JPH07123239B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
- Publication number
- JPH07123239B2 JPH07123239B2 JP23452092A JP23452092A JPH07123239B2 JP H07123239 B2 JPH07123239 B2 JP H07123239B2 JP 23452092 A JP23452092 A JP 23452092A JP 23452092 A JP23452092 A JP 23452092A JP H07123239 B2 JPH07123239 B2 JP H07123239B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- output
- echo canceller
- linear
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はエコーキャンセラに関
し、特にディジタル加入者線伝送システムにおいて送信
回路の非線形特性に起因する非線形成分を含むエコーの
消去機能を有するエコーキャンセラに関する。
し、特にディジタル加入者線伝送システムにおいて送信
回路の非線形特性に起因する非線形成分を含むエコーの
消去機能を有するエコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル加入者線伝送システムなどの
データ通信システムにおいて、通常、送信回路はディジ
タル送信データ対応の多値送信符号をアナログ信号に変
換する機能およびこのアナログ信号のレベルを変換する
機能を含むので、アナログ回路の適用を避けられない。
したがって、完全に線形な特性を得ることが難しく、シ
ステムの性能劣化の一原因となる非線形歪が多値送信符
号に生じ、非線形成分を含むエコーが反響路に発生す
る。
データ通信システムにおいて、通常、送信回路はディジ
タル送信データ対応の多値送信符号をアナログ信号に変
換する機能およびこのアナログ信号のレベルを変換する
機能を含むので、アナログ回路の適用を避けられない。
したがって、完全に線形な特性を得ることが難しく、シ
ステムの性能劣化の一原因となる非線形歪が多値送信符
号に生じ、非線形成分を含むエコーが反響路に発生す
る。
【０００３】このような非線形歪に基づく非線形成分を
含むエコーの消去（厳密には、許容レベル以下に抑圧す
ること）を可能にする技術の一例が特開昭６１−２６３
３３１号公報に開示されている。同公報記載の非線形適
応フィルタ（エコーキャンセラ）では、入力信号に対す
る雑音源信号の寄与を適応的にモデル化してキャンセル
信号を生成し、入力信号からキャンセル信号を減算する
線形フィルタおよび非線形フィルタと、トレーニング期
間の最初の部分において線形アルゴリズムに従って線形
フィルタを適応し、この後に非線形アルゴリズムに従っ
て非線形フィルタを適応する適応回路とを備えることに
より、入力信号に含まれる雑音（非線形成分）と雑音源
信号との非線形関係を短いトレーニング期間にモデル化
できるようにしている。
含むエコーの消去（厳密には、許容レベル以下に抑圧す
ること）を可能にする技術の一例が特開昭６１−２６３
３３１号公報に開示されている。同公報記載の非線形適
応フィルタ（エコーキャンセラ）では、入力信号に対す
る雑音源信号の寄与を適応的にモデル化してキャンセル
信号を生成し、入力信号からキャンセル信号を減算する
線形フィルタおよび非線形フィルタと、トレーニング期
間の最初の部分において線形アルゴリズムに従って線形
フィルタを適応し、この後に非線形アルゴリズムに従っ
て非線形フィルタを適応する適応回路とを備えることに
より、入力信号に含まれる雑音（非線形成分）と雑音源
信号との非線形関係を短いトレーニング期間にモデル化
できるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記公
報開示技術では、線形フィルタのトレーニングは初期ト
レーニングの最初の部分でのみ行うため、線形成分の変
動し対して非線形フィルタで対処しなくてはならない。
このため、非線形フィルタにも線形フィルタと同じ数の
タップを設ける必要があり、結果的にハードウェア量が
増加する。
報開示技術では、線形フィルタのトレーニングは初期ト
レーニングの最初の部分でのみ行うため、線形成分の変
動し対して非線形フィルタで対処しなくてはならない。
このため、非線形フィルタにも線形フィルタと同じ数の
タップを設ける必要があり、結果的にハードウェア量が
増加する。
【０００５】また、詳細構成を検討すると、ＲＡＭに記
憶している全ての値を１サイクルで書き換える場合があ
り、ＲＡＭにはダイナミックメモリを用いなくてはなら
ない。このため、リフレッシュ回路が必要となり、ハー
ドウェア量の増加を促進する。
憶している全ての値を１サイクルで書き換える場合があ
り、ＲＡＭにはダイナミックメモリを用いなくてはなら
ない。このため、リフレッシュ回路が必要となり、ハー
ドウェア量の増加を促進する。
【０００６】さらに、線形フィルタと非線形フィルタと
のトレーニングを別途行う適応回路が必要であり、適応
制御およびその回路構成が複雑となる。
のトレーニングを別途行う適応回路が必要であり、適応
制御およびその回路構成が複雑となる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のエコーキャンセ
ラは、キャンセル信号と反響路からのエコーとしての入
力信号との差分である誤差信号を定数倍した適応信号を
送出するスケーリング回路と；このスケーリング回路か
らの前記適応信号と多値送信符号対応の雑音源信号とを
供給され前記エコーの線形成分を推定する線形エコーキ
ャンセラと；前記スケーリング回路からの前記適応信号
と前記雑音源信号とを供給され前記エコーの非線形成分
を推定する非線形エコーキャンセラと；前記線形エコー
キャンセラと前記非線形エコーキャンセラとの出力を加
算する第１の加算器とを備え；前記非線形エコーキャン
セラは、前記雑音源信号の多値の数に対応した多出力の
各各に予め定めた第１および第２の論理信号を送出する
セレクタと、このセレクタの多出力の各各を初段入力と
し各各別に縦続接続される複数組の単位遅延回路と、こ
れら複数組の単位遅延回路および前記セレクタの出力の
うち時間的に連続する複数個を選ぶ出力をそれぞれ入力
とする複数のアンド回路と、これら複数のアンド回路に
それぞれ対応して設けられ対応の前記アンド回路から有
意の論理信号が供給されたとき適応係数の記憶値を更新
して送出する複数の適応係数回路と、前記複数組の単位
遅延回路の各各の最終段の出力対応の前記アンド回路に
対応する前記適応係数回路からの前記適応係数を加算す
る第２の加算器と、この第２の加算器の出力を単位時間
毎に減衰させる減衰器と、前記複数の適応係数回路と前
記減衰器との出力を加算しエコーレプリカとして前記第
１の加算器に送出する第３の加算器とを有する。
ラは、キャンセル信号と反響路からのエコーとしての入
力信号との差分である誤差信号を定数倍した適応信号を
送出するスケーリング回路と；このスケーリング回路か
らの前記適応信号と多値送信符号対応の雑音源信号とを
供給され前記エコーの線形成分を推定する線形エコーキ
ャンセラと；前記スケーリング回路からの前記適応信号
と前記雑音源信号とを供給され前記エコーの非線形成分
を推定する非線形エコーキャンセラと；前記線形エコー
キャンセラと前記非線形エコーキャンセラとの出力を加
算する第１の加算器とを備え；前記非線形エコーキャン
セラは、前記雑音源信号の多値の数に対応した多出力の
各各に予め定めた第１および第２の論理信号を送出する
