DE69926451T2

DE69926451T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Unterdrückung von Mehrkanalechos

Info

Publication number: DE69926451T2
Application number: DE69926451T
Authority: DE
Inventors: Akihiko Minato-ku Sugiyama
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1998-09-02
Filing date: 1999-09-01
Publication date: 2006-06-01
Anticipated expiration: 2019-09-02
Also published as: US6577731B1; EP0984609A3; EP0984609B1; JP3319403B2; EP0984609A2; JP2000078061A; DE69926451D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Unterdrücken von Echos in einem System, das mehrere empfangene Signale und ein einziges oder mehrere Übertragungssignale verwendet.
Es gibt Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren oder -vorichtungen, die Echos entfernen, die dadurch erzeugt werden, dass sich empfangene Signale im System des Übertragens von mehreren empfangen Signalen oder eines einzigen oder mehrere Übertragungssignale durch räumliche Schallpfade ausbreiten. Zwei Arten von Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtungen, umfassend einen Kaskadenverbindungstyp und einen linearen gekoppelten Typ, wurden im Technical Report of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers (IEICE) of Japan, Vol. 84, Nr. 330, S. 7–14, CS-84-178 (nachfolgend als Referenz 1 bezeichnet) vorgeschlagen. Gemäß Referenz (1) ist der Kaskadenverbindungstyp dem linearen gekoppelten Typ in der Echounterdrückungsleistung unterlegen, was durch bauliche Beschränkungen verursacht wird. Im folgenden wird der Fall, in dem eine lineare gekoppelte Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung (Echounterdrücker) zusammen mit empfangenen Signalen und Übertragungssignalen auf ein Zweikanalsystem angewendet wird, als Stand der Technik beschrieben.
19 zeigt einen linearen gekoppelten Mehrkanal-Echounterdrücker. Der erste Lautsprecher 3 reproduziert das erste empfangene Signal 1. Der zweite Lautsprecher 4 reproduziert das zweite empfangene Signal 2. Das erste Echo 5, das als das Signal erzeugt wird, das sich über räumliche Schallpfade vom ersten Lautsprecher 3 zum ersten Mikrofon 9 ausbreitet, und das zweite Echo 6, das als das Signal erzeugt wird, das sich durch räumliche Schallpfade vom zweiten Lautsprecher 4 zum ersten Mikrofon 9 ausbreitet, werden zum ersten Übertragungssignal 12 oder zur Stimme des Sprechers 11, die mit dem ersten Mikrofon 9 empfangen wird, addiert, so dass ein erstes gemischtes Signal 14 erzeugt wird. Auf ähnliche Weise werden das dritte Echo 7, das als das Signal erzeugt wird, das sich über die räumlichen Schallpfade vom ersten Lautsprecher 3 zum zweiten Mikrofon 10 ausbreitet, und das vierte Echo 8, das als das Signal erzeugt wird, das sich durch räumliche Schallpfade vom zweiten Lautsprecher 4 zum zweiten Mikrofon 10 ausbreitet, zum zweiten Übertragungssignal 13 oder zur Stimme des Sprechers 11 addiert, die mit dem zweiten Mikrofon 10 empfangen wird, so dass ein zweites gemischtes Signal 15 erzeugt wird.
Um die in das erste gemischte Signal 14 eingeführten Echos zu entfernen, empfängt der erste adaptive Filter 121 das erste empfangene Signal 1 und erzeugt dann eine Echonachbildung 125, die dem ersten Echo 5 entspricht. Der zweite adaptive Filter 122 empfängt das zweite empfangene Signal 2 und erzeugt dann eine Echonachbildung 126, die dem zweiten Echo 6 entspricht. Der erste Subtrahierer 129 subtrahiert die Echonachbildungen 125 und 126, die dem ersten Echo 5 bzw. dem zweiten Echo 6 entsprechen, von dem ersten gemischten Signal 14. Der erste und der zweite adaptive Filter 121 und 122 werden gesteuert, um die Ausgabe des ersten Subtrahierers 129 zu minimieren. Die Ausgabe des ersten Subtrahierers 129 wird zum ersten Ausgangssignal 16 des Echounterdrückers 100.
Um die in das zweite gemischte Signal 15 eingeführten Echos zu entfernen, empfängt der dritte adaptive Filter 123 das erste empfangene Signal 1 und erzeugt dann eine Echonachbildung 127, die dem dritten Echo 7 entspricht. Der vierte adaptive Filter 124 empfängt das zweite empfangene Signal 2 und erzeugt dann eine Echonachbildung 128, die dem vierten Echo 8 entspricht. Der zweite Subtrahierer 130 subtrahiert die Nachbildungen 127 und 128, die dem dritten Echo 7 bzw. dem vierten Echo 8 entsprechen, vom zweiten gemischten Signal 15. Der dritte und der vierte adaptive Filter 123 und 124 werden gesteuert, um die Ausgabe des zweiten Subtrahierers 130 zu minimieren. Die Ausgabe des zweiten Subtrahierers 130 wird das zweite Ausgangssignal 17 des Echounterdrückers 100.
Im Mehrkanal-Telekonferenzsystem, das eines der wichtigen Anwendungen für Mehrkanal-Echounterdrückung ist, empfangen mehrere Mikrofone Stimmen von Sprechern. Daher können empfangene Signal von jedem Mikrofon näherungsweise als Signale mit einer Abschwächung und einer Verzögerung betrachtet werden, die jeweils vom Abstand zwischen dem Sprecher und dem Mikrofon abhängen. Die gegenseitige Korrelation zwischen empfangenen Signalen in verschiedenen Kanälen wird sehr hoch. Wir nehmen nun an, dass das zweite empfangene Signal 2 als verzögerte Version des ersten empfangenen Signals 2 erzeugt wurde, ein Echopfad als endlicher Impulsantwortfilter modelliert werden kann und ein Echounterdrücker Linearkombination mit adaptiven endlichen Impulsantwortfiltern verwendet.
Es wird nun angenommen, dass x₁(n) ein erstes empfangenes Signal 1 zur Zeit n, x₂(n) ein zweites empfangenes Signal 2 zur Zeit n und d(n) ein Echo ist, das in das gemischte Signal 14 eingeführt wird. Wenn die Zeitdifferenzen zwischen den ersten empfangenen Signalen 1 und den zweiten empfangenen Signalen 2 n_d (natürliche Zahl) ist, wird x₂(n) durch x2(n) = x1(n – nd) (1)ausgedrückt.
Zur Vereinfachung nehmen wir nun an, dass alle räumlichen Schallpfade, die im Bereich vom ersten und zweiten Lautsprecher 3 und 4 bis zum ersten und zweiten Mikrofon 9 und 10 liegen, die gleiche Impulsantwortlänge (N) aufweisen. Das in das gemischte Signal 14 gemischte Echo d(n) ist die Summe des Echos 5 und des Echos 6 und wird durch
ausgedrückt, wobei h_1,j ein Impulsantwortabtastwert eines räumlichen Schallpfades, der im Bereich vom Lautsprecher 3 bis zum Mikrofon 9 liegt, h_2,i ein Impulsantwortabtastwert eines räumlichen Schallpfades, der im Bereich vom Lautsprecher 4 bis zum Mikrofon 9 liegt, und i eine ganze Zahl zwischen 0 und N – 1 ist.
Wenn x₂(n) durch Einsetzen von Gleichung (1) in (2) eliminiert wird, wird die folgende Gleichung (3) erhalten:
Die durch jeden der adaptiven Filter 121 und 122 erzeugte Echonachbildung d(n) Dach wird durch
ausgedrückt, wobei w_1,i(n) der i-te Filterkoeffizient des adaptiven Filters 121 und w_2,i(n) der i-te Filterkoeffizient des adaptiven Filters 122 ist.
Wenn x₂(n) durch Einsetzen von Gleichung (1) in Gleichung (4) eliminiert wird, wird die folgende Gleichung (5) erhalten:
Das Restecho e(n) wird durch
ausgedrückt.
Die Bedingung des vollständigen Eliminierens von Echos aus Gleichung (6) wird durch
ausgedrückt.
Der folgende Ausdruck wird durch Gleichung (7) eindeutig bestimmt.
Es ist jedoch klar, dass der folgende Ausdruck eine unbegrenzte Anzahl an Lösungen aufweist.
Insbesondere die Lösungen der folgenden Gleichung hängen von Werten von n_d ab.
Das heißt, dass eine durch eine Verlagerung der Position des Sprechers verursachte Änderung von n_d zu einer Änderung der Lösung führt. Das bedeutet, dass sich die Echounterdrückungsleistung selbst ohne Abweichungen im Echopfad verschlechtert. Daraus entsteht ein Hindernis für Anwendungen in tatsächlichen Umgebungen. In diesen Erörterungen wurden die adaptiven Filter 121 und 122 angenommen, die verwendet werden, um in das gemischte Signal 14 gemischte Echos zu entfernen. Auf ähnliche Weise ist diese Erörterung auf die adaptiven Filter 123 und 124 anwendbar.
Um die oben erwähnten Probleme zu lösen, gibt es ein Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren, bei denen adaptive Filter, die gemischten Signalen eins zu eins entsprechen, Echonachbildungen als Antwort auf ein empfangenes Signal erzeugen. Daher kann ein adaptiver Filter pro Kanal Echos schätzen, die durch Signale erzeugt werden, die sich auf mehreren Pfaden von einer einzigen Schallquelle ausbreiten. Dieses Verfahren wurde in den IEEE Proceedings of International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. 2, 1994, S. 245–248 (im Folgenden als Referenz 2 bezeichnet) vorgeschlagen.
