、話者の声を収録するマイクロフォンの配置な
どの使用環境によって定められるパラメータがある範囲
に収まらないときにエコー除去性能が劣化することが、
評価結果として述べられている。従って、あらゆる環境
で使用できることを前提とすれば、線形結合型の多チャ
ネルエコーキャンセラを使用せざるを得ない。
除去方法では、一つのチャネルにおいて生じるエコーを
一つの適応フィルタで除去するため、解が不定となると
いう問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数
は、一意に定まる最適値に収束する。しかしながら文献
２ では、話者の声を収録するマイクロフォンの配置な
どの使用環境によって定められるパラメータがある範囲
に収まらないときにエコー除去性能が劣化することが、
評価結果として述べられている。従って、あらゆる環境
で使用できることを前提とすれば、線形結合型の多チャ
ネルエコーキャンセラを使用せざるを得ない。
【００２８】この前提に基づき、線形結合型多チャネル
エコーキャンセラにおいて受信信号を遅延させて遅延信
号を発生し、この遅延信号を受信信号と相互に連続して
切替えて新たな受信信号とすることにより、適応フィル
タの係数を一意に定めることができる方法が、電子情報
通信学会技術研究報告ＤＳＰ９７−１巻、１９９７年、
１〜８ページ（以下文献３）において、提案されてい
る。文献３で提案されている多チャネルエコー除去方法
では、適応フィルタの係数を算出するために用いる条件
式の数が、遅延した受信信号の導入で増加しており、解
が不定となるという問題は起こらない。従って、適応フ
ィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。しか
しながら、同時に文献３で提案されている方法では、受
信信号と遅延受信信号を切替える際に音像の移動が知覚
されることがある。これを解決するために、受信信号と
遅延受信信号の切替えに際して、両チャネルの信号の振
幅補正をする方法が、電子情報通信学会第１２回ディジ
タル信号処理シンポジウム講演論文集、１９９７年、５
３１〜５３６ページ（以下文献４）において、提案され
ている。一方、受信信号と遅延受信信号の切替えの代わ
りに、両チャネルの受信信号に非線形処理を適用するこ
とによって、適応フィルタの係数を一意に定めることが
できる方法が、アイイーイーイー・プロシーディングス
・オブ・インターナショナルカンファレンス・オン・ア
クースティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセ
シング（IEEE Proceedings of International Conferen
ce on Acoustics, Speech and Signal Processing ）第
１巻、１９９７年、３０３〜３０６ページ（以下文献
５）において、提案されている。しかし、文献４におい
て提案された方法は、線形結合型多チャネルエコーキャ
ンセラより収束が遅いことが、文献４において明らかに
されている。また、文献５において提案された方法は、
文献４において提案された方法より、さらに収束が遅い
ことが、アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ
・インターナショナルカンファレンス・オン・アクース
ティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング
（IEEE Proceedings of International Conference on
Acoustics, speech and Signal Processing ）第６巻、
１９９８年、３６７７〜３６８０ページ（以下文献６）
において、示されている。
エコーキャンセラにおいて受信信号を遅延させて遅延信
号を発生し、この遅延信号を受信信号と相互に連続して
切替えて新たな受信信号とすることにより、適応フィル
タの係数を一意に定めることができる方法が、電子情報
通信学会技術研究報告ＤＳＰ９７−１巻、１９９７年、
１〜８ページ（以下文献３）において、提案されてい
る。文献３で提案されている多チャネルエコー除去方法
では、適応フィルタの係数を算出するために用いる条件
式の数が、遅延した受信信号の導入で増加しており、解
が不定となるという問題は起こらない。従って、適応フ
ィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。しか
しながら、同時に文献３で提案されている方法では、受
信信号と遅延受信信号を切替える際に音像の移動が知覚
されることがある。これを解決するために、受信信号と
遅延受信信号の切替えに際して、両チャネルの信号の振
幅補正をする方法が、電子情報通信学会第１２回ディジ
タル信号処理シンポジウム講演論文集、１９９７年、５
３１〜５３６ページ（以下文献４）において、提案され
ている。一方、受信信号と遅延受信信号の切替えの代わ
りに、両チャネルの受信信号に非線形処理を適用するこ
とによって、適応フィルタの係数を一意に定めることが
できる方法が、アイイーイーイー・プロシーディングス
・オブ・インターナショナルカンファレンス・オン・ア
クースティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセ
シング（IEEE Proceedings of International Conferen
ce on Acoustics, Speech and Signal Processing ）第
１巻、１９９７年、３０３〜３０６ページ（以下文献
５）において、提案されている。しかし、文献４におい
て提案された方法は、線形結合型多チャネルエコーキャ
ンセラより収束が遅いことが、文献４において明らかに
されている。また、文献５において提案された方法は、
文献４において提案された方法より、さらに収束が遅い
ことが、アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ
・インターナショナルカンファレンス・オン・アクース
ティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング
（IEEE Proceedings of International Conference on
Acoustics, speech and Signal Processing ）第６巻、
１９９８年、３６７７〜３６８０ページ（以下文献６）
において、示されている。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】以上、図２４を用いて
詳細に説明したように、従来の多チャネルエコー除去方
法及び装置では、適応フィルタ係数の解が不定であり、
エコーパスのインパルス応答によって一意に定められる
解に一致することが保証されないという問題があった。
また、文献３で提案されている方法では、受信信号と遅
延受信信号を切替える際に音像の移動が知覚されること
がある。さらに、文献４及び５で提案されている方法で
は、従来の多チャネルエコー除去方法及び装置と比較し
て、収束速度が遅い。
詳細に説明したように、従来の多チャネルエコー除去方
法及び装置では、適応フィルタ係数の解が不定であり、
エコーパスのインパルス応答によって一意に定められる
解に一致することが保証されないという問題があった。
また、文献３で提案されている方法では、受信信号と遅
延受信信号を切替える際に音像の移動が知覚されること
がある。さらに、文献４及び５で提案されている方法で
は、従来の多チャネルエコー除去方法及び装置と比較し
て、収束速度が遅い。
【００３０】本発明の目的は、適応フィルタの係数値が
エコーパスのインパルス応答によって一意に定められる
正しい値に収束し、さらに音質も良好で、収束時間の短
い多チャネルエコー除去方法及び装置を提供することに
ある。
エコーパスのインパルス応答によって一意に定められる
正しい値に収束し、さらに音質も良好で、収束時間の短
い多チャネルエコー除去方法及び装置を提供することに
ある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】本発明の多チャネルエコ
ー除去装置は、受信信号に非線形処理を施すと同時に、
一つの受信信号を遅延処理したものを新たな受信信号と
して用いる。
ー除去装置は、受信信号に非線形処理を施すと同時に、
一つの受信信号を遅延処理したものを新たな受信信号と
して用いる。
【００３２】具体的には、受信信号１と２を非線形処理
する振幅処理回路（図１の６０５と６０６）と、受信信
号２を遅延処理してから適応フィルタ１２２、１２４、
ディジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）１９に供給する
遅延処理回路（図１の２００）を有する。
する振幅処理回路（図１の６０５と６０６）と、受信信
号２を遅延処理してから適応フィルタ１２２、１２４、
ディジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）１９に供給する
遅延処理回路（図１の２００）を有する。
【００３３】また、本発明の多チャネルエコー除去装置
は、受信信号に非線形処理を施し、一つの受信信号を遅
延処理したものを新たな受信信号として用いると同時
に、他の入力信号に対して振幅補正を実施する。
は、受信信号に非線形処理を施し、一つの受信信号を遅
延処理したものを新たな受信信号として用いると同時
に、他の入力信号に対して振幅補正を実施する。
【００３４】具体的には、受信信号２を非線形処理する
振幅処理回路（図１７の６０５）と、非線形処理された
信号を遅延処理してから適応フィルタ１２２、１２４、
ディジタルーアナログ変換器１９に供給する遅延処理回
路（図１７の３００）と、受信信号１を非線形処理する
振幅処理回路（図１７の６０６）と、非線形処理された
信号に対して振幅補正を実施してから適応フィルタ１２
１、１２３、ディジタルーアナログ変換器１８に供給す
る振幅補正回路（図１７の４００）を有する。
振幅処理回路（図１７の６０５）と、非線形処理された
信号を遅延処理してから適応フィルタ１２２、１２４、
ディジタルーアナログ変換器１９に供給する遅延処理回
路（図１７の３００）と、受信信号１を非線形処理する
振幅処理回路（図１７の６０６）と、非線形処理された
信号に対して振幅補正を実施してから適応フィルタ１２
１、１２３、ディジタルーアナログ変換器１８に供給す
る振幅補正回路（図１７の４００）を有する。
【００３５】本発明の多チャネルエコー除去方法及び装
置は、１つの受信信号をフィルタ処理して補助信号を作
成し、元の受信信号と作成された補助信号を時間多重し
て得られる新たな受信信号を用いて、適応フィルタを動
作させる。１つの信号源から複数の経路を伝搬して生じ
たエコーを複数の適応フィルタで推定するために、適応
フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定
となるという問題は起こらない。従って、適応フィルタ
の係数は、一意に定まる最適値に収束する。また、元の
受信信号と補助信号の多重化パラメータを受信信号の性
質に基づいて制御すると同時に補助信号の導入によって
生じる音像移動を、入力信号に対する振幅補正処理で相
殺するため、直接スピーカに供給されて受聴される受信
信号の音質劣化が抑圧され、良好な音質を保つことがで
きる。さらに、非線形処理と補助信号の導入の相乗効果
で、収束時間を短縮することができる。
置は、１つの受信信号をフィルタ処理して補助信号を作
成し、元の受信信号と作成された補助信号を時間多重し
て得られる新たな受信信号を用いて、適応フィルタを動
作させる。１つの信号源から複数の経路を伝搬して生じ
たエコーを複数の適応フィルタで推定するために、適応
フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定
となるという問題は起こらない。従って、適応フィルタ
の係数は、一意に定まる最適値に収束する。また、元の
受信信号と補助信号の多重化パラメータを受信信号の性
質に基づいて制御すると同時に補助信号の導入によって
生じる音像移動を、入力信号に対する振幅補正処理で相
殺するため、直接スピーカに供給されて受聴される受信
信号の音質劣化が抑圧され、良好な音質を保つことがで
きる。さらに、非線形処理と補助信号の導入の相乗効果
で、収束時間を短縮することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】図１から図２３を用いて、本発明
の実施の形態を詳細に説明する。説明にあたっては、第
１及び第２の受信信号と、第１及び第２の混在信号を有
する場合、すなわち、２チャネルの場合で、受信信号が
スピーカから空間音響経路を伝搬して、マイクで収録さ