セレクタと、このセレクタの多出力の各各を初段入力と
し各各別に縦続接続される複数組の単位遅延回路と、こ
れら複数組の単位遅延回路および前記セレクタの出力の
うち時間的に連続する複数個を選ぶ出力をそれぞれ入力
とする複数のアンド回路と、これら複数のアンド回路に
それぞれ対応して設けられ対応の前記アンド回路から有
意の論理信号が供給されたとき適応係数の記憶値を更新
して送出する複数の適応係数回路と、前記複数組の単位
遅延回路の各各の最終段の出力対応の前記アンド回路に
対応する前記適応係数回路からの前記適応係数を加算す
る第２の加算器と、この第２の加算器の出力を単位時間
毎に減衰させる減衰器と、前記複数の適応係数回路と前
記減衰器との出力を加算しエコーレプリカとして前記第
１の加算器に送出する第３の加算器とを有する。
【０００８】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【０００９】本発明の一実施例を示す図１を参照する
と、このエコーキャンセラ１０１は雑音源信号（多値送
信符号）１０２および適応信号１０４の各各を入力とす
る線形エコーキャンセラ（線形フィルタ）１０６および
非線形エコーキャンセラ１０７（非線形フィルタ）と、
線形エコーキャンセラ１０６および非線形エコーキャン
セラ１０７の出力を加算する加算器１１０と、減算器１
０８により求められた入力信号（反響路からのエコー）
１０３とキャンセル信号１１１との差分対応の誤差信号
１０９を入力とするスケーリング回路１０５とを備え
る。この構成において、トレーニングの初期にはスケー
リング回路１０５は減算器１０８により入力信号１０３
からキャンセル信号１１１を減算して求められた誤差信
号１０９を定数倍し、適応信号１０４として線形エコー
キャンセラ１０６にのみ供給する。線形エコーキャンセ
ラ１０６は雑音源信号１０２および適応信号１０４をも
とにエコーの線形成分を推定して加算器１１０に出力す
る。加算器１１０は線形エコーキャンセラ１０６の出力
と非線形エコーキャンセラ１０７の出力とを加算し、キ
ャンセル信号１１１として減算器１０８に出力する。こ
のときの非線形エコーキャンセラ１０７の出力は０であ
る。線形エコーキャンセラ１０６が収束した後、スケー
リング回路１０５は非線形エコーキャンセラ１０７にも
同様に定数倍した適応信号１０４を出力する。非線形エ
コーキャンセラ１０７は雑音源信号１０２および適応信
号１０４により非線形成分を推定して加算器１１０に供
給する。線形エコーキャンセラはＬＭＳアルゴリズムを
用いた通常のトランスバーサルフィルタにＩＩＲフィル
タを縦続接続して構成できる。この実施例では、線形エ
コーキャンセラ１０６のキャンセル区間に対して、非線
形エコーキャンセラ１０７のキャンセル区間を短くして
いる。これは、非線形歪の影響の大きい区間はエコーの
時間応答の一部であるからである。
と、このエコーキャンセラ１０１は雑音源信号（多値送
信符号）１０２および適応信号１０４の各各を入力とす
る線形エコーキャンセラ（線形フィルタ）１０６および
非線形エコーキャンセラ１０７（非線形フィルタ）と、
線形エコーキャンセラ１０６および非線形エコーキャン
セラ１０７の出力を加算する加算器１１０と、減算器１
０８により求められた入力信号（反響路からのエコー）
１０３とキャンセル信号１１１との差分対応の誤差信号
１０９を入力とするスケーリング回路１０５とを備え
る。この構成において、トレーニングの初期にはスケー
リング回路１０５は減算器１０８により入力信号１０３
からキャンセル信号１１１を減算して求められた誤差信
号１０９を定数倍し、適応信号１０４として線形エコー
キャンセラ１０６にのみ供給する。線形エコーキャンセ
ラ１０６は雑音源信号１０２および適応信号１０４をも
とにエコーの線形成分を推定して加算器１１０に出力す