Das Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren der Referenz 2 kann unbestimmte Lösungen vermeiden, weil ein adaptiver Filter das in einem Kanal erzeugte Echo entfernt. Als Ergebnis werden die adaptiven Filterkoeffizienten zu optimalen Werten zusammengeführt, die eindeutig bestimmt werden. Referenz 2 offenbart jedoch Auswertungsergebnisse, die die Tatsache beweisen, dass sich die Echounterdrückung verschlechtert, wenn die Parameter, die durch die verwendete Umgebung bestimmt werden, wie z.B. die Orte der Mikrofone, die die Stimme des Sprechers empfangen, nicht innerhalb eines bestimmten Bereichs liegen. Daher muss unter Berücksichtigung der Verwendung in einer breiten Vielfalt von Umgebungen ein Mehrkanal-Echounterdrücker basierend auf Linearkombination verwendet werden.
Basierend auf der oben erwähnten Voraussetzung gibt es ein Verfahren zum eindeutigen Bestimmen der adaptiven Filterkoeffizienten für einen Mehrkanal-Echounterdrücker basierend auf Linearkombination, wobei das empfangene Signal verzögert und dann abwechselnd als neues empfangenes Signal und als verzögertes Signal anstelle des empfangenen Signals ausgewählt wird. Dieses Verfahren wurde in Technical Report, the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan, Vol. DSP97-1, 1997, S. 1–8 (im Folgenden als Referenz 3 bezeichnet) vorgeschlagen. In diesem Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren wird die Anzahl der Bedingungen, die zum Berechnen von adaptiven Filterkoeffizienten verwendet werden, aufgrund der Einführung der verzögerten empfangenen Signale erhöht, und daher treten keine unbestimmten Lösungen auf. Als Folge konvergieren die adaptiven Filterkoeffizienten zu optimalen Werten, die eindeutig bestimmt werden. Es kann jedoch oft eine Verschiebung des Schallbildes wahrgenommen werden, wenn das empfangene Signal zwischen dem Original und seiner verzögerten Version getauscht wird. Um ein solches Problem zu überwinden, gibt es ein Verfahren zum Korrigieren der Signalgrößen in beiden Kanälen, wenn das empfangene Signal und das verzögerte empfangene Signal getauscht werden. Dieses Verfahren wurde in den Proceedings of the 12-th digital signal processing symposium of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan, 1997, S. 531–536 (im Folgenden als Referenz 4 bezeichnet) vorgeschlagen. Darüber hinaus gibt es ein Verfahren, das adaptive Filterkoeffizienten durch Anwendung von nicht-linearer Bearbeitung der empfangenen Signale in beiden Kanälen anstelle des Tauschens des empfangenen Signals und des verzögerten empfangenen Signals eindeutig bestimmen kann. Dieses Verfahren wurde in Proceedings of the IEEE International Conference on Acoustic, Speech and Signal Proceeding, Vol. 1, 1997, S. 303–306 (im Folgenden als Referenz 5 bezeichnet) vorgeschlagen. Das in Referenz 4 offenbarte Verfahren liefert jedoch verglichen mit dem Mehrkanal-Echounterdrücker basierend auf Linearkombination eine langsame Konvergenzrate. Darüber hinaus offenbart Proceeding of the IEEE International Conference on Acocustic, Speech and Signal Processing, Vol. 6, 1998, S. 3677–3680 (im Folgenden als Referenz 6 bezeichnet), dass das Verfahren in Referenz 5 verglichen mit dem Verfahren in Referenz 4 eine langsamere Konvergenzrate liefert.
Wie im Detail durch Bezugnahme auf 19 beschrieben, weisen das herkömmliche Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren und die herkömmliche Vorrichtung einen Nachteil darin auf, dass die Lösungen der adaptiven Filterkoeffizienten unbestimmt sind und nicht garantiert ist, dass sie gleich den durch die Impulsantworten in den Echopfaden eindeutig bestimmten Lösungen sind. Darüber hinaus kann in dem in Referenz 3 vorgeschlagenen Verfahren oft eine Verschiebung eines Schall-(oder Ton-)Bildes wahrgenommen werden, wenn das empfangene Signal oder das verzögerte empfangene Signal ausgewählt wird. Darüber hinaus ist die Konvergenz in den in den Referenzen 4 und 5 vorgeschlagenen Verfahren verglichen mit dem herkömmlichen Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren oder der herkömmlichen Vorrichtung langsam.
JONCOUR, Y. und SUGIYAMA, A. "A stereo echo canceller with correct echo-path identification", Technical Report of the IEICE, DSP97-1, IE97-1, April 1997 (04-1997), Seiten 1–8, offenbart ein Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren umfassend Vorbearbeitung eines ausgewählten aus einer Mehrzahl von empfangenen Signalen.
EP 0 841 799 A offenbart ein ähnliches Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren und eine Vorrichtung mit hervorragender Tonqualität und einer kurzen Konvergenzzeit bereitzustellen, wobei die Koeffizientenwerte der adaptiven Filter zu korrekten Werten zusammengeführt werden, die durch die Impulsantworten der Echopfade eindeutig bestimmt werden.
Die Erfindung löst diese Aufgabe mit den Merkmalen der Ansprüche 1 und 9.
In der Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung werden empfangene Signale nicht-linear bearbeitet, während eines, das durch Verzögern eines empfangenen Signals erhalten wird, als neues empfangenes Signal verwendet wird.
Genau gesagt weist die Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung Größenbearbeitungsschaltungen zum nicht-linearen Bearbeiten empfangener Signale und eine Verzögerungsbearbeitungsschaltung zum Verzögern des empfangenen Signals 2 und zum anschließenden Zuführen des verzögerten Signals an adaptive Filter und an einen Digital/Analog-Konverter (DAC) auf.
Weiterhin bearbeitet die Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung die empfangenen Signale nicht-linear. Die Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung verwendet außerdem ein verzögertes empfangenes Signal als neues empfangenes Signal und wendet auf die anderen Eingangssignale eine Größenkorrektur an.
Genau gesagt weist die Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung eine Größenbearbeitungsschaltung zum nicht-linearen Bearbeiten des empfangenen Signals, eine Verzögerungsbearbeitungsschaltung zum Verzögern eines nicht-linear bearbeiteten Signals und zum anschließenden Zuführen des verzögerten Signals an die adaptiven Filter 122 und 124 und den Digital/Analog-Konverter, eine Größenbearbeitungsschaltung zum nicht-linearen Bearbeiten des empfangenen Signals und eine Größenkompensierschaltung zum Korrigieren der Größe des nicht-linear bearbeiteten Signals und zum anschließenden Zuführen des korrigierten Signals an die adaptiven Filter und den Digital/Analog-Konverter auf.
In der Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung und/oder dem Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein empfangenes Signal gefiltert, um ein Zusatzsignal zu erzeugen. Der adaptive Filter wird unter Verwendung eines neues Signals betrieben, das durch Zeitmultiplexen eines ursprünglichen empfangenen Signals und des erzeugten Zusatzsignals erhalten wird. Eine Mehrzahl adaptiver Filter schätzt Echos, die durch Ausbreiten von einer Signalquelle in mehreren Pfaden verursacht werden. Aus diesem Grund lässt eine Erhöhung der Anzahl der Bedingungen zum Lösen der adaptiven Filterkoeffizienten die Lösungen bestimmt werden, wodurch die bestehenden Probleme der unbestimmten Koeffizienten eliminiert werden. Daher werden die adaptiven Filterkoeffizienten auf optimale Werte zusammengeführt, die eindeutig bestimmt werden. Darüber hinaus werden die Multiplexparameter des ursprünglichen empfangenen Signals und des Zusatzsignals basierend auf der Art des empfangenen Signals gesteuert, während eine durch Einführung des Zusatzsignals verursachte Bewegung des Tonbildes im Größenkorrekturprozess am Eingangssignal unterdrückt wird. Daher wird die Verschlechterung der Tonqualität des hörbaren empfangenen Signals, das dem Lautsprecher direkt zugeführt wird, unterdrückt, so dass eine gute Tonqualität beibehalten werden kann. Darüber hinaus kann der synergistische Effekt des Einführens der nicht-linearen Bearbeitung und des Zusatzsignals die Konvergenzzeit verkürzen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden nach dem Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung und der Zeichnungen deutlicher, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines Mehrkanal-Echounterdrückers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
2 ein Blockdiagramm ist, dass die Konfiguration der Größenverarbeitungsschaltung 607 oder 608 darstellt;
3 ein Blockdiagramm ist, das eine erste Konfiguration der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 darstellt;
4A und 4B Blockdiagramme sind, die die Konfiguration des Filters 213 darstellen;
5 ein Blockdiagramm ist, das die zweite Konfiguration der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 darstellt;
6 ein Blockdiagramm ist, das die Analyseschaltung 221 gemäß einem ersten Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ein Blockdiagramm ist, das die Analyseschaltung 221 gemäß einem zweiten Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
8 ein Blockdiagramm ist, das die dritte Konfiguration der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 darstellt;
9 ein Blockdiagramm ist, das die vierte Konfiguration der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 darstellt;
10 ein Graph ist, der die zeitliche Veränderung des Koeffizienten c₀(k) des Koeffizientenmultiplizierers des in 3 gezeigten Filters darstellt;
11 ein Blockdiagramm ist, das die fünfte Konfiguration der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 darstellt;
12 ein Blockdiagramm ist, das die sechste Konfiguration der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 darstellt;
13 ein Blockdiagramm ist, das einen Mehrkanal-Echounterdrücker gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
14 ein Blockdiagramm ist, das einen Mehrkanal-Echounterdrücker gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
15 ein Blockdiagramm ist, das die Konfiguration des Filters 213 oder 230 in der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 darstellt;
16 ein Blockdiagramm ist, das die erste Konfiguration des Filters 213 oder 230 in der Größenkompensierschaltung 400 darstellt;
17 ein Blockdiagramm ist, das die zweite Konfiguration des Filters 213 oder 230 in der Größenkompensierschaltung 400 darstellt;
18 ein Blockdiagramm ist, das einen Mehrkanal-Echounterdrücker gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
19 ein Blockdiagramm ist, das einen Mehrkanal-Echounterdrücker des Standes der Technik basierend auf Linearkombination darstellt.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Nachfolgend werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung detailliert mit Bezug auf die beigefügten Figuren beschrieben. Es wird nun angenommen, dass ein Zweikanal-Schallechounterdrücker verwendet wird, der ein erstes empfangenes Signal, ein zweites empfangenes Signal, ein erstes gemischtes Signal und ein zweites gemischtes Signal aufweist. Dieser Schallechounterdrücker kann Schallechos entfernen, die durch empfangene Signale verursacht werden, die sich von einem Lautsprecher über einen räumlichen Schallpfad zu einem Mikrofon ausbreiten.