れることによって生じる音響エコーを除去するための音
響エコーキャンセラを仮定する。
の実施の形態を詳細に説明する。説明にあたっては、第
１及び第２の受信信号と、第１及び第２の混在信号を有
する場合、すなわち、２チャネルの場合で、受信信号が
スピーカから空間音響経路を伝搬して、マイクで収録さ
れることによって生じる音響エコーを除去するための音
響エコーキャンセラを仮定する。
【００３７】図１に、本発明の多チャネルエコーキャン
セラにおいて受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２で
ある場合の実施の形態を示す。図２４ に示した線形結
合型との違いは、適応フィルタ１２２、１２４に供給さ
れる受信信号２が、非線形処理回路６００と前処理回路
５００によって処理されている点である。第１及び第２
の混在信号１４、１５は、図２４に示した線形結合型と
同様にして生成される。非線形処理回路６００は、振幅
処理回路６０５及び６０６でそれぞれ受信信号２と受信
信号１に非線形処理を施し、前処理回路５００に出力を
伝達する。受信信号１と２の間に僅かでも違いがあれ
ば、この非線形処理によって違いが拡大され、受信信号
におけるチャネル間相関が減少する。これは、適応フィ
ルタの係数が正しく同定されることを意味するが、すで
に説明したように非線形処理だけでは収束が遅い。そこ
で前処理回路５００を併用して、チャネル間相関のさら
なる削減をはかる。非線形処理回路６００の出力は、前
処理回路５００に含まれる遅延処理回路２００で処理さ
れ、その出力である遅延処理信号は、適応フィルタ１２
２、１２４、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１９
に供給される。
セラにおいて受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２で
ある場合の実施の形態を示す。図２４ に示した線形結
合型との違いは、適応フィルタ１２２、１２４に供給さ
れる受信信号２が、非線形処理回路６００と前処理回路
５００によって処理されている点である。第１及び第２
の混在信号１４、１５は、図２４に示した線形結合型と
同様にして生成される。非線形処理回路６００は、振幅
処理回路６０５及び６０６でそれぞれ受信信号２と受信
信号１に非線形処理を施し、前処理回路５００に出力を
伝達する。受信信号１と２の間に僅かでも違いがあれ
ば、この非線形処理によって違いが拡大され、受信信号
におけるチャネル間相関が減少する。これは、適応フィ
ルタの係数が正しく同定されることを意味するが、すで
に説明したように非線形処理だけでは収束が遅い。そこ
で前処理回路５００を併用して、チャネル間相関のさら
なる削減をはかる。非線形処理回路６００の出力は、前
処理回路５００に含まれる遅延処理回路２００で処理さ
れ、その出力である遅延処理信号は、適応フィルタ１２
２、１２４、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１９
に供給される。
【００３８】図２は、振幅処理回路６０５又は６０６の
構成例を示すブロック図である。受信信号１は、振幅処
理回路６０６を構成する係数乗算器６９１と極性判定回
路６９２に供給される。係数乗算器６９１は、その入力
信号をα倍して出力する。極性判定回路６９２は、入力
に供給された信号の極性が正のときは１を、負のときは
０を出力する。乗算器６９３には、係数乗算器６９１と
極性判定回路６９２の出力が供給されており、両者の積
を加算器６９４ に伝達する。加算器６９４の他方の入
力端子には、受信信号１がそのまま供給されている。す
なわち、ｎ番目の受信信号サンプルｘ1 （ｎ）に対する
加算器６９４の出力は、入力信号の極性が正のときは
（１＋α）ｘ1 （ｎ）、負のときはｘ1 （ｎ）となる。
この信号が、振幅処理回路６０６の出力信号となる。同
様にして、振幅処理回路６０５の出力信号は、入力信号
の極性が正のときは（１＋α）ｘ2 （ｎ）、負のときは
ｘ2（ｎ）となる。
構成例を示すブロック図である。受信信号１は、振幅処
理回路６０６を構成する係数乗算器６９１と極性判定回
路６９２に供給される。係数乗算器６９１は、その入力
信号をα倍して出力する。極性判定回路６９２は、入力
に供給された信号の極性が正のときは１を、負のときは
０を出力する。乗算器６９３には、係数乗算器６９１と
極性判定回路６９２の出力が供給されており、両者の積
を加算器６９４ に伝達する。加算器６９４の他方の入
力端子には、受信信号１がそのまま供給されている。す
なわち、ｎ番目の受信信号サンプルｘ1 （ｎ）に対する
加算器６９４の出力は、入力信号の極性が正のときは
（１＋α）ｘ1 （ｎ）、負のときはｘ1 （ｎ）となる。
この信号が、振幅処理回路６０６の出力信号となる。同
様にして、振幅処理回路６０５の出力信号は、入力信号
の極性が正のときは（１＋α）ｘ2 （ｎ）、負のときは
ｘ2（ｎ）となる。
【００３９】図３は、遅延処理回路２００の構成例を示
すブロック図である。入力端子２０１に供給された振幅
処理回路６０５の出力は、スイッチ２１０の一方の入力
端子とフィルタ２１３に供給される。フィルタ２１３
は、振幅処理回路６０５から供給された信号をフィルタ
処理してから、スイッチ２１０のもう一方の入力端子に
供給する。すなわち、スイッチ２１０の２つの入力端子
には、振幅処理回路６０５から供給された信号と振幅処
理回路６０５から供給された信号をフィルタ２１３で処
理した信号が供給される。スイッチ２１０には、分周回
路２１２から制御信号が供給される。この制御信号は、
クロック信号発生回路２１１から供給されるクロック信
号を分周して、作成される。クロック信号としては、受
信信号２の標本化周期Ｔに等しい周期の矩形パルスが発
生される。なお、クロック信号発生回路２１は説明の便
宜上図３に記載されており、実際には遅延処理回路２０
０内に独立のクロック信号発生回路を有することは稀で
ある。この場合、システム全体に共通のクロック信号を
遅延処理回路２００外から、分周回路２１２に供給す
る。分周回路２１２が、入力信号の周期を１／Ｍにする
１／Ｍ分周回路であると仮定すると、分周回路２１２は
ＭＴ／２周期で“１”と“０”のレベルを交互に出力
し、スイッチ２１０に供給する。スイッチ２１０は、分
周回路２１２から供給される矩形パルスの立ち上がりに
同期して、振幅処理回路６０５から供給された信号とフ
ィルタ２１３の出力信号を切り替え、これを出力端子２
０２へ伝達する。以上の手順で遅延処理された信号が、
前処理信号として出力端子２０２から出力される。
すブロック図である。入力端子２０１に供給された振幅
処理回路６０５の出力は、スイッチ２１０の一方の入力
端子とフィルタ２１３に供給される。フィルタ２１３
は、振幅処理回路６０５から供給された信号をフィルタ
処理してから、スイッチ２１０のもう一方の入力端子に
供給する。すなわち、スイッチ２１０の２つの入力端子
には、振幅処理回路６０５から供給された信号と振幅処
理回路６０５から供給された信号をフィルタ２１３で処
理した信号が供給される。スイッチ２１０には、分周回
路２１２から制御信号が供給される。この制御信号は、
クロック信号発生回路２１１から供給されるクロック信
号を分周して、作成される。クロック信号としては、受
信信号２の標本化周期Ｔに等しい周期の矩形パルスが発
生される。なお、クロック信号発生回路２１は説明の便
宜上図３に記載されており、実際には遅延処理回路２０
０内に独立のクロック信号発生回路を有することは稀で
ある。この場合、システム全体に共通のクロック信号を
遅延処理回路２００外から、分周回路２１２に供給す
る。分周回路２１２が、入力信号の周期を１／Ｍにする
１／Ｍ分周回路であると仮定すると、分周回路２１２は
ＭＴ／２周期で“１”と“０”のレベルを交互に出力
し、スイッチ２１０に供給する。スイッチ２１０は、分
周回路２１２から供給される矩形パルスの立ち上がりに
同期して、振幅処理回路６０５から供給された信号とフ
ィルタ２１３の出力信号を切り替え、これを出力端子２
０２へ伝達する。以上の手順で遅延処理された信号が、
前処理信号として出力端子２０２から出力される。
【００４０】図４（ａ）は、フィルタ２１３の構成例を
示すブロック図である。ここでは、フィルタ２１３とし
てＬタップＦＩＲフィルタを仮定しているが、ＩＩＲフ
ィルタに代表されるその他の構造であっても良い。図４
（ａ）の入力端子２１３０には、図１の振幅処理回路６
０５の出力信号が供給される。図４（ａ）の出力端子２
１３４において得られる信号は、図３のスイッチ２１０
へ供給される。入力端子２１３０に供給された信号は、
遅延素子２１３１1 及び係数乗算器２１３２0 に伝達さ
れる。遅延素子２１３１1 、２１３１2 、・・・、２１
３１L-1 はそれぞれ入力信号サンプルを１サンプル遅延
させて出力する単位遅延素子であり、縦続に接続されて
Ｌタップのタップ付き遅延線を構成している。係数乗算
器２１３２0 、２１３２1 、・・・、２１３２L-1 はそ
れぞれ係数ｃ0 、ｃ1 、・・・、ｃL-1 を有する。い
ま、例としてＬ＝２、ｃ0 ＝０、ｃ1 ＝１の場合を考え
ると、フィルタ２１３は遅延素子２１３１1 だけから構
成され、図４（ｂ）に示す回路で表される。さらに、Ｍ
＝１、すなわち図１の分周回路２１２が分周しない場合
には、図４（ｂ）に示した本発明の実施の形態は、電子
情報通信学会技術研究報告ＤＳＰ９６−１００巻、１９
９６年、１７〜２４ページ（文献７）に開示された方法
に一致する。このような場合に適応フィルタ係数が一意
に定められることは、文献７に解析的に示されている。
示すブロック図である。ここでは、フィルタ２１３とし
てＬタップＦＩＲフィルタを仮定しているが、ＩＩＲフ
ィルタに代表されるその他の構造であっても良い。図４
（ａ）の入力端子２１３０には、図１の振幅処理回路６
０５の出力信号が供給される。図４（ａ）の出力端子２
１３４において得られる信号は、図３のスイッチ２１０
へ供給される。入力端子２１３０に供給された信号は、
遅延素子２１３１1 及び係数乗算器２１３２0 に伝達さ
れる。遅延素子２１３１1 、２１３１2 、・・・、２１
３１L-1 はそれぞれ入力信号サンプルを１サンプル遅延
させて出力する単位遅延素子であり、縦続に接続されて
Ｌタップのタップ付き遅延線を構成している。係数乗算
器２１３２0 、２１３２1 、・・・、２１３２L-1 はそ
れぞれ係数ｃ0 、ｃ1 、・・・、ｃL-1 を有する。い
ま、例としてＬ＝２、ｃ0 ＝０、ｃ1 ＝１の場合を考え
ると、フィルタ２１３は遅延素子２１３１1 だけから構
成され、図４（ｂ）に示す回路で表される。さらに、Ｍ
＝１、すなわち図１の分周回路２１２が分周しない場合
には、図４（ｂ）に示した本発明の実施の形態は、電子
情報通信学会技術研究報告ＤＳＰ９６−１００巻、１９
９６年、１７〜２４ページ（文献７）に開示された方法
に一致する。このような場合に適応フィルタ係数が一意
に定められることは、文献７に解析的に示されている。
【００４１】ここで、Ｍ＞１の場合を考えてみると、適
応フィルタ係数を求めるための条件式数が、Ｍ＝１の場
合と比較して変化しないことは明らかである。従って、
この場合も適応フィルタ係数が一意に定められる。フィ
ルタ２１３がＬ＝２、ｃ0 ＝０、ｃ1 ＝１で表されない
一般的な場合についても、同様に扱うことができる。フ
ィルタ２１３の出力が入力信号と全く同一になる場合、
すなわち、Ｌ＝１、ｃ0 ＝１で表される場合を除き、遅
延処理回路２００の出力はスイッチ２１０の状態により
異なったものとなる。従って、適応フィルタ係数を求め
るための条件式数は、フィルタ２１３がＬ＝２、ｃ0 ＝
０、ｃ1 ＝１で表される場合と等しくなり、適応フィル
タ係数を一意に定めることができる。
応フィルタ係数を求めるための条件式数が、Ｍ＝１の場
合と比較して変化しないことは明らかである。従って、
この場合も適応フィルタ係数が一意に定められる。フィ
ルタ２１３がＬ＝２、ｃ0 ＝０、ｃ1 ＝１で表されない
一般的な場合についても、同様に扱うことができる。フ
ィルタ２１３の出力が入力信号と全く同一になる場合、
すなわち、Ｌ＝１、ｃ0 ＝１で表される場合を除き、遅
延処理回路２００の出力はスイッチ２１０の状態により
異なったものとなる。従って、適応フィルタ係数を求め
るための条件式数は、フィルタ２１３がＬ＝２、ｃ0 ＝
０、ｃ1 ＝１で表される場合と等しくなり、適応フィル
タ係数を一意に定めることができる。
【００４２】Ｍが無限大である場合を除き、スイッチ２
１０の切替え操作により、スイッチ２１０の出力信号に
不連続性が生じる。この信号不連続性は、主観的には雑
音として知覚される。この雑音の発生頻度はＭの値に反
比例し、Ｍが大きい場合にはＭが小さい場合に比べて知
覚されにくいが、知覚自体は避けられない。この雑音
は、フィルタ２１３の係数ｃj （ｊ＝０，１，・・・，
Ｌ−１）を時変にすることで抑圧できることが、時変係
数の制御例と共に文献３に示されている。
１０の切替え操作により、スイッチ２１０の出力信号に
不連続性が生じる。この信号不連続性は、主観的には雑
音として知覚される。この雑音の発生頻度はＭの値に反
比例し、Ｍが大きい場合にはＭが小さい場合に比べて知
覚されにくいが、知覚自体は避けられない。この雑音
は、フィルタ２１３の係数ｃj （ｊ＝０，１，・・・，
Ｌ−１）を時変にすることで抑圧できることが、時変係
数の制御例と共に文献３に示されている。
【００４３】適応フィルタ１２１、１２２、１２３、１
２４の係数更新アルゴリズムとしては、アダプティブ・
シグナル・プロセッシング（Adaptive signal processi
ng），１９８５年、９９〜１１３ページ，Prentice-Hal
l Inc.,USA（以下、文献８）及び、アダプティブ・フィ
ルタ（Adaptive filters），１９８５年、４９〜５６ペ
ージ，Kulwer Academic Publishers,USA（以下、文献
９）にＬＭＳアルゴリズム及びノーマライズドＬＭＳ
（ＮＬＭＳ）アルゴリズムが記載されている。適応フィ
ルタ１２１、１２２の制御はＬＭＳアルゴリズムを用い
て行ない、ステップサイズは同じであると仮定する。適
応フィルタ１２１のｉ番目係数の第ｎ＋１回目の更新後
の値ｗ1,i （ｎ＋１）と適応フィルタ１２２のｉ番目係
数の第ｎ＋１回目の更新後の値ｗ2,i （ｎ＋１）は、そ
れぞれに対応した第ｎ回目の更新後の値ｗ1,i （ｎ）と
ｗ2,i （ｎ）を用いて、 ｗ1,i （ｎ＋１）＝ｗ1,i （ｎ）＋μｅ1 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｉ） （８） ｗ2,i （ｎ＋１）＝ｗ2,i （ｎ）＋μｅ2 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｎd −ｉ） （９） で与えられる。適応フィルタ１２３、１２４の係数更新
についても同様である。
２４の係数更新アルゴリズムとしては、アダプティブ・
シグナル・プロセッシング（Adaptive signal processi
ng），１９８５年、９９〜１１３ページ，Prentice-Hal
l Inc.,USA（以下、文献８）及び、アダプティブ・フィ
ルタ（Adaptive filters），１９８５年、４９〜５６ペ
ージ，Kulwer Academic Publishers,USA（以下、文献
９）にＬＭＳアルゴリズム及びノーマライズドＬＭＳ
（ＮＬＭＳ）アルゴリズムが記載されている。適応フィ
ルタ１２１、１２２の制御はＬＭＳアルゴリズムを用い
て行ない、ステップサイズは同じであると仮定する。適
応フィルタ１２１のｉ番目係数の第ｎ＋１回目の更新後
の値ｗ1,i （ｎ＋１）と適応フィルタ１２２のｉ番目係
数の第ｎ＋１回目の更新後の値ｗ2,i （ｎ＋１）は、そ
れぞれに対応した第ｎ回目の更新後の値ｗ1,i （ｎ）と
ｗ2,i （ｎ）を用いて、 ｗ1,i （ｎ＋１）＝ｗ1,i （ｎ）＋μｅ1 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｉ） （８） ｗ2,i （ｎ＋１）＝ｗ2,i （ｎ）＋μｅ2 （ｎ）ｘ1 （ｎ−ｎd −ｉ） （９） で与えられる。適応フィルタ１２３、１２４の係数更新
についても同様である。
【００４４】図５は、遅延処理回路２００の第２の構成
例を示すブロック図である。図３を用いて説明した第１
の構成例との相違点は、分周回路２１２に加えて、分析
回路２２１及び論理積回路２２０を有することである。
図３に示した第１の構成例ではＭサンプル毎にスイッチ
２１０の切替えを行うが、図５では、分周回路２１２の
出力信号と分析回路２２１の出力信号の論理積を用い
て、スイッチ２１０の切替えを行う。分析回路２２１に
おいては、振幅処理回路６０５の出力信号を分析し、分
析した結果が予め定められた条件を満足するときには
“１”を、満足しないときには“０”を出力し、論理積
回路２２０に伝達する。論理積回路２２０には、すでに
説明したように、分周回路２１２から“０”または
“１”の制御信号が供給されている。論理積回路２２０
は、分析回路２２１と分周回路２１２の出力、すなわ
ち、時間情報がＭサンプルの周期に一致していること、
及び入力信号を分析した結果が予め定められた条件を満
足することの両者が同時に成立することを検出し、その
出力信号によってスイッチ２１０の切替えを制御する。
例を示すブロック図である。図３を用いて説明した第１
の構成例との相違点は、分周回路２１２に加えて、分析
回路２２１及び論理積回路２２０を有することである。
図３に示した第１の構成例ではＭサンプル毎にスイッチ
２１０の切替えを行うが、図５では、分周回路２１２の
出力信号と分析回路２２１の出力信号の論理積を用い
て、スイッチ２１０の切替えを行う。分析回路２２１に
おいては、振幅処理回路６０５の出力信号を分析し、分
析した結果が予め定められた条件を満足するときには
“１”を、満足しないときには“０”を出力し、論理積
回路２２０に伝達する。論理積回路２２０には、すでに
説明したように、分周回路２１２から“０”または
“１”の制御信号が供給されている。論理積回路２２０
は、分析回路２２１と分周回路２１２の出力、すなわ
ち、時間情報がＭサンプルの周期に一致していること、
及び入力信号を分析した結果が予め定められた条件を満
足することの両者が同時に成立することを検出し、その
出力信号によってスイッチ２１０の切替えを制御する。
【００４５】分析回路２２１における振幅処理回路６０
５の出力信号の分析方法には、様々な方法が考えられ
る。一例として、信号不連続性による主観的な雑音を抑
圧することを考えると、振幅処理回路６０５の出力信号
において振幅の変化分を検出することができる。
５の出力信号の分析方法には、様々な方法が考えられ
る。一例として、信号不連続性による主観的な雑音を抑
圧することを考えると、振幅処理回路６０５の出力信号
において振幅の変化分を検出することができる。
【００４６】図６に、分析回路２２１の第１の実施例を
示す。
示す。
【００４７】図６に示す分析回路２２１は、遅延素子２
２１０、減算器２２１１、絶対値回路２２１２、判定回
路２２１３、記憶回路２２１４から構成される。分析回
路２２１の入力信号である幅処理回路６０５出力信号
は、遅延素子２２１０及び減算器２２１１に供給され
る。遅延素子２２１０は、入力信号を１サンプル周期遅
延させ、減算器２２１１に伝達する。減算器２２１１
は、振幅処理回路６０５の出力信号から遅延素子２２１
０の出力信号を減算し、結果を絶対値回路２２１２に供
給する。絶対値回路２２１２では、供給された信号の絶
対値を求め、結果を判定回路２２１３に伝達する。一
方、判定回路２２１３には、記憶回路２２１４からしき
い値θも供給されている。判定回路２２１３は、絶対値
回路２２１２から供給された信号がしきい値よりも小さ
い場合に“１”を、それ以外の場合に“０”を出力する
ように構成される。判定回路２２１３の出力が、図５の
論理積回路２２０に伝達される。すなわち、振幅処理回
路６０５の出力信号において振幅変化が小さいときに、
スイッチ２１０の切替えが実施される。
２１０、減算器２２１１、絶対値回路２２１２、判定回
路２２１３、記憶回路２２１４から構成される。分析回
路２２１の入力信号である幅処理回路６０５出力信号
は、遅延素子２２１０及び減算器２２１１に供給され
る。遅延素子２２１０は、入力信号を１サンプル周期遅
延させ、減算器２２１１に伝達する。減算器２２１１
は、振幅処理回路６０５の出力信号から遅延素子２２１
０の出力信号を減算し、結果を絶対値回路２２１２に供
給する。絶対値回路２２１２では、供給された信号の絶
対値を求め、結果を判定回路２２１３に伝達する。一
方、判定回路２２１３には、記憶回路２２１４からしき
い値θも供給されている。判定回路２２１３は、絶対値
回路２２１２から供給された信号がしきい値よりも小さ
い場合に“１”を、それ以外の場合に“０”を出力する
ように構成される。判定回路２２１３の出力が、図５の
論理積回路２２０に伝達される。すなわち、振幅処理回
路６０５の出力信号において振幅変化が小さいときに、
スイッチ２１０の切替えが実施される。
【００４８】図７に、ポストマスキングに基づく、分析
回路２２１の第２の実施例を示す。ポストマスキングと
は、ある信号サンプルに続く小振幅信号が人間の耳に知
覚されなくなる現象で、ツビッカー著、山田訳、「心理
音響学」、西村書店、１９９２年、１３２〜１４６ペー
ジ（文献１０）に詳しく記述されている。図７に示す分
析回路２２１は、遅延素子群２２１５0 ，２２１５1 ，
・・・，２２１５N-1、差分評価回路群２２１６0 ，２
２１６1 ，・・・，２２１６N-1 、制御信号発生回路２
２１７から構成される。ここに、Ｎは正整数である。振
幅処理回路６０５の出力信号は、遅延素子２２１５0 と
差分評価回路２２１６0 に供給される。遅延素子群２２
１５0 ，２２１５1 ，・・・，２２１５N-1 の各遅延素
子は、供給された信号をそれぞれ１サンプル周期遅延さ
せる、タップ付き遅延線を構成する。
回路２２１の第２の実施例を示す。ポストマスキングと
は、ある信号サンプルに続く小振幅信号が人間の耳に知
覚されなくなる現象で、ツビッカー著、山田訳、「心理
音響学」、西村書店、１９９２年、１３２〜１４６ペー
ジ（文献１０）に詳しく記述されている。図７に示す分
析回路２２１は、遅延素子群２２１５0 ，２２１５1 ，
・・・，２２１５N-1、差分評価回路群２２１６0 ，２
２１６1 ，・・・，２２１６N-1 、制御信号発生回路２
２１７から構成される。ここに、Ｎは正整数である。振
幅処理回路６０５の出力信号は、遅延素子２２１５0 と
差分評価回路２２１６0 に供給される。遅延素子群２２
１５0 ，２２１５1 ，・・・，２２１５N-1 の各遅延素
子は、供給された信号をそれぞれ１サンプル周期遅延さ
せる、タップ付き遅延線を構成する。
【００４９】差分評価回路２２１６0 は、振幅処理回路
６０５出力信号と遅延素子２２１５0 から供給された信
号の差分を評価し、その結果を制御信号発生回路２２１
７に伝達する。差分の評価は、例えば、遅延素子２２１
５0 から供給される信号から振幅処理回路６０５の出力
信号を差し引いて、その結果が予め定められたしきい値
６０５出力信号と遅延素子２２１５0 から供給された信
号の差分を評価し、その結果を制御信号発生回路２２１
７に伝達する。差分の評価は、例えば、遅延素子２２１
５0 から供給される信号から振幅処理回路６０５の出力
信号を差し引いて、その結果が予め定められたしきい値
【００５０】
【外４】
【００５１】より大きい場合には“１”を、小さい場合
には“０”を出力することで行うことができる。また、
遅延素子２２１５0 から供給される信号の絶対値から振
幅処理回路６０５の出力信号の絶対値を差し引いて、そ
の結果が予め定められたしきい値
には“０”を出力することで行うことができる。また、
遅延素子２２１５0 から供給される信号の絶対値から振
幅処理回路６０５の出力信号の絶対値を差し引いて、そ
の結果が予め定められたしきい値
【００５２】
【外５】
【００５３】より大きい場合には“１”を、小さい場合
には“０”を出力することもできる。
には“０”を出力することもできる。
【００５４】同様に、差分評価回路群２２１６0 ，２２
１６1 ，・・・，２２１６N-1 を構成する各差分評価回
路は、対応する遅延素子から供給された信号と振幅処理
回路６０５の出力信号の差分を評価し、その結果を制御
信号発生回路２２１７に伝達する。制御信号発生回路２
２１７は、差分評価回路群から供給された差分評価結果
を用いて、制御信号を生成する。制御信号の生成は、例
えば、差分評価回路群からの入力信号の一致をとって行
うことができる。すなわち、一致したときに“１”を、
一致しないときに“０”を出力する。また、差分評価回
路群からの入力信号の多数決をとり、これを制御信号と
することもできる。これは、“１”が入力の多数である
ときは“１”を、多数でないときは“０”を出力するこ
とに相当する。さらに、個々の入力信号に対応して予め
定められた独立な定数を各入力信号に乗算し、各乗算結
果の総和と予め定められたしきい値とを比較し、該総和
が該しきい値より大きい場合に“１”を、それ以外の場
合に“０”を出力することもできる。前記各乗算結果に
対して一致をとること及び多数決をとることも、すでに
述べた制御信号発生回路２２１７の動作例とできること
は、明らかである。以上の処理により、振幅処理回路６
０５の出力信号の振幅が過去より減少したときに、スイ
ッチ２１０の切替えが実施される。
１６1 ，・・・，２２１６N-1 を構成する各差分評価回
路は、対応する遅延素子から供給された信号と振幅処理
回路６０５の出力信号の差分を評価し、その結果を制御
信号発生回路２２１７に伝達する。制御信号発生回路２