1 zeigt einen Mehrkanal-Echounterdrücker mit zwei empfangenen Signalen und zwei Übertragungssignalen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieser Mehrkanal-Echounterdrücker unterscheidet sich vom Mehrkanal-Echounterdrücker basierend auf Linearkombination der 19 dadurch, dass die nicht-lineare Bearbeitungsschaltung 610 und die Vorbearbeitungsschaltung 500 das den adaptiven Filter 122 und 124 zugeführte empfangene Signal 2 bearbeiten. Das erste gemischte Signal 14 und das zweite gemischte Signal 15 werden auf ähnliche Weise erzeugt wie in dem in 19 gezeigten Mehrkanal-Echounterdrücker. In der nicht-linearen Bearbeitungsschaltung 610 bearbeitet die Größenbearbeitungsschaltung 607 das empfangene Signal 2 nicht-linear, während die Größenbearbeitungsschaltung 608 das empfangene Signal 1 nicht-linear bearbeitet. Das erste und zweite empfangene Signal 1 und 2, die nicht-linear bearbeitet werden, werden an die Bearbeitungsschaltung 500 weitergeleitet. Wenn es eine geringe Differenz zwischen den empfangenen Signalen 1 und 2 gibt, vergrößert der nicht-lineare Bearbeitung diese, wodurch die Korrelation zwischen den empfangenen Signalen in diesen Kanälen verringert wird. Das bedeutet, dass die adaptiven Filterkoeffizienten richtig identifiziert werden. Wie oben beschrieben, führt die nicht-lineare Bearbeitung allein jedoch zu einer langsamen Konvergenzrate. Aus diesem Grund ist es beabsichtigt, die Korrelation zwischen den Kanälen weiter zu verringern, indem zusätzlich die Vorbearbeitungsschaltung 500 verwendet wird. Die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 in der Vorbearbeitungsschaltung 500 bearbeitet die Ausgabe der nicht-linearen Bearbeitungsschaltung 610 und überträgt das verzögerte Bearbeitungssignal dann an die adaptiven Filter 122 und 124 und den Digital/Analog-Konverter (DAC) 19.
2 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration der Größenbearbeitungsschaltung 607 oder 608 darstellt. Die Größenbearbeitungsschaltung 608 besteht aus dem Koeffizientenmultiplizierer 691, der das empfangenen Signal 2 empfängt, und der Polaritätserkennungsschaltung 692, die das empfangene Signal 1 empfängt. Der Koeffizientenmultiplizierer 691 multipliziert das Eingangssignal oder das empfangene Signal 2 mit α. Die Polaritätserkennungsschaltung 692 gibt 1 aus, wenn die Polarität des Eingangssignals positiv ist, und 0, wenn die Polarität des Eingangssignals negativ ist. Der Multiplizierer 693 empfängt die Ausgabe des Koeffizientenmultiplizierers 691 und die Ausgabe der Polaritätserkennungsschaltung 692 und gibt das Produkt an den Addierer 694 aus. Der Addierer 694 weist den anderen Eingangsanschluss auf, der das empfangene Signal 1 ohne Änderung empfängt. Das heißt, dass der Addierer 694 mit Bezug auf die n-ten empfangenen Signalabtastungen x₁(n) und x₂(n) entweder (x₁(n) + αx₂(n)) ausgibt, wenn die Polarität der n-ten empfangenen Signalabtastung x₁(n) positiv ist, oder x₁(n) erzeugt, wenn die Polarität der n-ten empfangenen Signalabtastung x₁(n) negativ ist. Das erzeugte Signal wird das Ausgangssignal der Größenbearbeitungsschaltung 608. Auf ähnliche Weise erzeugt die Größenbearbeitungsschaltung 607 (x₂(n) + αx₁(n)), wenn die Polarität des Eingangssignals positiv ist, und x₂(n), wenn die Polarität des Eingangssignals negativ ist. Da der andere Kanal für die nicht-lineare Bearbeitung verwendet wird, wird die Abweichung vom ursprünglichen Signal groß. Daher kann die Verringerung der Korrelation zwischen den Kanälen groß sein.
3 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 darstellt. Die Größenbearbeitungsschaltung 607 gibt ihr Ausgangssignal über den Eingangsanschluss 201 an einen Eingangsanschluss des Schalters 210 und des Filters 213 ein. Der Filter 213 filtert das Signal von der Größenbearbeitungsschaltung 607 und gibt das gefilterte Signal dann an den anderen Eingangsanschluss des Schalters 210 ein. Mit anderen Worten werden das Signal von der Größenbearbeitungsschaltung 607 und das durch Filtern des Signals von der Größenbearbeitungsschaltung 607 mit dem Filter 213 erhaltene Signal den beiden Eingangsanschlüsse des Schalters 210 zugeführt. Der Frequenzteiler 212 gibt ein Steuersignal an den Schalter 210 ein. Das Steuersignal wird durch Frequenzteilen des Taktsignals vom Taktsignalerzeuger 211 erzeugt. Rechteckige Impulse, deren Periode gleich der Abtastperiode T des empfangenen Signals 2 ist, werden als Taktsignal erzeugt. Nur aus praktischen Erklärungsgründen ist der Taktsignalerzeuger 21 in 3 gezeigt. Tatsächlich ist es selten, dass die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 einen zugeordneten Taktsignalerzeuger aufweist. In diesem Fall wird dem Frequenzteiler 212 ein dem gesamten System gemeinsames Signal von außerhalb der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 zugeführt. Wenn der Frequenzteiler 212 ein 1/M-Frequenzteiler zum Teilen der Frequenz des Eingangssignals durch einen Faktor 1/M ist, gibt der Frequenzteiler 212 abwechselnd mit einer Periode von MT/2 ein Niveau von "1" und ein Niveau von "0" an den Schalter 210 aus. Der Schalter 210 wählt das Signal von der Größenbearbeitungsschaltung 607 oder das Ausgangssignal vom Filter 213 synchron mit der vorausgehenden Kante eines rechteckigen Impulses vom Frequenzteiler 212 aus, um es an den Ausgangsanschluss 202 weiterzuleiten. Das durch die oben erwähnte Prozedur verzögerte Signal wird als vorbearbeitetes Signal vom Ausgangsanschluss 202 ausgegeben.
4A ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration des Filters 213 darstellt. Hier wird ein L-Anzapf-FIR-(Finite Impulse Response = endlicher Impulsantwort-)Filter als Filter 213 angenommen. Es kann jedoch auch eine andere Art von Filter wie z.B. ein IIR-Filter als Filter 213 verwendet werden. Mit Bezug auf 4A empfängt der Eingangsanschluss 2130 das Ausgangssignal von der Größenbearbeitungsschaltung 607 in 1. Das Signal des Ausgangsanschlusses 2134 wird dem Schalter 210 in 3 zugeführt. Das Signal des Eingangsanschlusses 2130 wird dem Verzögerungselement 2131₁ und dem Koeffizientenmultiplizierer 2132₀ zugeführt. Jedes der Verzögerungselemente 2131₁ , 2131₂ , ..., 2131_L-1 ist ein Einheitsverzögerungselement zum Verzögern des Eingangssignals um eine Abtastung. Die Verzögerungselemente sind in Kaskadenform verbunden, um eine angezapfte Verzögerungsleitung mit L Anzapfstellen zu bilden. Die Koeffizientenmultiplizierer 2132₀ , 2132₁ , ..., 2132_L-1 weisen Koeffizienten c₀, c₁, ..., c_L-1 auf. Für L = 2, c₀ = 0 und c₁ = 1 besteht der Filter 213 zum Beispiel nur aus dem Verzögerungselement 2131₁ , wie in 4B gezeigt. Für M = 1, das heißt für den Fall, dass der Frequenzteiler 212 in 3 die Frequenz nicht teilt, ist die in 4B gezeigte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dem im Technical Report of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan, Vol. DSP96-100, 1996, S. 17–24 (Referenz 7) offenbarten Verfahren äquivalent. Referenz 7 zeigt analytisch, dass die adaptiven Filterkoeffizienten eindeutig bestimmt werden.