２１７は、差分評価回路群から供給された差分評価結果
を用いて、制御信号を生成する。制御信号の生成は、例
えば、差分評価回路群からの入力信号の一致をとって行
うことができる。すなわち、一致したときに“１”を、
一致しないときに“０”を出力する。また、差分評価回
路群からの入力信号の多数決をとり、これを制御信号と
することもできる。これは、“１”が入力の多数である
ときは“１”を、多数でないときは“０”を出力するこ
とに相当する。さらに、個々の入力信号に対応して予め
定められた独立な定数を各入力信号に乗算し、各乗算結
果の総和と予め定められたしきい値とを比較し、該総和
が該しきい値より大きい場合に“１”を、それ以外の場
合に“０”を出力することもできる。前記各乗算結果に
対して一致をとること及び多数決をとることも、すでに
述べた制御信号発生回路２２１７の動作例とできること
は、明らかである。以上の処理により、振幅処理回路６
０５の出力信号の振幅が過去より減少したときに、スイ
ッチ２１０の切替えが実施される。
【００５５】ポストマスキングに類似の現象として、プ
リマスキングについても文献１０に記載されている。小
振幅信号が、それに続く信号にマスクされて知覚されな
い現象を言う。プリマスキングを検出するためには、信
号全体を遅延させなければならない。すなわち、図５の
構成において、スイッチ２１０の入力経路双方に遅延素
子を挿入した構成としなければならない。これに合わせ
て、受信信号１の経路においても、受信信号１が適応フ
ィルタ１２１、１２３に供給される前に、対応した遅延
量を有する遅延素子を挿入して遅延時間の調整を行う必
要がある。これらの遅延素子の遅延量は、プリマスキン
グ検出を行う時間長に依存し、例えば２サンプル遅れた
信号によるプリマスキングを検出するためには、最低２
サンプルの遅延時間を有する必要がある。さらに、図７
の差分評価回路群２２１６0 ，２２１６1 ，・・・，２
２１６N-1 における演算は、出力を反転する必要があ
る。すなわち、本来“１”が出力されるべきときに
“０”を、“０”が出力されるべきときに“１”を出力
する。この反転により、プリマスキングを検出すること
ができる。以上の処理により、振幅処理回路６０５の出
力信号の振幅が増大する直前に、スイッチ２１０の切替
えが実施される。
リマスキングについても文献１０に記載されている。小
振幅信号が、それに続く信号にマスクされて知覚されな
い現象を言う。プリマスキングを検出するためには、信
号全体を遅延させなければならない。すなわち、図５の
構成において、スイッチ２１０の入力経路双方に遅延素
子を挿入した構成としなければならない。これに合わせ
て、受信信号１の経路においても、受信信号１が適応フ
ィルタ１２１、１２３に供給される前に、対応した遅延
量を有する遅延素子を挿入して遅延時間の調整を行う必
要がある。これらの遅延素子の遅延量は、プリマスキン
グ検出を行う時間長に依存し、例えば２サンプル遅れた
信号によるプリマスキングを検出するためには、最低２
サンプルの遅延時間を有する必要がある。さらに、図７
の差分評価回路群２２１６0 ，２２１６1 ，・・・，２
２１６N-1 における演算は、出力を反転する必要があ
る。すなわち、本来“１”が出力されるべきときに
“０”を、“０”が出力されるべきときに“１”を出力
する。この反転により、プリマスキングを検出すること
ができる。以上の処理により、振幅処理回路６０５の出
力信号の振幅が増大する直前に、スイッチ２１０の切替
えが実施される。
【００５６】図５の構成例においては、分周回路２１２
の出力と分析回路２２１の出力のタイミングが一致しな
い場合には、その後、最低Ｍサンプル周期の間、スイッ
チ２１０を切り替えることができない。すなわち、スイ
ッチ２１０の切替え周期はＭサンプルの整数倍になる。
スイッチ２１０の切替え周期がＭサンプルの整数倍にな
らない遅延処理回路２００の構成も可能である。
の出力と分析回路２２１の出力のタイミングが一致しな
い場合には、その後、最低Ｍサンプル周期の間、スイッ
チ２１０を切り替えることができない。すなわち、スイ
ッチ２１０の切替え周期はＭサンプルの整数倍になる。
スイッチ２１０の切替え周期がＭサンプルの整数倍にな
らない遅延処理回路２００の構成も可能である。
【００５７】図８は、遅延処理回路２００の第３の構成
例を示すブロック図である。図５を用いて説明した第２
の構成例との相違点は、分周回路２１２と分析回路２２
１、及び論理積回路２２０に代えて、新たな分析回路２
２２を有することである。すなわち、図５の構成例で
は、スイッチ２１０の切替えを分周回路２１２と分析回
路２２１の出力の論理積で制御していたが、図８の構成
例では、振幅処理回路６０５の出力信号を分析回路２２
２で分析し、得られた分析結果と、クロック信号発生回
路２１１から分析回路２２２に供給される矩形パルスを
用いて、直接、スイッチ２１０の制御信号を生成する。
例を示すブロック図である。図５を用いて説明した第２
の構成例との相違点は、分周回路２１２と分析回路２２
１、及び論理積回路２２０に代えて、新たな分析回路２
２２を有することである。すなわち、図５の構成例で
は、スイッチ２１０の切替えを分周回路２１２と分析回
路２２１の出力の論理積で制御していたが、図８の構成
例では、振幅処理回路６０５の出力信号を分析回路２２
２で分析し、得られた分析結果と、クロック信号発生回
路２１１から分析回路２２２に供給される矩形パルスを
用いて、直接、スイッチ２１０の制御信号を生成する。
【００５８】分析回路２２２では、基本的に分析回路２
２１と同じ分析を行う。振幅処理回路６０５の出力信号
における振幅の変化分を検出することもできるし、プリ
／ポストマスキングに基づく分析を行うこともできる。
分析の結果、振幅処理回路６０５の出力信号が予め定め
られた条件を満足し、かつ直前の切替え動作から予め定
められた標本化周期（Ｍ2 Ｔ）以上の時間が経過してい
た場合に、分析回路２２２は制御信号“１”を出力す
る。ここに、Ｍ2 はＭ2 ＞１を満足する正整数である。
これ以外の場合には、制御信号として“０”を出力す
る。この制御信号はスイッチ２１０に伝達され、スイッ
チ２１０の切替えを制御する。具体的な標本化周期の評
価は、矩形パルスをカウンタで計数し、計数値を記憶素
子に蓄えた値であるＭ2 と比較する。比較の結果、両者
が等しければＭ2 Ｔ経過したと判定し、“１”を出力す
ると同時にカウンタをリセットする。
２１と同じ分析を行う。振幅処理回路６０５の出力信号
における振幅の変化分を検出することもできるし、プリ
／ポストマスキングに基づく分析を行うこともできる。
分析の結果、振幅処理回路６０５の出力信号が予め定め
られた条件を満足し、かつ直前の切替え動作から予め定
められた標本化周期（Ｍ2 Ｔ）以上の時間が経過してい
た場合に、分析回路２２２は制御信号“１”を出力す
る。ここに、Ｍ2 はＭ2 ＞１を満足する正整数である。
これ以外の場合には、制御信号として“０”を出力す
る。この制御信号はスイッチ２１０に伝達され、スイッ
チ２１０の切替えを制御する。具体的な標本化周期の評
価は、矩形パルスをカウンタで計数し、計数値を記憶素
子に蓄えた値であるＭ2 と比較する。比較の結果、両者
が等しければＭ2 Ｔ経過したと判定し、“１”を出力す
ると同時にカウンタをリセットする。
【００５９】図３で、信号不連続性による主観的な雑音
を抑圧する目的で、フィルタ２１３の係数ｃj （ｊ＝
０，１，・・・，Ｌ−１）を時変にした例をＬ＝２につ
いて説明したが、このときの係数ｃ0 （ｋ）とｃ1
（ｋ）を適切に設定することにより、図２、５、８にお
けるスイッチ２１０が不用な遅延処理回路２００を構成
することも可能である。
を抑圧する目的で、フィルタ２１３の係数ｃj （ｊ＝
０，１，・・・，Ｌ−１）を時変にした例をＬ＝２につ
いて説明したが、このときの係数ｃ0 （ｋ）とｃ1
（ｋ）を適切に設定することにより、図２、５、８にお
けるスイッチ２１０が不用な遅延処理回路２００を構成
することも可能である。
【００６０】図９は、遅延処理回路２００の第４の構成
例を示すブロック図である。入力端子２０１に供給され
た受信信号２は、フィルタ２３０に供給される。フィル
タ２３０は、供給された受信信号２をフィルタ処理して
から、出力端子２０２に供給する。フィルタ２３０に
は、クロック信号発生回路２１１及び分周回路２１２か
ら制御信号が供給される。クロック信号発生回路２１１
は、受信信号２の標本化周期Ｔに等しい周期の矩形パル
スを発生する。分周回路２１２から供給される制御信号
は、クロック信号発生回路２１１から供給されるクロッ
ク信号を分周したものである。フィルタ２３０は、これ
らの制御信号に基づいて、時変係数を制御する。
例を示すブロック図である。入力端子２０１に供給され
た受信信号２は、フィルタ２３０に供給される。フィル
タ２３０は、供給された受信信号２をフィルタ処理して
から、出力端子２０２に供給する。フィルタ２３０に
は、クロック信号発生回路２１１及び分周回路２１２か
ら制御信号が供給される。クロック信号発生回路２１１
は、受信信号２の標本化周期Ｔに等しい周期の矩形パル
スを発生する。分周回路２１２から供給される制御信号
は、クロック信号発生回路２１１から供給されるクロッ
ク信号を分周したものである。フィルタ２３０は、これ
らの制御信号に基づいて、時変係数を制御する。
【００６１】図３で、Ｌ＝２と設定した場合、ｃ0
（ｋ）は図１０に示すように、ｃ1 （ｋ）は ｃ1 （ｋ）＝１−ｃ0 （ｋ） （１０） に従って与える。ただし、図１０において、ｉは任意の
自然数とする。ｃ0 （ｋ）は、２ＭＴの周期でｃ0
（０）と０を交互にとるが、厳密には０をとる区間の最
初と最後ＪＴだけは、ｃ0 （０）から０に、又は０から
ｃ0 （０）に直線的に遷移する。ｃ1 （ｋ）が式（１
４）で与えられるので、ｃ0 （ｋ）とｃ1 （ｋ）は、ほ
とんどの時間において、どちらかが零のときは他方が非
零となる。すなわち、ｃ0 （ｋ）とｃ1 （ｋ）は排他的
となり、図３のスイッチ２１０なしにスイッチ２１０と
同等なスッチング動作を実行することができる。なお、
Ｌ≠２の場合には、フィルタ２３０の各タップが並列接
続されていると考えれば良い。すなわち、ｃ0 （ｋ）と
ｃ1 （ｋ），ｃ 2（ｋ），・・・，ｃL-1 （ｋ）は排他
的となり、どちらかが零のときは他方が非零となる。ｃ
1 （ｋ），ｃ2 （ｋ），・・・，ｃL-1 （ｋ）の各値及
びそれぞれに対するＪの値は、異なっても良い。
（ｋ）は図１０に示すように、ｃ1 （ｋ）は ｃ1 （ｋ）＝１−ｃ0 （ｋ） （１０） に従って与える。ただし、図１０において、ｉは任意の
自然数とする。ｃ0 （ｋ）は、２ＭＴの周期でｃ0
（０）と０を交互にとるが、厳密には０をとる区間の最
初と最後ＪＴだけは、ｃ0 （０）から０に、又は０から
ｃ0 （０）に直線的に遷移する。ｃ1 （ｋ）が式（１
４）で与えられるので、ｃ0 （ｋ）とｃ1 （ｋ）は、ほ
とんどの時間において、どちらかが零のときは他方が非
零となる。すなわち、ｃ0 （ｋ）とｃ1 （ｋ）は排他的
となり、図３のスイッチ２１０なしにスイッチ２１０と
同等なスッチング動作を実行することができる。なお、
Ｌ≠２の場合には、フィルタ２３０の各タップが並列接
続されていると考えれば良い。すなわち、ｃ0 （ｋ）と
ｃ1 （ｋ），ｃ 2（ｋ），・・・，ｃL-1 （ｋ）は排他
的となり、どちらかが零のときは他方が非零となる。ｃ
1 （ｋ），ｃ2 （ｋ），・・・，ｃL-1 （ｋ）の各値及
びそれぞれに対するＪの値は、異なっても良い。
【００６２】図１１は、遅延処理回路２００の第５の構
成例を示すブロック図である。入力端子２０１に供給さ
れた振幅処理回路６０５の出力信号は、フィルタ２３０
に供給される。フィルタ２３０は、供給された振幅処理
回路６０５の出力信号をフィルタ処理してから、出力端
子２０２に供給する。フィルタ２３０には、クロック信
号発生回路２１１及び論理積回路２２０から制御信号が
供給される。論理積回路２２０には、分析回路２２１及
び分周回路２１２から信号が供給される。クロック信号
発生回路２１１は、振幅処理回路６０５の出力信号の標
本化周期Ｔに等しい周期の矩形パルスを発生する。分周
回路２１２から論理積回路２２０に供給される制御信号
は、クロック信号発生回路２１１から供給されるクロッ
ク信号を分周したものである。分析回路２２１において
は、振幅処理回路６０５の出力信号を分析し、分析した
結果が予め定められた条件を満足するときには“１”
を、満足しないときには“０”を出力し、論理積回路２
２０に伝達する。論理積回路２２０には、すでに説明し
たように、分周回路２１２から“０”または“１”の制
御信号が供給されている。論理積回路２２０は、分析回
路２２１と分周回路２１２の出力、すなわち、時間情報
がＭサンプルの周期に一致していること、及び入力信号
を分析した結果が予め定められた条件を満足することの
両者が同時に成立することを検出し、その出力信号をフ
ィルタ２３０に供給する。フィルタ２３０は、これらの
制御信号に基づいて、時変係数を制御する。
成例を示すブロック図である。入力端子２０１に供給さ
れた振幅処理回路６０５の出力信号は、フィルタ２３０
に供給される。フィルタ２３０は、供給された振幅処理
回路６０５の出力信号をフィルタ処理してから、出力端
子２０２に供給する。フィルタ２３０には、クロック信
号発生回路２１１及び論理積回路２２０から制御信号が
供給される。論理積回路２２０には、分析回路２２１及
び分周回路２１２から信号が供給される。クロック信号
発生回路２１１は、振幅処理回路６０５の出力信号の標
本化周期Ｔに等しい周期の矩形パルスを発生する。分周
回路２１２から論理積回路２２０に供給される制御信号
は、クロック信号発生回路２１１から供給されるクロッ
ク信号を分周したものである。分析回路２２１において
は、振幅処理回路６０５の出力信号を分析し、分析した
結果が予め定められた条件を満足するときには“１”
を、満足しないときには“０”を出力し、論理積回路２
２０に伝達する。論理積回路２２０には、すでに説明し
たように、分周回路２１２から“０”または“１”の制
御信号が供給されている。論理積回路２２０は、分析回
路２２１と分周回路２１２の出力、すなわち、時間情報
がＭサンプルの周期に一致していること、及び入力信号
を分析した結果が予め定められた条件を満足することの
両者が同時に成立することを検出し、その出力信号をフ
ィルタ２３０に供給する。フィルタ２３０は、これらの
制御信号に基づいて、時変係数を制御する。
【００６３】図１２は、遅延処理回路２００の第６の構
成例を示すブロック図である。図１１を用いて説明した
第５の構成例との相違点は、分周回路２１２と分析回路
２２１、及び論理積回路２２０に代えて、新たな分析回
路２２２を有することである。すなわち、図１１の構成
例では、フィルタ２３０の時変係数を分周回路２１２と
分析回路２２１の出力の論理積で制御していたが、図１
２の構成例では、振幅処理回路６０５の出力信号を分析
回路２２２で分析し、得られた分析結果と、クロック信
号発生回路２１１から分析回路２２２に供給される矩形
パルスを用いて、直接、フィルタ２３０の制御信号を生
成する。
成例を示すブロック図である。図１１を用いて説明した
第５の構成例との相違点は、分周回路２１２と分析回路
２２１、及び論理積回路２２０に代えて、新たな分析回
路２２２を有することである。すなわち、図１１の構成
例では、フィルタ２３０の時変係数を分周回路２１２と
分析回路２２１の出力の論理積で制御していたが、図１
２の構成例では、振幅処理回路６０５の出力信号を分析
回路２２２で分析し、得られた分析結果と、クロック信
号発生回路２１１から分析回路２２２に供給される矩形
パルスを用いて、直接、フィルタ２３０の制御信号を生
成する。
【００６４】これまでの図１を用いた説明では、受信信
号２に対して遅延処理回路２００が適用されるような構
造を有する前処理回路５００について説明してきた。し
かし、前処理回路５００は、受信信号１に対して遅延処
理回路２００が適用されるような構造であっても、まっ
たく同じように説明できることは明らかである。
号２に対して遅延処理回路２００が適用されるような構
造を有する前処理回路５００について説明してきた。し
かし、前処理回路５００は、受信信号１に対して遅延処
理回路２００が適用されるような構造であっても、まっ
たく同じように説明できることは明らかである。
【００６５】図１３に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第２の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態との違いは、前処理回路５００と非線形処理回路６
００の順序が入れ替わっていることである。すでに説明
したように、前処理と非線形処理は独立に適用されてい
る。従って、これらの処理順序を入換えた構成でも、同
様な効果が期待できる。
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第２の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態との違いは、前処理回路５００と非線形処理回路６
００の順序が入れ替わっていることである。すでに説明
したように、前処理と非線形処理は独立に適用されてい
る。従って、これらの処理順序を入換えた構成でも、同
様な効果が期待できる。
【００６６】図１４に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第３の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態との違いは、非線形処理回路６００が非線形処理回
路６１０で置き換えられていることである。非線形処理
回路６１０は振幅処理回路６０７と６０８を含み、これ
らは全く同じ構成である。従って、非線形処理回路６０
０と非線形処理回路６１０の違いは、振幅処理回路６０
５と６０７の違いである。
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第３の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態との違いは、非線形処理回路６００が非線形処理回
路６１０で置き換えられていることである。非線形処理
回路６１０は振幅処理回路６０７と６０８を含み、これ
らは全く同じ構成である。従って、非線形処理回路６０
０と非線形処理回路６１０の違いは、振幅処理回路６０
５と６０７の違いである。
【００６７】図１５は、振幅処理回路６０７又は６０８
の構成例を示すブロック図である。図２に示した振幅処
理回路６０５又は６０６の構成例との違いは、係数乗算
器６９１に供給される信号が、受信信号１ではなくて受
信信号２であることである。従って、ｎ番目の受信信号
サンプルｘ1 （ｎ）に対する加算器６９４の出力は、入
力信号の極性が正のときはｘ1 （ｎ）＋αｘ2 （ｎ）、
負のときはｘ1 （ｎ）となる。この信号が、振幅処理回
路６０８の出力信号となる。同様にして、振幅処理回路
６０６の出力信号は、入力信号の極性が正のときはｘ2
（ｎ）＋αｘ1（ｎ）、負のときはｘ2 （ｎ）となる。
この実施例では、非線形処理に他方のチャネル信号を用
いるため、元の信号からの変化量が大きくなり、チャネ
ル間相関の削減効果が大きくなる。
の構成例を示すブロック図である。図２に示した振幅処
理回路６０５又は６０６の構成例との違いは、係数乗算
器６９１に供給される信号が、受信信号１ではなくて受
信信号２であることである。従って、ｎ番目の受信信号
サンプルｘ1 （ｎ）に対する加算器６９４の出力は、入
力信号の極性が正のときはｘ1 （ｎ）＋αｘ2 （ｎ）、
負のときはｘ1 （ｎ）となる。この信号が、振幅処理回
路６０８の出力信号となる。同様にして、振幅処理回路
６０６の出力信号は、入力信号の極性が正のときはｘ2
（ｎ）＋αｘ1（ｎ）、負のときはｘ2 （ｎ）となる。
この実施例では、非線形処理に他方のチャネル信号を用
いるため、元の信号からの変化量が大きくなり、チャネ
ル間相関の削減効果が大きくなる。
【００６８】図１６に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第４の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態と図１３に示した第２の実施の形態の関係と同じ
く、図１４に示した第３の実施の形態における前処理回
路５００と非線形処理回路６１０の順序が入れ替わった
構造となっている。第２の実施の形態と同様の理由によ
り、図１４に示した第３の実施の形態と同等の効果が期
待できる。
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第４の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態と図１３に示した第２の実施の形態の関係と同じ
く、図１４に示した第３の実施の形態における前処理回
路５００と非線形処理回路６１０の順序が入れ替わった
構造となっている。第２の実施の形態と同様の理由によ
り、図１４に示した第３の実施の形態と同等の効果が期
待できる。
【００６９】次に、受信信号２に対して遅延処理回路を
適用して遅延処理信号を生成し、受信信号１に対しては
振幅補正回路を適用する、新たな前処理回路を採用した
場合について説明する。
適用して遅延処理信号を生成し、受信信号１に対しては
振幅補正回路を適用する、新たな前処理回路を採用した
場合について説明する。
【００７０】図１７に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第５の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態との違いは、適応フィルタ１２２、１２４に供給さ
れる受信信号２が、振幅処理回路６０５によって非線形
処理されているだけでなく、適応フィルタ１２１、１２
３に供給される受信信号１が、振幅補正回路６０６によ
って振幅補正されている点である。遅延処理回路３００
は、遅延処理回路２００と同様に振幅処理回路６０５の
出力信号を処理することによって、係数を正しい値に収
束させる。振幅補正回路４００は、遅延処理回路３００
の遅延処理によって生じる音響空間における音像の移動
を、振幅処理回路６０６ の出力信号の振幅を補正する
ことによって補償する。遅延処理回路３００は、振幅補
正回路４００において振幅補正が行われるときには同時
に、振幅処理回路６０５の出力信号の振幅を補正する。
遅延処理回路３００及び振幅補正回路４００は、遅延処
理回路２００と同様に、図３、６、９、１０、１２、１
３に示した構成とすることができる。図３、６、９に示
した構成とするときにはフィルタ２１３を、図９、１
２、１３に示した構成とするときにはフィルタ２３０
を、図４とは異なった構成とする。
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第５の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態との違いは、適応フィルタ１２２、１２４に供給さ
れる受信信号２が、振幅処理回路６０５によって非線形
処理されているだけでなく、適応フィルタ１２１、１２
３に供給される受信信号１が、振幅補正回路６０６によ
って振幅補正されている点である。遅延処理回路３００
は、遅延処理回路２００と同様に振幅処理回路６０５の
出力信号を処理することによって、係数を正しい値に収
束させる。振幅補正回路４００は、遅延処理回路３００
の遅延処理によって生じる音響空間における音像の移動
を、振幅処理回路６０６ の出力信号の振幅を補正する
ことによって補償する。遅延処理回路３００は、振幅補
正回路４００において振幅補正が行われるときには同時
に、振幅処理回路６０５の出力信号の振幅を補正する。
遅延処理回路３００及び振幅補正回路４００は、遅延処
理回路２００と同様に、図３、６、９、１０、１２、１
３に示した構成とすることができる。図３、６、９に示
した構成とするときにはフィルタ２１３を、図９、１
２、１３に示した構成とするときにはフィルタ２３０
を、図４とは異なった構成とする。
【００７１】図１８は、遅延処理回路３００を図３、
６、９に示した構成としたときのフィルタ２１３の構成
例、及び遅延処理回路３００を図９、１２、１３に示し
た構成としたときのフィルタ２３０の構成例を示すブロ
ック図である。ここでは、ＬタップＦＩＲフィルタを仮
定しているが、ＩＩＲフィルタに代表されるその他の構
造であっても良い。図４に示す構成例との違いは、ｃ0
を除くすべての係数乗算器ｃ1 ，ｃ2 ，・・・，ｃL-1
に従属に別の係数乗算器ｇ1 ，ｇ2 ，・・・，ｇL-1 が
挿入されていることである。これは等価的に、図４の係
数乗算器ｃ0 ，ｃ1 ，・・・，ｃL-1 を係数乗算器ｃ
0 ，ｇ1 ｃ1 ，・・・，ｇL-1 ｃL-1 で置き換えたこと
になり、図１８に示した回路の動作は図４に示した回路
の動作と全く等しい。従って、図４に示すフィルタを用
いて、係数乗算器２１３２1 、２１３２2 、・・・、２
１３２L-1 の係数値をｃ0 ，ｃ1 ，・・・，ｃL-1 の代
わりにｇ1 ｃ1 ，・・・，ｇL-1 ｃL-1 とする構成が可
能であることは明らかである。
６、９に示した構成としたときのフィルタ２１３の構成
例、及び遅延処理回路３００を図９、１２、１３に示し
た構成としたときのフィルタ２３０の構成例を示すブロ
ック図である。ここでは、ＬタップＦＩＲフィルタを仮
定しているが、ＩＩＲフィルタに代表されるその他の構
造であっても良い。図４に示す構成例との違いは、ｃ0
を除くすべての係数乗算器ｃ1 ，ｃ2 ，・・・，ｃL-1