Wir betrachten nun M > 1. In diesem Fall ist es offensichtlich, dass die Zahl der Bedingungen zum Berechnen der adaptiven Filterkoeffizienten die gleiche wie die für M = 1 ist. Folglich können die adaptiven Filterkoeffizienten eindeutig bestimmt werden. Selbst allgemeine Fälle, in denen der Filter 213 nicht durch L = 2, c₀ = 0 und c₁ = 1 ausgedrückt werden kann, können auf ähnliche Weise behandelt werden. Wenn die Ausgabe des Filters 213 dem Eingangssignal äquivalent ist, das heißt, der Filter 213 wird durch L = 1 und c₀ = 1 ausgedrückt, hängt die Ausgabe der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 vom Status des Schalters 210 ab. Folglich ist die Anzahl der Bedingungen zum Berechnen von adaptiven Filterkoeffizienten die gleiche wie in dem Fall, dass der Filter 213 durch L = 2, c₀ = 0 und c₁ = 1 ausgedrückt wird. Daher können die adaptiven Filterkoeffizienten eindeutig bestimmt werden.
Außer für M = unendlich tritt eine Diskontinuität in der Ausgabe des Schalters 210 verursacht durch den Schaltschritt des Schalters 210 auf. Diese Signaldiskontinuität wird subjektiv als Rauschen wahrgenommen. Die Frequenz des Rauschens ist umgekehrt proportional zum Wert von M. Da M einen großen Wert hat, ist es schwieriger, die Signaldiskontinuität verglichen mit einem M mit kleinem Wert wahrzunehmen; die Wahrnehmung selbst ist jedoch unvermeidbar. Referenz 3 offenbart, dass das Rauschen durch zeitliche Veränderung der Koeffizienten c_j (mit j = 0, 1, ..., L – 1) des Filters 213 unterdrückt werden kann, sowie ein Beispiel, wie die zeitvariablen Koeffizienten zu steuern sind.
Als Koeffizientenaktualisierungsalgorithmus für die adaptiven Filter 121, 122, 123 und 124 wird in "Adaptive Signal Processing", 1985, S. 99–113, Prentice-Hall Inc., USA (im Folgenden als Referenz 8 bezeichnet) der LMS-Algorithmus offenbart, und in "Adaptive Filters", 1985, S. 49–56, Kulwer Academic Publications, USA (im Folgenden als Referenz 9 bezeichnet) wird der normalisierte LMS-(NLMS)-Algorithmus offenbart. Es wird nun angenommen, dass die adaptiven Filter 121 und 122 unter Verwendung des LMS-Algorithmus mit den gleichen Schrittgrößen gesteuert werden. Der i-te Koeffizient des adaptiven Filters 121 w_1,i(n + 1) nach der (n + 1)-ten Adaptation wird durch ihren Wert w_1,i(n) nach der n-ten Adaptation wie folgt ausgedrückt: w1,i(n + 1) = w1,i(n) + μe1(n)x1(n – i) (8)
Der i-te Koeffizient des adaptiven Filters 122 w_2,i(n + 1) nach der (n + 1)-ten Adaptation wird durch seinen Wert w_2,i(n) nach der n-ten Adaptation wie folgt ausgedrückt: w2,i(n + 1) = w2,i(n) + μe2(n)x1(n – nd – i) (9)
Dies ist auf die Koeffizientenadaptation der adaptiven Filter 123 und 124 anwendbar.
5 ist ein Blockdiagramm, das die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 mit der zweiten Konfiguration darstellt. Die zweite Konfiguration unterscheidet sich von der ersten Konfiguration in 3 darin, dass die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 zusätzlich zum Frequenzteiler 212 die Analyseschaltung 221 und die UND-Schaltung 220 aufweist. In der ersten Konfiguration in 3 ändert der Schalter 210 seinen Status alle M Abtastungen. In der Konfiguration in 5 ändert der Schalter 210 seinen Status jedoch entsprechend dem logischen Produkt des Ausgangssignals des Frequenzteilers 212 und des Ausgangssignals von der Analyseschaltung 221. Die Analyseschaltung 221 analysiert das Ausgangssignal von der Größenbearbeitungsschaltung 607. Die Analyseschaltung 221 erzeugt "1", wenn das Analyseergebnis eine vorbestimmte Bedingung erfüllt, und "0", wenn das analysierte Ergebnis die vorbestimmte Bedingung nicht erfüllt, und gibt es dann an die UND-Schaltung 220 aus. Der Frequenzteiler 212 führt der UND-Schaltung 220 ein Steuersignal "0" oder "1" zu. Die UND-Schaltung 220 erkennt, dass die Ausgaben von der Analyseschaltung 221 und dem Frequenzteiler 212 identisch sind, d.h., dass die Zeitinformation mit einer Periode von M Abtastungen übereinstimmt und die Analyseergebnisse der Eingabe die vorbestimmte Bedingung gleichzeitig erfüllt, und gibt dann das Signal aus, um das Schalten des Schalters 210 zu steuern.
Es können verschiedene Verfahren betrachtet werden, um die Ausgabe der Größenbearbeitungsschaltung 607 mit der Analyseschaltung 221 zu analysieren. Infolge der Fokussierung auf die Unterdrückung von subjektivem Rauschen aufgrund der Signaldiskontinuität können Größenänderungen des Ausgangssignals der Größenbearbeitungsschaltung 607 erkannt werden.
6 zeigt die Analyseschaltung gemäß dem ersten Beispiel.
Mit Bezug auf 6 besteht die Analyseschaltung 221 aus einem Verzögerungselement 2210, einem Subtrahierer 2211, einer Absolutwertschaltung 2212, einer Entscheidungsschaltung 2213 und einem Speicher 2214. Das Verzögerungselement 2210 und der Subtrahierer 2211 empfangen das Ausgangssignal von der Größenbearbeitungsschaltung 607, das heißt das Eingangssignal an die Analyseschaltung 221. Das Verzögerungselement 2210 verzögert das Eingangssignal um eine Abtastperiode und gibt dann das verzögerte Signal an den Subtrahierer 2211 aus. Der Subtrahierer 2211 subtrahiert das Ausgangssignal des Verzögerungselements 2210 vom Ausgangssignal der Größenbearbeitungsschaltung 607 und gibt dann die Differenz an die Absolutwertschaltung 2212 aus. Die Absolutwertschaltung 2212 erhält den Absolutwert ihrer Eingabe und gibt das Ergebnis an die Entscheidungsschaltung 2213 aus. Der Speicher 2214 führt der Entscheidungsschaltung 2213 einen Schwellenwert θ zu. Die Entscheidungsschaltung 2213 gibt "1" aus, wenn das Signal von der Absolutwertschaltung 2212 kleiner als der Schwellenwert ist, und gibt anderenfalls "0" aus. Die Entscheidungsschaltung 2213 gibt ihre Ausgabe an die UND-Schaltung 220 in 5 aus. Wenn Änderungen der Größe des Ausgangssignals der Größenbearbeitungsschaltung 607 klein sind, ändert der Schalter 210 nämlich seinen Status.
7 zeigt die Analyseschaltung 221 basierend auf einer Nachmaskierung gemäß dem zweiten Beispiel. Die Nachmaskierung ist ein Phänomen, bei dem Signalabtastungen mit einer geringen Größe, die einer bestimmten Signalabtastung folgen, vom menschlichen Ohr nicht wahrgenommen werden können. Nachmaskierung wird detailliert in "Psychoacoustics" von Zwicker, übersetzt von Yamada, veröffentlicht von Nishmura Syoten, 1992, S. 132–146 (Referenz 10) beschrieben. Mit Bezug auf 7 besteht die Analyseschaltung 221 aus einer Gruppe Verzögerungselemente 2215₀ , 2215₁ , ..., 2215_N-1 , einer Gruppe Differenzbewertungsschaltungen 2216₀ , 2216₁ , ..., 2216_N-1 und einem Steuersignalerzeuger 2217. N ist eine positive ganze Zahl. Die Größenbearbeitungsschaltung 607 gibt ihr Ausgangssignal an das Verzögerungselement 2215₀ und die Differenzbewertungsschaltung 2216₀ aus. Die Verzögerungselemente 2215₀ , 2215₁ , ..., 2215_N-1 bilden eine angezapfte Verzögerungsleitung, die das zugeführte Signal um eine Abtastperiode verzögert.
Die Differenzbewertungsschaltung 2216₀ bewertet die Differenz zwischen dem Ausgangssignal von der Größenbearbeitungsschaltung 607 und dem vom Verzögerungselement 2215₀ zugeführten Signal und gibt das Ergebnis an den Steuersignalerzeuger 2217 aus. Die Differenzbewertung kann durch Subtrahieren des Ausgangssignals von der Größenbearbeitungsschaltung 607 von dem vom Verzögerungselement 2215₀ zugeführten Signal ausgeführt werden.
Dann wird "1" ausgegeben, wenn das Ergebnis größer als ein vorbestimmter Schwellenwert δ₀ ist.
"0" wird ausgegeben, wenn das Ergebnis kleiner als der vorbestimmte Schwellenwert δ₀ ist. Darüber hinaus wird durch Subtrahieren des Absolutwerts eines Ausgangssignals von der Größenbearbeitungsschaltung 607 vom Absolutwert eines vom Verzögerungselement 2215₀ zugeführten Signals "1" ausgegeben, wenn das Ergebnis größer als ein vorbestimmter Schwellenwert ε₀ ist, und "0" wird ausgegeben, wenn das Ergebnis kleiner als ein vorbestimmter Schwellenwert ε₀ ist.