に従属に別の係数乗算器ｇ1 ，ｇ2 ，・・・，ｇL-1 が
挿入されていることである。これは等価的に、図４の係
数乗算器ｃ0 ，ｃ1 ，・・・，ｃL-1 を係数乗算器ｃ
0 ，ｇ1 ｃ1 ，・・・，ｇL-1 ｃL-1 で置き換えたこと
になり、図１８に示した回路の動作は図４に示した回路
の動作と全く等しい。従って、図４に示すフィルタを用
いて、係数乗算器２１３２1 、２１３２2 、・・・、２
１３２L-1 の係数値をｃ0 ，ｃ1 ，・・・，ｃL-1 の代
わりにｇ1 ｃ1 ，・・・，ｇL-1 ｃL-1 とする構成が可
能であることは明らかである。
【００７２】図１９は、振幅補正回路４００を図３、
６、９に示した構成としたときのフィルタ２１３の構成
例、及び振幅補正回路４００を図９、１２、１３に示し
た構成としたときのフィルタ２３０の構成例を示すブロ
ック図である。ここでも、ＬタップＦＩＲフィルタを仮
定しているが、ＩＩＲフィルタに代表されるその他の構
造であっても良い。図１８に示す構成例との違いは、遅
延素子２１３１1 、２１３１2 、・・・、２１３１L-1
が存在しないことである。
６、９に示した構成としたときのフィルタ２１３の構成
例、及び振幅補正回路４００を図９、１２、１３に示し
た構成としたときのフィルタ２３０の構成例を示すブロ
ック図である。ここでも、ＬタップＦＩＲフィルタを仮
定しているが、ＩＩＲフィルタに代表されるその他の構
造であっても良い。図１８に示す構成例との違いは、遅
延素子２１３１1 、２１３１2 、・・・、２１３１L-1
が存在しないことである。
【００７３】図１８と図１９のフィルタは相補的に動作
する。すなわち、対応した係数乗算器の組である２１３
７i と２１３８i （ｉ＝１，２，・・・，Ｌ−１）によ
って、音像の移動を補正する。振幅の補正によって遅延
量の変化によって生じた音像の移動を補正できる原理
は、メディカル・リサーチ・カウンシル・スペシャル・
レポート（Medical Research Coun-cil Special Repor
t）第１６６号、１９３２年、１〜３２ページ（以下文
献１１）、ジャーナル・オブ・アクースティカル・ソサ
イエティ・オブ・アメリカ（Journal of Acous-tical S
ociety of America）第３２巻、１９６０年、６８５〜
６９２ページ（以下文献１２）及びジャーナル・オブ・
アクースティカル・ソサイエティ・オブ・アメリカ（Jo
urnal of Acoustical Society of America）第９４巻、
１９９３年、９８〜１１０ページ（以下文献１３）に開
示されている。図１３の例では、遅延処理回路２００の
出力に対して遅延を生じるので、話者１１に対してスピ
ーカ３及び４によって再生される音響信号の音像は、ス
ピーカ３の方向へ移動する。これを補正して元に戻すた
めには、スピーカ４から音響空間に放射される信号の振
幅を増大させ、同時にスピーカ３から音響空間に放射さ
れる信号の振幅を減少させる。
する。すなわち、対応した係数乗算器の組である２１３
７i と２１３８i （ｉ＝１，２，・・・，Ｌ−１）によ
って、音像の移動を補正する。振幅の補正によって遅延
量の変化によって生じた音像の移動を補正できる原理
は、メディカル・リサーチ・カウンシル・スペシャル・
レポート（Medical Research Coun-cil Special Repor
t）第１６６号、１９３２年、１〜３２ページ（以下文
献１１）、ジャーナル・オブ・アクースティカル・ソサ
イエティ・オブ・アメリカ（Journal of Acous-tical S
ociety of America）第３２巻、１９６０年、６８５〜
６９２ページ（以下文献１２）及びジャーナル・オブ・
アクースティカル・ソサイエティ・オブ・アメリカ（Jo
urnal of Acoustical Society of America）第９４巻、
１９９３年、９８〜１１０ページ（以下文献１３）に開
示されている。図１３の例では、遅延処理回路２００の
出力に対して遅延を生じるので、話者１１に対してスピ
ーカ３及び４によって再生される音響信号の音像は、ス
ピーカ３の方向へ移動する。これを補正して元に戻すた
めには、スピーカ４から音響空間に放射される信号の振
幅を増大させ、同時にスピーカ３から音響空間に放射さ
れる信号の振幅を減少させる。
【００７４】文献１３によれば、受信信号１と受信信号
２の総電力を一定に保ったまま、振幅補正によって音像
を移動させるためには、それぞれの電力Ｐ1 ｄＢとＰ2
ｄＢの間に、 Ｐ1 ＋Ｐ2 ＝Ｃ （１１） という関係が成立しなければならない。ここに、Ｃは正
定数である。従って、振幅補正前に、受信信号１と受信
信号２の電力がそれぞれＰ1 バーｄＢとＰ2 バーｄＢで
あるときに、振幅補正後の受信信号１と受信信号２の電
力Ｐ1 ｄＢとＰ2ｄＢは、
２の総電力を一定に保ったまま、振幅補正によって音像
を移動させるためには、それぞれの電力Ｐ1 ｄＢとＰ2
ｄＢの間に、 Ｐ1 ＋Ｐ2 ＝Ｃ （１１） という関係が成立しなければならない。ここに、Ｃは正
定数である。従って、振幅補正前に、受信信号１と受信
信号２の電力がそれぞれＰ1 バーｄＢとＰ2 バーｄＢで
あるときに、振幅補正後の受信信号１と受信信号２の電
力Ｐ1 ｄＢとＰ2ｄＢは、
【００７５】
【数７】
【００７６】の関係を満足しなければならない。ここ
に、
に、
【００７７】
【外６】
【００７８】は、電力補正量である。このため、図１８
と１９に示すフィルタの対応する振幅補正用係数乗算器
ｇi とｆi の値は、式（１６）と（１７）から、
と１９に示すフィルタの対応する振幅補正用係数乗算器
ｇi とｆi の値は、式（１６）と（１７）から、
【００７９】
【数８】
【００８０】によって決定することができる。但し、
【００８１】
【外７】
【００８２】は、受信信号をｉサンプル遅延させたとき
に、これを補償するために必要になる電力補償係数であ
る。
に、これを補償するために必要になる電力補償係数であ
る。
【００８３】図２０は、図１９に示したフィルタの他の
構成例である。図１９においては、直列接続された係数
乗算器が複数並列に接続されているが、図２０ではこれ
が一つの係数乗算器に統合されている。入力信号は入力
端子２１３０に供給され、時変係数
構成例である。図１９においては、直列接続された係数
乗算器が複数並列に接続されているが、図２０ではこれ
が一つの係数乗算器に統合されている。入力信号は入力
端子２１３０に供給され、時変係数
【００８４】
【外８】
【００８５】を有した乗算器２１３９で
【００８６】
【外９】
【００８７】倍される。得られた出力信号は、出力端子
２１３４を介して、出力される。
２１３４を介して、出力される。
【００８８】
【外１０】
【００８９】は、次式で与えられる。
【００９０】
【数９】
【００９１】これまで、図１３及び１８〜２０を用いた
説明では、受信信号２に対して遅延処理回路３００を適
用し、受信信号１に対して振幅補正回路４００を適用す
る場合について説明してきた。しかし、これらを入れ換
えて、受信信号１に対して遅延処理回路３００を適用
し、受信信号２ に対して振幅補正回路４００を適用す
る場合についても、まったく同じように説明できること
は明らかである。
説明では、受信信号２に対して遅延処理回路３００を適
用し、受信信号１に対して振幅補正回路４００を適用す
る場合について説明してきた。しかし、これらを入れ換
えて、受信信号１に対して遅延処理回路３００を適用
し、受信信号２ に対して振幅補正回路４００を適用す
る場合についても、まったく同じように説明できること
は明らかである。
【００９２】図２１に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第６の実施の形態を示す。図１と図１３の関係と同様
に、図２１は図１７における前処理回路５１０と非線形
処理回路６００の順序を入れ替えた構造を有する。
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第６の実施の形態を示す。図１と図１３の関係と同様
に、図２１は図１７における前処理回路５１０と非線形
処理回路６００の順序を入れ替えた構造を有する。
【００９３】図２２に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第７の実施の形態を示す。図１７において、非線形処
理回路６００を非線形処理回路６１０に置き換えた構造
を有しており、その有効性は図１と図１４の関係から明
らかである。
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第７の実施の形態を示す。図１７において、非線形処
理回路６００を非線形処理回路６１０に置き換えた構造
を有しており、その有効性は図１と図１４の関係から明
らかである。
【００９４】図２３に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第８の実施の形態を示す。図２２において、非線形処
理回路６１０と前処理回路５１０の順序を入れ換えた構
造を有しており、その有効性は図１４と図１６の関係か
ら明らかである。
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第８の実施の形態を示す。図２２において、非線形処
理回路６１０と前処理回路５１０の順序を入れ換えた構
造を有しており、その有効性は図１４と図１６の関係か
ら明らかである。
【００９５】以上の実施の形態では多チャネルテレビ会
議システムを対象としたエコー除去について論じてきた
が、多チャネルエコー除去の別の応用分野である単一チ
ャネル多地点テレビ会議システムにおいてもまったく同
様の議論が成り立つ。単一チャネル多地点テレビ会議シ
ステムにおいては、通常、一つのマイクで収録した話者
の音声に対して、受信側で使用する複数スピーカの間で
希望する位置に話者が定位するような、適度な減衰量と
時間遅れを付加する処理を行なう。このような処理を施
された信号が、受信側で使用するスピーカの数だけ発生
される。受信側で使用するスピーカの数が２に等しい場
合は、図２４に示した従来例において上記の減衰と遅延
の補正を加えた２種類の信号が、第１の受信信号１及び
第２の受信信号２に相当する。従って、本発明の実施の
形態をそのまま適用することができる。
議システムを対象としたエコー除去について論じてきた
が、多チャネルエコー除去の別の応用分野である単一チ
ャネル多地点テレビ会議システムにおいてもまったく同
様の議論が成り立つ。単一チャネル多地点テレビ会議シ
ステムにおいては、通常、一つのマイクで収録した話者
の音声に対して、受信側で使用する複数スピーカの間で
希望する位置に話者が定位するような、適度な減衰量と
時間遅れを付加する処理を行なう。このような処理を施
された信号が、受信側で使用するスピーカの数だけ発生
される。受信側で使用するスピーカの数が２に等しい場
合は、図２４に示した従来例において上記の減衰と遅延
の補正を加えた２種類の信号が、第１の受信信号１及び
第２の受信信号２に相当する。従って、本発明の実施の
形態をそのまま適用することができる。
【００９６】ここでは図１に示す、第１及び第２の受信
信号１、２と、第１及び第２の混在信号１４、１５を有
する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数の受
信信号と、単数または複数の送信信号が存在する場合に
適用可能である。また、受信信号がスピーカから空間音
響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを除
去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー以外
のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対して
も適用できる。また、適応フィルタ１２１、１２２、１
２３、１２４として、ＬＭＳアルゴリズムによる非巡回
型適応フィルタを用いた例を示したが、本発明では、任
意の適応フィルタが使用可能である。例えば、ＮＬＭＳ
アルゴリズムによる非巡回型適応フィルタを用いた場合
のフィルタ係数更新は、
信号１、２と、第１及び第２の混在信号１４、１５を有
する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数の受
信信号と、単数または複数の送信信号が存在する場合に
適用可能である。また、受信信号がスピーカから空間音
響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを除
去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー以外
のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対して