Auf ähnliche Weise bewertet jede der Differenzbewertungsschaltungen 2216₀ , 2216₁ , ..., 2216_N-1 die Differenz zwischen dem vom entsprechenden Verzögerungselement zugeführten Signal und dem von der Größenbearbeitungsschaltung 607 ausgegebenen Signal und gibt das Ergebnis dann an den Steuersignalerzeuger 2217 aus. Der Steuersignalerzeuger 2217 erzeugt unter Verwendung von Bewertungsergebnissen der von den Differenzbewertungsschaltungen zugeführten Differenz ein Steuersignal. Das Steuersignal kann zum Beispiel basierend auf einer Übereinstimmung zwischen den Eingangssignalen von den Differenzbewertungsschaltungen erzeugt werden. Das heißt, das für eine Übereinstimmung "1" ausgegeben wird, während für eine Nicht-Übereinstimmung "0" ausgegeben wird. Die Mehrzahl der Signale von den Differenzbewertungsschaltungen kann als Steuersignal verwendet werden. Wenn "l" in der Mehrheit ist, wird "1" ausgegeben. Wenn "1" in der Minderheit ist, wird "0" ausgegeben. Als weiteres Beispiel können jeweilige Eingangssignale mit einer vorbestimmten unabhängigen Konstante multipliziert werden. Die Summe der Multiplikationsergebnisse wird mit einer vorbestimmten Schwelle verglichen. Wenn die Summe größer als der Schwellenwert ist, wird "1" ausgegeben. Ansonsten wird "0" ausgegeben. Es ist offensichtlich, dass der Steuersignalerzeuger 2217 eine Übereinstimmung zwischen jeweiligen Multiplikationsergebnissen oder ihrer Mehrheit verwenden kann. Im oben erwähnten Verfahren ändert der Schalter seinen Zustand, wenn die Größe der Ausgabe von der Größenbearbeitungsschaltung 607 unter den vorherigen Wert abnimmt.
Referenz 10 offenbart die Vormaskierung als ähnliches Phänomen wie die Nachmaskierung. Vormaskierung ist ein Phänomen, bei dem Signale mit einer geringen Größe durch darauf folgende Signale maskiert werden und daher für das menschliche Ohr unhörbar sind. Um eine Vormaskierung zu erkennen, müssen die gesamten Abtastungen des Signals verzögert werden. Das heißt, dass in die beiden Eingangspfade für den in 5 gezeigten Schalter 210 Verzögerungselemente eingeführt werden müssen. Im Zusammenhang mit der Einführung von Verzögerungselementen werden Verzögerungselement mit einer entsprechenden Verzögerungsmenge vor den adaptiven Filtern 121 und 123 in den Pfad für das empfangene Signal 1 eingeführt, um die Verzögerung des empfangenen Signals 1 anzupassen. Die Verzögerungsmengen der Verzögerungselemente hängen von der für die Vormaskierungserkennung benötigten Zeit ab. Zum Beispiel ist eine Verzögerung von mindestens 2 Abtastungen erforderlich, um die Vormaskierung aufgrund des um 2 Abtastungen verzögerten Signals zu erkennen. In der Berechnung durch die in 7 gezeigten Differenzbewertungsschaltungen 2216₀ , 2216₁ , ..., 2216_N-1 müssen die Ausgaben invertiert werden. Das heißt, es wird "0" ausgegeben, wenn ursprünglich "1" ausgegeben werden soll, während "1" ausgegeben wird, wenn ursprünglich "0" ausgegeben werden soll. Diese Inversion erlaubt die Erkennung der Vormaskierung. Im oben erwähnten Verfahren ändert der Schalter 210 sofort seinen Zustand, bevor die Größe des Ausgangssignals der Größenbearbeitungsschaltung 607 zunimmt.
In der Konfiguration in 5 kann der Schalter 210 seinen Zustand zumindest für M Abtastungen nicht ändern, nachdem das Ausgangssignal des Frequenzteilers 212 nicht zur Ausgabe der Analyseschaltung 221 passt. Das heißt, dass die Schaltperiode des Schalters 210 auf ein ganzzahliges Mehrfaches von M begrenzt ist. Die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 kann so konstruiert sein, dass die Schaltperiode des Schalters 210 nicht auf ein ganzzahliges Vielfaches von M begrenzt ist.
8 ist ein Blockdiagramm, das die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 mit der dritten Konfiguration darstellt. Diese Konfiguration unterscheidet sich von der zweiten Konfiguration in 5 darin, dass eine neue Analyseschaltung 222 anstelle des Frequenzteilers 212, der Analyseschaltung 221 und der UND-Schaltung 220 zugefügt ist. In der Konfiguration in 5 wird der Schalter 210 durch das logische UND zwischen der Ausgabe des Frequenzteilers 212 und der Ausgabe der Analyseschaltung 221 gesteuert. In der Konfiguration in 8 analysiert die Analyseschaltung 222 jedoch das Ausgangssignal der Größenbearbeitungsschaltung 607 und erzeugt dann unter Verwendung des Analyseergebnisses und rechteckiger Impulse direkt ein Steuersignal für den Schalter 210. Die rechteckigen Impulse werden der Analyseschaltung 222 von der Takterzeugungsschaltung 211 zugeführt.
Die Analyseschaltung 222 führt im wesentlichen die gleiche Analyse wie die Analyseschaltung 221 durch. Die Analyseschaltung 222 kann eine Abweichung der Größe des Ausgangssignals von der Größenbearbeitungsschaltung 607 erkennen oder eine Analyse basierend auf der Vor-/Nachmaskierung durchführen. Wenn das Analyseergebnis angibt, dass das Ausgangssignal der Größenbearbeitungsschaltung 607 vorbestimmte Bedingungen erfüllt und eine vorbestimmte Abtastperiode (M₂T) oder mehr vom direkt vorigen Schaltvorgang verstrichen ist, gibt die Analyseschaltung 222 ein Steuersignal von "1" aus. M₂ ist eine positive ganze Zahl, die die Bedingung M₂ > 1 erfüllt. In anderen Fällen gibt die Analyseschaltung 222 ein Steuersignal von "0" aus. Die Analyseschaltung 222 gibt das Steuersignal an den Schalter 210 aus, um sein Schalten zu steuern. Genau gesagt wird die Abtastperiode durch Zählen der rechteckigen Impulse mit einem Zähler und anschließendes Vergleichen der Zählung mit dem in einem Speicher gespeicherten Wert M₂ bewertet. Wenn die Zählung gleich dem Wert M₂ ist, wird geurteilt, dass die Abtastperiode (M₂T) verstrichen ist. Daher gibt die Analyseschaltung 222 "1" aus, während der Zähler zurückgesetzt wird.
Um das subjektive Rauschen aufgrund der Signaldiskontinuität zu unterdrücken, wurde unter Verwendung von 3 ein Fall für L = 2 mit Zeitabweichung der Koeffizienten c_j (mit j = 0, 1, ..., L – 1) des Filters 213 erklärt. Die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 ohne den Schalter 210 in 3, 5 oder 8 kann jedoch statt dessen verwendet werden, indem die Koeffizienten c₀(k) und c₁(k) geeignet eingestellt werden.
9 ist ein Blockdiagramm, das die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 mit der vierten Konfiguration darstellt. Der Filter 230 empfängt das empfangene Signal 2 über den Eingangsanschluss 201. Der Filter 230 filtert das empfangene Signal 2 und gibt das gefilterte Signal an den Ausgangsanschluss 202 aus. Die Takterzeugungsschaltung 211 und der Frequenzteiler 212 geben Eingangssteuersignale an den Filter 230 ein. Die Takterzeugungsschaltung 211 erzeugt rechteckige Impulse einer Periode, die gleich der Abtastperiode T des empfangenen Signals 2 ist. Der Frequenzteiler 212 führt das durch Frequenzteilen des Takts von der Takterzeugungsschaltung 211 erhaltene Steuersignal zu. Der Filter 230 steuert den zeitvariablen Koeffizienten basierend auf den Steuersignalen.
Für L = 2 in 3 ist c₀(k) in 10 gezeigt. c₁(k) wird durch c1(k) = 1 – c0(k) (10)ausgedrückt, wobei i eine willkürliche natürliche Zahl ist.
c₀(k) nimmt abwechselnd mit einer Periode von 2MT c₀(0) und 0. Streng genommen bewegen sich nur der erste JT und der letzte JT in einem nullwertigen Bereich der Wert von c₀(k) ändert sich direkt von c₀(0) zu 0 oder von 0 zu c₀(0). Da c₁(k) durch Gleichung (10) gegeben wird, ist nahezu über die gesamte Zeitdauer entweder c₀(k) oder c₁(k) null, während der andere Wert ungleich null ist. Das heißt, das c₀(k) und c₁(k) einander ausschließen. Ein ähnlicher Schaltvorgang wie der des Schalters 210 kann ohne den Schalter 210 in 3 ausgeführt werden. Es kann berücksichtigt werden, dass L ≠ 2 parallel verbundenen Anzapfstellen des Filters 230 entspricht. Mit anderen Worten schließen c₀(k) und c₁(k), c₂(k), ..., c_L-1(k) einander aus. Wenn ein Koeffizient null ist, werden die anderen Koeffizienten ungleich null. Jeder Wert von c₁(k), c₂(k), ..., c_L-1(k) und der entsprechende Wert von J können einen anderen Wert aufweisen.
11 ist ein Blockdiagramm, das die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 mit der fünften Konfiguration darstellt. Der Filter 203 empfängt das Ausgangssignal der Größenbearbeitungsschaltung 607, das über den Eingangsanschluss 201 eingegeben wird. Der Filter 203 filtert das Ausgangssignal von der Größenbearbeitungsschaltung 607 und gibt dann das gefilterte Signal an den Ausgangsanschluss 202 aus. Der Filter 230 empfängt auch die Steuersignale von der Takterzeugungsschaltung 211 und der UND-Schaltung 220. Die UND-Schaltung 220 empfängt das Signal von der Analyseschaltung 211 und das Signal vom Frequenzteiler 212. Die Takterzeugungsschaltung 211 erzeugt rechteckige Impulse mit einer Periode, die gleich der Abtastperiode T des Ausgangssignals von der Größenbearbeitungsschaltung 607 ist. Der Frequenzteiler 212 führt der UND-Schaltung 220 ein Steuersignal zu. Das Steuersignal wird durch Frequenzteilen des Takts von der Takterzeugungsschaltung 211 erzeugt. Die Analyseschaltung 221 analysiert die Ausgabe der Größenbearbeitungsschaltung 607 und gibt dann "1" an die UND-Schaltung 220 aus, wenn das Ergebnis der Analyse eine vorbestimmte Bedingung erfüllt, und gibt "0" an die UND-Schaltung 220 aus, wenn das Ergebnis der Analyse die vorbestimmte Bedingung nicht erfüllt. Wie oben beschrieben, empfängt die UND-Schaltung 220 ein Steuersignal von "0" oder "1" vom Frequenzteiler 212. Die UND-Schaltung 220 erkennt, dass die Ausgabe der Analyseschaltung 221 identisch mit der Ausgabe des Frequenzteilers 212 ist. Das heißt, dass die Zeitinformation mit den M Abtastperioden übereinstimmt und das Analyseergebnis des Eingangssignals die vorbestimmten Bedingungen erfüllt. Dann gibt die UND-Schaltung 220 ihr Ausgangssignal an den Filter 230 aus. Der Filter 230 steuert die zeitvariablen Koeffizienten basierend auf den Steuersignalen.
12 ist ein Blockdiagramm, das die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 mit der sechsten Konfiguration darstellt. Diese Konfiguration unterschiedet sich von der fünften Konfiguration (mit 11 beschrieben) darin, dass anstelle des Frequenzteilers 212, der Analyseschaltung 221 und der UND-Schaltung 220 eine neue Analyseschaltung 222 hinzugefügt ist. Das heißt, dass in der Konfiguration in 11 die zeitvariablen Koeffizienten des Filters 230 durch das logische UND zwischen den Ausgangssignalen des Frequenzteilers 212 und der Analyseschaltung 221 gesteuert werden. In der Konfiguration in 12 analysiert die Analyseschaltung 222 jedoch das Ausgangssignal der Größenbearbeitungsschaltung 607. Dann werden die Steuersignale für den Filter 230 unter Verwendung des Analyseergebnisses und der rechteckigen Impulse, die von der Taktsignalerzeugungsschaltung 211 an die Analyseschaltung 222 zugeführt werden, direkt erzeugt.
Die Vorbearbeitungsschaltung 500, die die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 aufweist, die das empfangenen Signal 2 empfängt, wurde unter Bezugnahme auf 1 beschrieben. Die Vorbearbeitungsschaltung 500 kann die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 aufweisen, die das empfangene Signal 1 empfängt.
13 zeigt einen Mehrkanal-Echounterdrücker mit zwei Kanälen für die empfangenen Signale und zwei Kanälen für die Übertragungssignale gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform in 1 darin, dass die Vorbearbeitungsschaltung 500 und die nicht-lineare Bearbeitungsschaltung 610 in der Reihenfolge ausgetauscht sind. Wie oben beschreiben, werden die Vorbearbeitung und die nicht-lineare Bearbeitung unabhängig angewendet. Daher kann die Konfiguration, in der die Reihenfolge dieser Bearbeitungen ausgetauscht wird, für ähnliche Effekte sorgen.
Als nächstes wird im Folgenden ein Fall beschrieben, in dem eine neue Vorbearbeitungsschaltung 510 verwendet wird, wobei die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 auf das empfangene Signal 2 anwendbar ist, um ein verzögertes Signal zu erzeugen, und die Größenkompensierschaltung 400 auf das empfangene Signal 1 anwendbar ist.
14 zeigt einen Mehrkanal-Echounterdrücker mit zwei Kanälen für die empfangenen Signale und zwei Kanälen für die Übertragungssignale gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Anders als in der ersten Ausführungsform in 1 verzögert die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 das empfangenen Signal 2 für die adaptiven Filter 122 und 124, und die Größenkompensierschaltung 400 kompensiert die Amplitude des empfangenen Signals 1 für die adaptiven Filter 121 und 123. Wie die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200 bearbeitet die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 das Ausgangssignal der Größenbearbeitungsschaltung 607, um die Koeffizienten zu korrekten Werten zusammenzuführen. Die Größenkompensierschaltung 400 korrigiert die Größe des Ausgangssignals der Größenbearbeitungsschaltung 608, um die Verschiebung des Schallbildes im Schallraum, die durch die Verzögerungsbearbeitung der Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 verursacht wird, zu kompensieren. Die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 korrigiert die Größe des Ausgangssignals der Größenbearbeitungsschaltung 607, wenn die Größenkompensierschaltung 400 eine Größenkorrektur durchführt. Ebenso können die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 200, die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 und die Größenkompensierschaltung 400 in der in 3, 5, 8, 9, 11 oder 12 gezeigten Konfiguration konstruiert sein. Bei Verwendung der Konfiguration in 3, 5 oder 8 wird der Filter 213 von dem in 4 modifiziert. Bei Verwendung der Konfiguration in 9, 11 oder 12 wird der Filter 230 von dem in 4 modifiziert.
15 ist ein Blockdiagramm, dass die Konfiguration des Filters 213, der die Verzögerungsschaltung 300 mit der Konfiguration in 3, 5 oder 8 enthält, und die Konfiguration des Filters 230, der die Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 mit der Konfiguration in 9, 11 oder 12 enthält, darstellt. Hier wird angenommen, dass der Filter ein L-Anzapf-FIR-Filter ist. Der Filter kann jedoch ein anderer Typ wie z.B. ein IIR-Filter sein. Anders als bei der Konfiguration in 4 werden die Koeffizientenmultiplizierer g₁, g₂, ..., g_L-1 kaskadenartig in die Koeffizientenmultiplizierer c₀, c₁, c₂, ..., c_L-i (außer c₀) eingeführt. Das bedeutet, dass die Koeffizientenmultiplizierer c₀, g₁ c₁, ..., g_L-1 c_L-1 äquivalent für die Koeffizientenmultiplizierer c₀, c₁, c₂, ..., c_L-1 in 4 substituiert werden. Die Arbeitsweise der Schaltung in 15 ist gleich der der Schaltung in 4. Daher ist offensichtlich, dass die Verwendung der Filter in 4 ermöglicht, dass die Koeffizientenwerte c₀, c₁, ..., c_L-1 der Koeffizientenmultiplizierer 2132₁ , 2132₂ , ..., 2132_L-1 durch die Koeffizientenwerte g₁ c₁, ..., g_L-1 c_L-1 ersetzt werden.
16 ist ein Blockdiagramm, dass die Konfiguration des Filters 213 mit der Größenkompensierschaltung 400 mit der Konfiguration in 3, 5 oder 8 sowie die Konfiguration des Filters 230 mit der Größenkompensierschaltung 400 mit der Konfiguration in 9, 11 oder 12 darstellt. Hier wird angenommen, dass der Filter ein L-Anzapf-FIR-Filter ist. Der Filter kann jedoch ein anderer Typ wie z.B. ein IIR-Filter sein. Anders als in der Konfiguration in 15 werden die Verzögerungselemente 2132₁ , 2132₂ , ..., 2132_L-1 nicht verwendet.
Die in 15 und 16 gezeigten Filter arbeiten komplementär. Das heißt, dass die Verschiebung eines Schallbildes durch eine Gruppe von Koeffizientenmultiplizierern 2137_i (i = 1, 2, ..., L – 1) oder eine Gruppe von Koeffizientenmultiplizierern 2138_i (i = 1, 2, ..., L – 1) korrigiert wird. Die beiden Gruppen entsprechen einander. Das Prinzip des Korrigierens einer durch Verzögerungsschwankungen verursachten Verschiebung des Schallbildes wird in "Medical Research Council Special Report", Nr. 166, 1932, S. 1–32 (Referenz 11), "Journal of Acoustical Society of America", Vol. 32, 1960, S. 685–692 (Referenz 12) und "Journal of Acoustical Society of America", Vol. 94, 1993, S. 98–110 (Referenz 13) offenbart. Im Beispiel in 13 bewegen sich die Schallbilder der für den Sprecher 11 durch die Lautsprecher 3 und 3 reproduzierten Schallsignale auf den Lautsprecher 3 zu, weil die Ausgabe der Verzögerungsschaltung 200 verzögert ist. Um die Verschiebung zu kompensieren, wird die Größe des vom Lautsprecher 4 im Schallraum ausgestrahlten Signals vergrößert, während die Größe des vom Lautsprecher 3 im Schallraum ausgestrahlten Signals verringert wird.
Um das Schallbild durch Größenkorrektur zu bewegen, wobei der Gesamtleistung der empfangenen Signale 1 und 2 konstant gehalten wird, muss gemäß Referenz 13 die folgende Gleichung zwischen der Leistung P₁(dB) und der Leistung P₂(dB), die Leistungen dieser Signale, erfüllt sein. P1 + P2= C (11)wobei C eine positive Konstante ist.
Für die Leistung des empfangenen Signals 1 und die Leistung des empfangenen Signals 2, die vor der Größenkorrektur P, Balken dB bzw. P₂ Balken dB sind, müssen die folgenden Gleichungen erfüllt sein: P1 = P 1 – ΔP/2 (12) P2 = P 2 + ΔP/2 (13)wobei ΔP/2 ein Leistungskorrekturwert ist. Aus diesem Grund können die Koeffizienten g_i und f_i der Multiplizierer für eine den in 15 und 16 gezeigten Filtern entsprechende Korrektur durch die Gleichungen (14) und (15) bestimmt werden.
wobei ΔP_i ein Leistungskompensierkoeffizient ist, der erforderlich ist, um das um i Abtastungen verzögerte empfangene Signal zu kompensieren.