も適用できる。また、適応フィルタ１２１、１２２、１
２３、１２４として、ＬＭＳアルゴリズムによる非巡回
型適応フィルタを用いた例を示したが、本発明では、任
意の適応フィルタが使用可能である。例えば、ＮＬＭＳ
アルゴリズムによる非巡回型適応フィルタを用いた場合
のフィルタ係数更新は、
【００９７】
【数１０】
【００９８】となる。適応フィルタのアルゴリズムとし
ては、文献８に記載されているシーケンシャル・リグレ
ッション・アルゴリズム（Sequantial Regression Algo
ritm：ＳＲＡ）や文献９に記載されているＲＬＳアルゴ
リズムなども使用できる。非巡回型適応フィルタの代わ
りに、巡回型を用いてもよい。また、サブバンド型適応
フィルタや変換領域の適応フィルタを用いてもよい。
ては、文献８に記載されているシーケンシャル・リグレ
ッション・アルゴリズム（Sequantial Regression Algo
ritm：ＳＲＡ）や文献９に記載されているＲＬＳアルゴ
リズムなども使用できる。非巡回型適応フィルタの代わ
りに、巡回型を用いてもよい。また、サブバンド型適応
フィルタや変換領域の適応フィルタを用いてもよい。
【００９９】
【発明の効果】本発明の多チャネルエコー除去方法及び
装置は、１つの受信信号をフィルタ処理して補助信号を
作成し、これを元の受信信号と時間多重して得られる新
たな受信信号を用いて、適応フィルタを動作させる。元
の受信信号と新たに作成された補助信号を多重して得ら
れる信号を入力として適応フィルタを動作させることに
より、１つの信号源から複数の経路を伝搬して生じたエ
コーを複数の適応フィルタで推定するために、適応フィ
ルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定とな
るという問題は起こらない。これは、実施の形態の説明
において記述したように、従来の線形結合型多チャネル
エコーキャンセラでは条件式として式（７）の３式しか
利用することができなかったが、本発明によれば、２倍
の６式を利用できるためである。従って、適応フィルタ
の係数は、一意に定まる最適値に収束する。
装置は、１つの受信信号をフィルタ処理して補助信号を
作成し、これを元の受信信号と時間多重して得られる新
たな受信信号を用いて、適応フィルタを動作させる。元
の受信信号と新たに作成された補助信号を多重して得ら
れる信号を入力として適応フィルタを動作させることに
より、１つの信号源から複数の経路を伝搬して生じたエ
コーを複数の適応フィルタで推定するために、適応フィ
ルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定とな
るという問題は起こらない。これは、実施の形態の説明
において記述したように、従来の線形結合型多チャネル
エコーキャンセラでは条件式として式（７）の３式しか
利用することができなかったが、本発明によれば、２倍
の６式を利用できるためである。従って、適応フィルタ
の係数は、一意に定まる最適値に収束する。
【０１００】また、元の受信信号と補助信号の多重化パ
ラメータを受信信号の性質に基づいて制御すると同時に
補助信号の導入によって生じる音像移動を、入力信号に
対する振幅補正処理で相殺するため、直接スピーカに供
給されて受聴される受信信号の音質劣化が抑圧され、良
好な音質を保つことができる。さらに、非線形処理と補
助信号の導入による受信信号チャネル間相関の削減に関
する相乗効果で、収束時間を短縮することができる。
ラメータを受信信号の性質に基づいて制御すると同時に
補助信号の導入によって生じる音像移動を、入力信号に
対する振幅補正処理で相殺するため、直接スピーカに供
給されて受聴される受信信号の音質劣化が抑圧され、良
好な音質を保つことができる。さらに、非線形処理と補
助信号の導入による受信信号チャネル間相関の削減に関
する相乗効果で、収束時間を短縮することができる。
【図１】本発明の多チャネルエコー除去装置の第１ の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図２】振幅処理回路６０５又は６０６の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】遅延処理回路２００の第１の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】フィルタ２１３の構成例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】遅延処理回路２００の第２の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】分析回路２２１の第１の実施例を示すブロック
図である。
図である。
【図７】分析回路２２１の第２の実施例を示すブロック
図である。
図である。
【図８】遅延処理回路２００の第３の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図９】遅延処理回路２００の第４の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】図３に示すフィルタの係数乗算器の時変係数
ｃ0 （ｋ）を表すグラフである。
ｃ0 （ｋ）を表すグラフである。
【図１１】遅延処理回路２００の第５の構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１２】遅延処理回路２００の第６の構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１３】本発明の多チャネルエコー除去装置の第２の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図１４】本発明の多チャネルエコー除去装置の第３の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図１５】振幅処理回路６０７又は６０８の構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１６】本発明の多チャネルエコー除去装置の第４の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図１７】本発明の多チャネルエコー除去装置の第５の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図１８】遅延処理回路３００に含まれるフィルタ２１
３又はフィルタ２３０の構成例を示すブロック図であ
る。
３又はフィルタ２３０の構成例を示すブロック図であ
る。
【図１９】振幅補正回路４００に含まれるフィルタ２１
３又はフィルタ２３０の第１の構成例を示すブロック図
である。
３又はフィルタ２３０の第１の構成例を示すブロック図
である。
【図２０】振幅補正回路４００に含まれるフィルタ２１
３又はフィルタ２３０の第２の構成例を示すブロック図
である。
３又はフィルタ２３０の第２の構成例を示すブロック図
である。
【図２１】本発明の多チャネルエコー除去装置の第６の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図２２】本発明の多チャネルエコー除去装置の第７の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図２３】本発明の多チャネルエコー除去装置の第８の
実施の形態を示すブロック図である。
実施の形態を示すブロック図である。
【図２４】線形結合型多チャネルエコー除去装置のブロ
ック図である。
ック図である。
１，２ 受信信号 ３，４ スピーカ ５，６，７，８ エコー ９，１０ マイク １１ 話者 １２，１３ 送信信号 １４，１５ 混在信号 １６，１７ エコー除去装置の出力信号 １８，１９ ディジタル・アナログ変換器 ２０，２１ アナログ・ディジタル変換器 １００ 線形結合型多チャネルエコー除去装置 １２１，１２２，１２３，１２４ 適応フィルタ １２５，１２６，１２７，１２８ エコーレプリカ １２９，１３０，２２１１ 減算器 ２００，３００ 遅延処理回路 ２０１，２１３０，２１３５，２１３６ 入力端子 ２０２，２１３４ 出力端子 ２１０ スイッチ ２１１ クロック信号発生回路 ２１２ 分周回路 ２１３，２３０ フィルタ ２２０ 論理積回路 ２２１，２２２ 分析回路 ４００ 振幅補正回路 ５００，５１０ 前処理回路 ６００，６１０ 非線形処理回路 ６０５，６０６，６０７，６０８ 振幅処理回路 ６９３ 乗算器 ２１３１，２２１０，２２１５ 遅延素子 ６９１，２１３２，２１３７，２１３８，２１３９ 係
数乗算器 ６９４，２１３３ 加算器 ２２１２ 絶対値回路 ２２１３ 判定回路 ２２１４ 記憶回路 ２２１６ 差分評価回路 ２２１７ 制御信号発生回路
数乗算器 ６９４，２１３３ 加算器 ２２１２ 絶対値回路 ２２１３ 判定回路 ２２１４ 記憶回路 ２２１６ 差分評価回路 ２２１７ 制御信号発生回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平11−4183（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−200092（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−343051（ＪＰ，Ａ) 杉山昭彦，マルチチャネルエコーキャ ンセラ −技術的課題と解決への挑戦 −，電子情報通信学会誌，日本，電子情 報通信学会，1998年 ３月，第81巻第３ 号，266−274 Ｙａｎｎ ＪＯＮＣＯＵＲ，Ａｋｉｈ ｉｋｏ ＳＵＧＩＹＡＭＡ，Ａ Ｓｔｅ ｒｅｏ Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｅｒ ｗｉｔｈ Ｃｏｒｒｅｃｔ Ｅｃｈｏ− Ｐａｔｈ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏ ｎ，電子情報通信学会技術研究報告，日 本，電子情報通信学会，1997年 ４月18 日，ＤＳＰ97−１，１−８ (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/23 H03H 21/00 H04M 1/60
Claims (22)
- 【請求項１】複数の受信信号と少なくとも一つの送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を用い
て生成された前記複数のエコーに対応したレプリカを差
し引くことによってエコーを除去する際に、 前記複数の受信信号の各々に対して、少なくとも一つの
自分自身とは別の受信信号を非線形処理して得た信号を
自分自身に加算する処理を適用して複数の非線形処理信
号を発生し、該複数の非線形処理信号のうち一つを選択
して非線形選択受信信号とし、該非線形選択受信信号を
フィルタ処理して処理信号を発生し、該処理信号と前記
非線形選択受信信号を時間多重して新たな受信信号と
し、該新たな受信信号及び他の非線形処理信号をそれぞ
れ対応する適応フィルタに入力して前記複数のレプリカ
を発生することを特徴とする多チャネルエコー除去方
法。 - 【請求項２】複数の受信信号と少なくとも一つの送信信
号を有するシステムにおいて、 前記複数の受信信号が空間音響経路を伝搬することによ
って、あるいは回線で漏話すること等によって生じる複
数のエコーと前記送信信号が混在する混在信号から、前
記複数の受信信号を用いて生成された前記複数のエコー
に対応したレプリカを差し引くことによってエコーを除
去する際に、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号をフィルタ処理して処理信号を発
生し、該処理信号と前記選択受信信号を時間多重して新
たな受信信号とし、該新たな受信信号及び他の受信信号
の各々に対して、少なくとも一つの自分自身とは別の受
信信号を非線形処理して得た信号を自分自身に加算する
処理を適用した後にそれぞれ対応する適応フィルタに入
力して前記複数のレプリカを発生することを特徴とする
多チャネルエコー除去方法。 - 【請求項３】複数の受信信号と少なくとも一つの送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を用い
て生成された前記複数のエコーに対応したレプリカを差
し引くことによってエコーを除去する際に、 前記複数の受信信号を非線形処理して複数の非線形処理
信号を発生し、該複数の非線形処理信号のうち一つを選
択して非線形選択受信信号とし、該非線形選択受信信号
をフィルタ処理して処理信号を発生し、該処理信号と前
記非線形選択受信信号を時間多重して新たな受信信号と
し、該新たな受信信号及び他の非線形処理信号に振幅補
正を施した後にそれぞれ対応する適応フィルタに入力し
て前記複数のレプリカを発生することを特徴とする多チ
ャネルエコー除去方法 - 【請求項４】複数の受信信号と少なくとも一つの送信信
号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が空
間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で漏
話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信信
号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を用い
て生成された前記複数のエコーに対応したレプリカを差
し引くことによってエコーを除去する際に、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号をフィルタ処理して処理信号を発
生し、該処理信号と前記選択受信信号を時間多重して新
たな受信信号とし、該新たな受信信号と他の受信信号に
対して振幅補正と非線形処理を施した後にそれぞれ対応
する適応フィルタに入力して前記複数のレプリカを発生
することを特徴とする多チャネルエコー除去方法。 - 【請求項５】前記非線形処理は、入力信号の極性に応じ
て、別のチャネルの受信信号を定数倍して入力信号に加
算することを特徴とする請求項３又は４記載の多チャネ
ルエコー除去方法。 - 【請求項６】前記選択受信信号と前記処理信号、また
は、前記非線形選択受信信号と前記処理信号を切り替え
て時間多重することを特徴とする請求項１、２、３、４
又は５記載の多チャネルエコー除去方法。 - 【請求項７】ゼロと非ゼロの値をとる複数の時変フィル
タ係数を用いて前記選択受信信号をフィルタ処理するこ
とによって、前記選択受信信号と前記処理信号、また
は、前記非線形選択受信信号と前記処理信号を時間多重
することによって得られる信号を等価的に生成すること
を特徴とする請求項１、２、３、４又は５記載の多チャ
ネルエコー除去方法。 - 【請求項８】前記選択受信信号と前記処理信号、又は前
記非線形選択受信信号と前記処理信号を時間多重する際
の周期が一定で、多重化する信号の標本化周期より長い
ことを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６又は７
記載の多チャネルエコー除去方法。 - 【請求項９】前記選択受信信号と前記処理信号、又は前
記非線形選択受信信号と前記処理信号を時間多重する際
の周期が、多重化する信号の標本化周期より長く、さら
に多重化する信号を分析した結果により変化することを
特徴とする請求項１、２、３、４、５、６又は７記載の
多チャネルエコー除去方法。 - 【請求項１０】複数の受信信号と少なくとも一つの送信
信号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が
空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
信号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を用
いて生成された前記複数のエコーに対応したレプリカを
差し引くことによってエコーを除去する装置において、 前記複数の受信信号の各々に対して、少なくとも一つの
自分自身とは別の受信信号を非線形処理して得た信号を
自分自身に加算する処理を適用して複数の非線形処理信
号を発生する非線形処理回路と、 前記複数の非線形処理信号のうち一つを選択して非線形
選択受信信号とし、該非線形選択受信信号をフィルタ処
理して処理信号を発生し、該処理信号と前記非線形選択
受信信号を時間多重する遅延処理回路を含む前処理回路
と、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、前記前処理回路の出力を受けて前記レプ
リカを生成する複数の適応フィルタと、 前記生成されたレプリカを前記混在信号から差し引く複
数の減算器を少なくとも具備し、 前記複数の減算器の出力を最小とするように前記複数の
適応フィルタを制御することを特徴とする多チャネルエ
コー除去装置。 - 【請求項１１】複数の受信信号と少なくとも一つの送信
信号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が
空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
信号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を用
いて生成された前記複数のエコーに対応したレプリカを
差し引くことによってエコーを除去する装置において、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号をフィルタ処理して処理信号を発
生し、該処理信号と前記選択受信信号を時間多重する遅
延処理回路を含む前処理回路と、 該前処理回路の出力の各々に対して、少なくとも一つの
自分自身とは別の受信信号を非線形処理して得た信号を
自分自身に加算する処理を適用して複数の非線形処理信
号を発生する非線形処理回路と、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、前記複数の非線形処理信号を受けて前記
レプリカを生成する複数の適応フィルタと、 前記生成されたレプリカを前記混在信号から差し引く複
数の減算器を少なくとも具備し、 前記複数の減算器の出力を最小とするように前記複数の
適応フィルタを制御することを特徴とする多チャネルエ
コー除去装置。 - 【請求項１２】複数の受信信号と少なくとも一つの送信
信号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が
空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
信号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を用
いて生成された前記複数のエコーに対応したレプリカを
差し引くことによってエコーを除去する装置において、 前記複数の受信信号を非線形処理して複数の非線形処理
信号を発生する非線形処理回路と、 前記複数の非線形処理信号のうち一つを選択して非線形
選択受信信号とし、該非線形選択受信信号をフィルタ処
理して処理信号を発生し、該処理信号と前記非線形選択
受信信号を時間多重して新たな受信信号とし、該新たな
受信信号及び他の非線形処理信号に対して振幅補正を施
して出力する前処理回路と、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、前記前処理回路の出力を受けて前記レプ
リカを生成する複数の適応フィルタと、 前記生成されたレプリカを前記混在信号から差し引く複
数の減算器を少なくとも具備し、前記複数の減算器の出
力を最小とするように前記複数の適応フィルタを制御す
ることを特徴とする多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項１３】複数の受信信号と少なくとも一つの送信
信号を有するシステムにおいて、前記複数の受信信号が
空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
信号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を用
いて生成された前記複数のエコーに対応したレプリカを
差し引くことによってエコーを除去する装置において、 前記複数の受信信号のうち一つを選択して選択受信信号
とし、該選択受信信号をフィルタ処理して処理信号を発
生し、該処理信号と前記選択受信信号を時間多重して新
たな受信信号とし、該新たな受信信号と他の受信信号に
対して振幅補正を施して出力する前処理回路と、 該前処理回路の出力を受けて非線形処理を施す非線形処
理回路と、 前記空間音響経路あるいは回線における漏話の経路と１
対１に対応し、前記非線形処理回路の出力を受けて前記
レプリカを生成する複数の適応フィルタと、 前記生成されたレプリカを前記混在信号から差し引く複
数の減算器を少なくとも具備し、前記複数の減算器の出
力を最小とするように前記複数の適応フィルタを制御す
ることを特徴とする多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項１４】非線形処理回路は、 入力信号の極性を判別する極性判定回路と、 別のチャネルの入力信号を定数倍する係数乗算器と、 前記極性判定回路の出力と前記係数乗算器の出力を乗算
する乗算器と、 該乗算器の出力と入力信号を加算する加算器とから構成
される振幅処理回路を複数有し、 入力信号の極性に応じて、別のチャネルの入力信号の定
数倍を入力信号に加算、又は減算して出力することを特
徴とする請求項１２又は１３記載の多チャネルエコー除
去装置。 - 【請求項１５】前処理回路は、前記選択受信信号と前記
処理信号、又は前記非線形選択受信信号と前記処理信号
を切替えて時間多重するスイッチを有することを特徴と
する請求項１０、１１、１２、１３又は１４記載の多チ
ャネルエコー除去装置。 - 【請求項１６】前処理回路は、前記複数の受信信号を受
け、ゼロと非ゼロの値をとる複数の時変係数を有するフ
ィルタで処理することによって, 前記処理信号と前記受
信信号、又は前記処理信号と前記非線形受信信号を時間
多重した処理信号を発生する時変係数フィルタを有する
ことを特徴とする請求項１０、１１、１２、１３又は１
４記載の多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項１７】前処理回路は、 前記選択受信信号と前記処理信号、又は前記非線形選択
受信信号と前記処理信号を切替えて時間多重するスイッ
チと、 多重化する信号の標本化周期より長い周期の信号を基準
クロックから分周する分周回路と、 時変係数フィルタを有し、 前記分周回路の出力である分周クロックで前記スイッチ
を切替え、前記分周クロックと前記基準クロックによっ
て前記時変係数の変化を制御することを特徴とする請求
項１５記載の多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項１８】前処理回路は、 多重化する信号の標本化周期より長い周期の信号を基準
クロックから分周する分周回路と、 時変係数フィルタを有し、 前記分周回路の出力である分周クロックと前記基準クロ
ックによって前記時変係数の変化を制御することを特徴
とする請求項１６記載の多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項１９】前処理回路は、 前記選択受信信号と前記処理信号、又は前記非線形選択
受信信号と前記処理信号を切替えて時間多重するスイッ
チと、 多重化する信号の標本化 周期より長い周期の信号を基
準クロックから分周する分周回路と、 前記選択受信信号を分析する分析回路と、 前記分周回路の出力である分周クロックと前記分析回路
の出力の一致を検出する論理積回路と、 時変係数フィルタを有し、 前記論理積回路の出力で前記スイッチを切替え、前記論
理積回路の出力と前記基準クロックによって前記時変係
数の変化を制御することを特徴とする請求項１５記載の
多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項２０】前処理回路は、 多重化する信号の標本化周期より長い周期の信号を基準
クロックから分周する分周回路と、 前記選択受信信号又は前記非線形選択受信信号を分析す
る分析回路と、 前記分周回路の出力である分周クロックと前記分析回路
の出力の一致を検出する論理積回路と、 時変係数フィルタを有し、 前記論理積回路の出力と前記基準クロックによって前記
時変係数の変化を制御することを特徴とする請求項１６
記載の多チャネルエコー除去装置。 - 【請求項２１】前処理回路は、 前記選択受信信号と前記処理信号、又は前記非線形選択
受信信号と前記処理信号を切替えて時間多重するスイッ
チと、 前記選択受信信号、又は、前記非線形選択受信信号を分
析する分析回路と、 時変係数フィルタを有し、 前記分析回路の出力で前記スイッチを切替え、前記分析
回路の出力と前記基準クロックによって前記時変係数の
変化を制御することを特徴とする請求項１５記載の多チ
ャネルエコー除去装置。 - 【請求項２２】前処理回路は、 前記選択受信信号、又は前記非線形選択受信信号を分析
する分析回路と、時変係数フィルタを有し、前記分析回
路の出力と前記基準クロックによって前記時変係数の変
化を制御することを特徴とする請求項１６記載の多チャ
ネルエコー除去装置。
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