17 stellt eine weitere Konfiguration des Filters in 16 dar. In 16 ist eine Mehrzahl Koeffizientenmultiplizierergruppen, die jeweils in Reihe verbundene Koeffizientenmultiplizierer aufweisen, parallel verbunden. Mit Bezug auf 17 sind die Multiplizierergruppen in eine Koeffizientenmultiplizierereinheit integriert. Das Eingangssignal wird dem Eingangsanschluss 2130 eingegeben.
Der Multiplizierer 2139 mit einem zeitvariablen Koeffizienten c_Σ multipliziert das Eingangssignal mit c_Σ. Das daraus resultierende Produkt wird über den Ausgangsanschluss 2134 ausgegeben.
c_Σ wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt.
Die auf das empfangene Signal 2 angewendete Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 und die auf das empfangene Signal 1 angewendete Größenkompensierschaltung 400 wurden unter Bezugnahme auf 14 bis 17 beschrieben. Eine ähnliche Beschreibung kann offensichtlich jedoch auf die für das empfangene Signal 1 verwendete Verzögerungsbearbeitungsschaltung 300 und auf die für das empfangene Signal 2 verwendete Größenkompensierschaltung 400 angewendet werden.
18 stellt einen Mehrkanal-Echounterdrücker mit zwei Kanälen für die empfangenen Signale und zwei Kanälen für die Übertragungssignale gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Wie die Beziehung zwischen 1 und 13 zeigt 18 die Konfiguration, bei der die Vorbearbeitungsschaltung 510 und die nicht-lineare Bearbeitungsschaltung 610 in 14 in der Reihenfolge ausgetauscht sind.
Gemäß den oben erwähnten Ausführungsformen wurde die Echounterdrückung für Mehrkanal-Telekonferenzsysteme erörtert. Eine ähnliche Erörterung kann jedoch auf Einzelkanal-Mehrpunkt-Telekonferenzsystem angewendet werden, die eine weitere Anwendung der Mehrkanal-Echounterdrückung sind. Im Einzelkanal-Mehrpunkt-Telekonferenzsystem werden eine Abschwächung und eine Verzögerung geeigneterweise zur Stimme des Sprechers hinzugefügt, die von einem einzelnen Mikrofon empfangen wird, so dass der Sprecher an einer gewünschten Position zwischen den auf der Empfängerseite verwendeten Lautsprechern lokalisiert wird. Es wird eine Mehrzahl solcher Signale erzeugt, die der Zahl der Lautsprecher auf der empfangenden Seite entsprechen. Wenn die Anzahl der Lautsprecher auf der empfangenden Seite 2 ist, entsprechen die beiden Signale, auf die der Abschwächungsprozess und die Verzögerungsbearbeitung in der in 19 gezeigten Konfiguration des Standes der Technik angewendet werden, dem empfangenen Signal 1 bzw. dem empfangenen Signal 2. Daher können die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ohne Änderung angewendet werden.
Hier wurde ein Beispiel beschrieben, in dem das empfangene Signal 1 und das empfangene Signal 2, das erste gemischte Signal 14 und das zweite gemischte Signal 15 verwendet werden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch auch auf den Fall anwendbar, in dem mehrere empfangene Signale und ein einziges oder mehrere Übertragungssignale verwendet werden. In den Beispielen breitet sich das empfangene Signal über räumliche Schallpfade von Lautsprechern zu einem Mikrofon aus, und das vom Mikrofon empfangene Schallecho wird entfernt. Die vorliegende Erfindung ist jedoch auch anwendbar, um andere Echos als Schallechos zu unterdrücken, zum Beispiel Echos wie Übersprechen. Darüber hinaus wurden Beispiele beschrieben, in denen endliche Impulsantwortfilter basierend auf dem LMS-Algorithmus als adaptive Filter 121, 122, 123 und 124 verwendet werden. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auch einen willkürlichen Typ adaptiver Filter verwenden. Wenn die endlichen Impulsantwortfilter basierend auf dem NMLS-Algorithmus verwendet werden, werden die Filterkoeffizientenaktualisierungen zum Beispiel durch
ausgedrückt.
Der sequentielle Regressionsalgorithmus (SRA) (Referenz 8) und der RLS-Algorithmus (Referenz 9) können auch als Algorithmus für adaptive Filter verwendet werden. Adaptive Unendlichimpulsantwort(IIR)-Filter können anstelle der adaptiven Endlichimpulsantwort(FIR)-Filter verwendet werden. Darüber hinaus können adaptive Unterbandfilter oder adaptive Transformationsdomänenfiter verwendet werden.
Im Mehrkanal-Echounterdrückungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein empfangenes Signal gefiltert, um ein Zusatzsignal zu erzeugen. Dann werden die adaptiven Filter unter Verwendung eines neues empfangenen Signals betrieben, das durch Zeitmultiplexen des Zusatzsignals mit dem ursprünglichen empfangenen Signal erhalten wird. Der adaptive Filter arbeitet als Antwort auf ein Signal, das durch Multiplexen des ursprünglichen empfangenen Signals mit einem neuen Zusatzsignal erhalten wird. Dadurch werden mehrere adaptive Filter nicht verwendet, um Echos zu schätzen, die durch Signale verursacht werden, die sich von einer Signalquelle über mehrere Pfade ausbreitet. Folglich [erhöht sich] die Anzahl der Bedingungsgleichungen für die adaptiven Filterkoeffizienten, und das Problem, dass die Lösung unbestimmt wird, tritt nicht auf. Dies kommt daher, dass der herkömmliche Mehrkanal-Echounterdrücker basierend auf Linearkombination nur die drei Bedingungen in (7) verwenden kann. Die vorliegende Erfindung kann jedoch sechs Bedingungen verwenden, also die doppelte Anzahl von der im Stand der Technik, so dass die adaptiven Filterkoeffizienten zu optimalen Werten konvergieren, die eindeutig bestimmt werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird darüber hinaus der Multiplexparameter für das ursprüngliche empfangene Signal und das Zusatzsignal basierend auf der Art des empfangenen Signals gesteuert. Inzwischen wird die durch die Einführung des Zusatzsignals verursachte Schallverschiebung durch Korrektur der Größe des Eingangssignals unterdrückt. Daher wird die Verschlechterung der Tonqualität des hörbaren empfangenen Signals, das dem Lautsprecher direkt zugeführt wird, unterdrückt, so dass eine gute Tonqualität beibehalten werden kann. Darüber hinaus kann die Konvergenzzeit durch einen synergistischen Effekt in Bezug auf die nicht-lineare Bearbeitung und die Verringerung der Korrelation zwischen den empfangenen Signalen aufgrund der Einführung des Zusatzsignals gekürzt werden.

Claims

Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren, das für ein System mit einer Mehrzahl von empfangenen Signalen und einem einzigen oder mehreren Übertragungssignalen geeignet ist, wobei eine Mehrzahl Echos durch Subtrahieren einer Mehrzahl Nachbildungen von einer Mehrzahl gemischter Signale entfernt werden, die die Mehrzahl der Echos und die Übertragungssignale enthalten, wobei die Mehrzahl der Echos durch die Mehrzahl der empfangenen Signale verursacht werden, die sich auf räumlichen Schallpfaden ausbreiten oder durch Übersprechen auf Übertragungsleitungen verursacht werden, wobei die Mehrzahl der Nachbildungen der Mehrzahl der Echos entspricht und durch mehrere adaptive Filter erzeugt wird, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: entweder a) Anwenden nicht-linearer Bearbeitung auf die Mehrzahl der empfangenen Signale, um eine Mehrzahl nicht-linearer empfangener Signale zu erhalten; und Vorbearbeiten eines ausgewählten Signals der Mehrzahl der nicht-linearen empfangenen Signale, um ein neues empfangenes Signal zu erzeugen; und Eingeben des neuen empfangenen Signals und des verbleibenden nicht-linearen empfangenen Signals an die adaptiven Filter zum Erzeugen der Mehrzahl der Nachbildungen, oder b) Vorbearbeiten eines ausgewählten Signals der Mehrzahl der empfangenen Signale, um ein neues empfangenes Signal zu erzeugen; und nicht-lineares Bearbeiten des neuen empfangenen Signals und der verbleibenden empfangenen Signale, um eine Mehrzahl nicht-linearer empfangener Signale zu erzeugen; und Eingabe der nicht-linearen empfangenen Signale an die adaptiven Filter, um eine Mehrzahl Nachbildungen zu erzeugen; wobei in jedem der nicht-linearen Bearbeitungsschritte ein Beitrag von mindestens zwei Eingangssignalen verwendet wird, entweder, im Fall a), mindestens zwei der Mehrzahl der empfangenen Signale oder, im Fall b), mindestens zwei der Mehrzahl der empfangenen Signale oder mindestens eines aus der Mehrzahl der empfangenen Signale und das neue empfangene Signal.
Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren nach Anspruch 1, wobei der Verarbeitungsschritt umfasst: Filtern des ausgewählten Signals, um eine bearbeitetes Signal zu erzeugen; und Zeitmultiplexen des ausgewählten Signals mit dem bearbeiteten Signal, um das neue empfangene Signal zu erzeugen.
Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren nach Anspruch 2, wobei die Schritte des Filterns und des Zeitmultiplexens die Verwendung mehrerer zeitvariabler Koeffizienten mit Werten von null und Werten ungleich null umfassen.
Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren nach Anspruch 2, wobei die Periode, mit der das ausgewählte Signal und das bearbeitete Signal zeitmultiplext werden, konstant und länger als die Abtastperiode der zu multiplexenden Signale ist.
Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren nach Anspruch 2, wobei die Periode, mit der das ausgewählte Signal und das bearbeitete Signal zeitmultiplext werden, länger ist als die Abtastperiode der zu multiplexenden Signale und sich abhängig von Analyseergebnissen der zu multiplexenden Signale ändert.
Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren nach Anspruch 1, weiterhin umfassend folgende Schritte: Korrigieren der Größe des ausgewählten Signals; und Korrigieren der Größen der verbleibenden nicht-linearen empfangenen Signale, um größenkorrigierte Signale zu erzeugen.
Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren nach Anspruch 1, wobei jeder der nicht-linearen Bearbeitungsschritte den Beitrag von zwei Eingangssignalen verwendet und die Schritte Multiplizieren eines der Eingangssignale mit einer Konstanten gemäß der Polarität des anderen der Eingangssignale und dann Addieren des Produkts zu dem anderen der Eingangssignale umfasst.
Mehrkanal-Echounterdrückungsverfahren nach Anspruch 2, weiterhin umfassend den Schritt Schalten zwischen dem ausgewählten Signal und dem bearbeiteten Signal, um das Zeitmultiplexen durchzuführen.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung, die für ein System mit einer Mehrzahl von empfangenen Signalen und einem einzigen oder mehreren Übertragungssignalen geeignet ist, wobei eine Mehrzahl Echos durch Subtrahieren von Nachbildungen von einer Mehrzahl gemischter Signale entfernt werden, die die Mehrzahl der Echos und die Übertragungssignale enthalten, wobei die Mehrzahl der Echos durch die Mehrzahl der empfangenen Signale verursacht wird, die sich in räumlichen Schallpfaden ausbreiten oder durch Übersprechen auf Übertragungsleitungen verursacht werden, wobei die Mehrzahl der Nachbildungen der Mehrzahl der Echos entspricht, die durch mehrere adaptive Filter erzeugt werden, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Mehrzahl adaptiver Filter (121–124), die jeweils den räumlichen Schallpfade oder den Übersprechpfaden zwischen den Kanälen entsprechen, wobei jeder der adaptiven Filter angepasst ist, um als Antwort auf das gleiche Signal wie das einem entsprechende Pfad zugeführte Signal jede der Nachbildungen zu erzeugen; und wobei die Vorrichtung entweder a) eine nicht-lineare Bearbeitungsschaltung (610), umfassend eine Mehrzahl Größenbearbeitungsschaltungen (607, 608), die angepasst sind, um die Mehrzahl der empfangenen Signale jeweils nicht-linear zu bearbeiten, um eine Mehrzahl nicht-linearer empfangener Signale zu erzeugen; und eine Vorbearbeitungsschaltung (500; 510), die angepasst ist, um ein ausgewähltes Signal der Mehrzahl der nicht-linearen empfangenen Signale zu bearbeiten, um eine neues empfangenes Signal zu erzeugen und der Mehrzahl der adaptiven Filter das neue empfangene Signal und die verbleibenden nicht-linearen empfangenen Signale (121–124) zuzuführen; oder b) eine Vorbearbeitungsschaltung (500; 510), die angepasst ist, um ein ausgewähltes Signal der Mehrzahl der empfangenen Signale vorab zu bearbeiten, um eines neues empfangenes Signal zu erzeugen; und eine nicht-lineare Bearbeitungsschaltung (610), umfassend eine Mehrzahl Größenbearbeitungsschaltungen (607, 608), die angepasst ist, um das neue empfangene Signal und die verbliebenden empfangenen Signale nicht-linear zu bearbeiten, um eine Mehrzahl nicht-linearer empfangener Signale zu erzeugen und die nicht-linearen empfangene Signale sodann den mehreren adaptiven Filtern (121–124) zuzuführen; umfasst, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Mehrzahl Subtrahierer (129, 130) zum Subtrahieren der aus den gemischten Signalen erzeugten Nachbildungen umfasst; wobei jede der Größenbearbeitungsschaltungen (607, 608) angepasst ist, um einen Beitrag von mindestens zwei Eingangssignalen zu verwenden, entweder, im Fall a), mindestens zwei der empfangene Signale, oder, im Fall b) mindestens zwei der Mehrzahl der empfangenen Signale oder mindestens eines der Mehrzahl der empfangenen Signale und des neuen empfangenen Signals.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) angepasst ist, um das ausgewählte Signal zu filtern, um ein bearbeitetes Signal zu erzeugen, um ein Zeitmultiplexen des bearbeiteten Signals und des ausgewählten Signals durchzuführen und das resultierende Signal als das neue empfangene Signal auszugeben.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 9, wobei jede der Größenbearbeitungsschaltungen (607, 608) angepasst ist, um den Beitrag von zwei Eingangssignalen zu verwenden, und eine Polaritätserkennungsschaltung (692), die angepasst ist, um die Polarität eines der Eingangssignale zu erkennen; einen Koeffzientenmultiplizierer (691), der angepasst ist, um das andere der Eingangssignale mit einer Konstanten zu multiplizieren; einen Multiplizierer (693), der angepasst ist, um die Ausgabe der Polaritätserkennungsschaltung (692) mit der Ausgabe des Koeffizientenmultiplizierers (691) zu multiplizieren; und einen Addierer (694), der angepasst ist, um die Ausgabe des Multiplizierers (693) und das Eingangssignal zu addieren, umfasst.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) einen Schalter (210) umfasst, der angepasst ist, um ein Zeitmultiplexen des ausgewählten Signals und des bearbeiteten Signals durchzuführen.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) umfasst: einen Frequenzteiler (212), der angepasst ist, um einen Referenztakt frequenzzuteilen, um einen frequenzgeteilten Takt mit einer Periode länger als die Abtastperiode der zu multiplexenden Signale zu erzeugen; und einen zeitvariablen Koeffizientenfilter (213) mit einer Mehrzahl zeitvariabler Koeffizienten; wobei der Zustand des Schalters (210) geändert wird, wobei der frequenzgeteilte Takt die Ausgabe des Frequenzteilers (212) ist und die zeitvariablen Koeffizienten durch den frequenzgeteilten Takt und den Referenztakt gesteuert werden.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) umfasst: einen Frequenzteiler (212), der angepasst ist, um einen Referenztakt frequenzzuteilen, um einen frequenzgeteilten Takt mit einer Periode länger als die Abtastperiode der zu multiplexenden Signale zu erzeugen; eine Analyseschaltung (221); die angepasst ist, um das ausgewählte Signal zu analysieren; eine UND-Schaltung (220), die angepasst ist, um eine Übereinstimmung des frequenzgeteilten Takts, der die Ausgabe des Frequenzteilers (212) ist, mit der Ausgabe der Analyseschaltung (221) zu erkennen; und einen zeitvariablen Koeffizientenfilter (213) mit einer Mehrzahl zeitvariabler Koeffizienten; wobei der Zustand des Schalters mit der Ausgabe der UND-Schaltung (220) geändert wird und die zeitvariablen Koeffizienten durch die Ausgabe der UND-Schaltung (220) und den Referenztakt gesteuert werden.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) umfasst: eine Analyseschaltung (222), die angepasst ist, um das ausgewählte Signal zu analysieren; und einen zeitvariablen Koeffizientenfilter (213) mit einer Mehrzahl zeitvariabler Koeffizienten; wobei der Zustand des Schalters (210) mit der Ausgabe der Analyseschaltung (222) geändert wird und die zeitvariablen Koeffizienten durch die Ausgabe der Analyseschaltung (222) und einen Referenztakt gesteuert werden.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) einen zeitvariablen Koeffizientenfilter (230) umfasst, der angepasst ist, um das ausgewählte Signal mit einer Mehrzahl zeitvariabler Koeffizienten zu bearbeiten, die Werte von null und Werte ungleich null aufweisen.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) umfasst: einen Frequenzteiler (212), der angepasst ist, um einen Referenztakt frequenzzuteilen, um einen frequenzgeteilten Takt mit einer Periode länger als die Abtastperiode der zu multiplexenden Signale zu erzeugen; wobei die zeitvariablen Koeffizienten durch den frequenzgeteilten Takt, der die Ausgabe des Frequenzteilers (212) ist, und den Referenztakt gesteuert werden.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) umfasst: einen Frequenzteiler (212), der angepasst ist, um einen Referenztakt frequenzzuteilen, um einen frequenzgeteilten Takt mit einer Periode länger als die Abtastperiode der zu multiplexenden Signale zu erzeugen; eine Analyseschaltung (221), die angepasst ist, um das ausgewählte Signal zu analysieren; und eine UND-Schaltung (220), die angepasst ist, um eine Übereinstimmung des frequenzgeteilten Takts, der die Ausgabe des Frequenzteilers (212) ist, und der Ausgabe der Analyseschaltung (221) zu erkennen; wobei die zeitvariablen Koeffizienten durch die Ausgabe der UND-Schaltung und den Referenztakt gesteuert werden.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (500; 510) umfasst: eine Analyseschaltung (222), die angepasst ist, um das ausgewählte Signal zu analysieren; wobei die zeitvariablen Koeffizienten durch die Ausgabe der Analyseschaltung (222) und einen Referenztakt gesteuert werden.
Mehrkanal-Echounterdrückungsvorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Vorbearbeitungsschaltung (510) eine Größenkorrekturschaltung (2137, 2138, 2139) umfasst, die angepasst ist, um die Größe des ausgewählten Signals zu korrigieren.