る。加算器１１０は線形エコーキャンセラ１０６の出力
と非線形エコーキャンセラ１０７の出力とを加算し、キ
ャンセル信号１１１として減算器１０８に出力する。こ
のときの非線形エコーキャンセラ１０７の出力は０であ
る。線形エコーキャンセラ１０６が収束した後、スケー
リング回路１０５は非線形エコーキャンセラ１０７にも
同様に定数倍した適応信号１０４を出力する。非線形エ
コーキャンセラ１０７は雑音源信号１０２および適応信
号１０４により非線形成分を推定して加算器１１０に供
給する。線形エコーキャンセラはＬＭＳアルゴリズムを
用いた通常のトランスバーサルフィルタにＩＩＲフィル
タを縦続接続して構成できる。この実施例では、線形エ
コーキャンセラ１０６のキャンセル区間に対して、非線
形エコーキャンセラ１０７のキャンセル区間を短くして
いる。これは、非線形歪の影響の大きい区間はエコーの
時間応答の一部であるからである。
【００１０】次に雑音源信号１０２が２値、かつ非線形
エコーのキャンセル区間が４［ＵＩ］（ユニットインタ
ーバル）の場合の非線形エコーキャンセラ１０７の詳細
構成例を示す図２を参照すると、非線形エコーキャンセ
ラ１０７は２値（たとえば、±１）の送信符号対応の雑
音源信号１０２を入力する遅延回路１２１と、遅延回路
１２１の出力を入力とするセレクタ１２２と、セレクタ
１２２の出力１２５を第１番目の単位遅延回路の入力と
して縦続接続される４個の単位遅延回路１２３と、セレ
クタ１２２の出力１２６を第１番目の単位遅延回路の入
力として縦続接続される４個の単位遅延回路１２４と、
単位遅延回路１２３，１２４およびセレクタ１２２の出
力を入力とする１６個のアンド（ＡＮＤ）回路１１３と
を有する。また、この非線形エコーキャンセラ１０７は
適応信号をそれぞれ入力としＡＮＤ回路１１３に１対１
に対応する１６個の適応係数回路１１４と、第４番目の
単位遅延回路１２３の出力または第４番目の単位遅延回
路１２４の出力を入力としているＡＮＤ回路１１３対応
の適応係数回路１１４の出力を入力とする加算器１１５
と、加算器１１５の出力を入力とする減衰器１１７と、
適応係数回路１１４の出力と減衰器１１７の出力とを入
力とする加算器１１６とを有する。ここで、２入力のＡ
ＮＤ回路１１３の接続はセレクタ１２２の出力１２５，
１２６および単位遅延回路１２３，１２４の出力から時
間的に連続する２つをそれぞれ選ぶように行われてい
る。なお、遅延回路１２１は符号送信後に反響路からエ
コーが戻る時間調整のために設けている。
エコーのキャンセル区間が４［ＵＩ］（ユニットインタ
ーバル）の場合の非線形エコーキャンセラ１０７の詳細
構成例を示す図２を参照すると、非線形エコーキャンセ
ラ１０７は２値（たとえば、±１）の送信符号対応の雑
音源信号１０２を入力する遅延回路１２１と、遅延回路
１２１の出力を入力とするセレクタ１２２と、セレクタ
１２２の出力１２５を第１番目の単位遅延回路の入力と
して縦続接続される４個の単位遅延回路１２３と、セレ
クタ１２２の出力１２６を第１番目の単位遅延回路の入
力として縦続接続される４個の単位遅延回路１２４と、
単位遅延回路１２３，１２４およびセレクタ１２２の出
力を入力とする１６個のアンド（ＡＮＤ）回路１１３と
を有する。また、この非線形エコーキャンセラ１０７は
適応信号をそれぞれ入力としＡＮＤ回路１１３に１対１
に対応する１６個の適応係数回路１１４と、第４番目の
単位遅延回路１２３の出力または第４番目の単位遅延回
路１２４の出力を入力としているＡＮＤ回路１１３対応
の適応係数回路１１４の出力を入力とする加算器１１５
と、加算器１１５の出力を入力とする減衰器１１７と、
適応係数回路１１４の出力と減衰器１１７の出力とを入
力とする加算器１１６とを有する。ここで、２入力のＡ
ＮＤ回路１１３の接続はセレクタ１２２の出力１２５，
１２６および単位遅延回路１２３，１２４の出力から時
間的に連続する２つをそれぞれ選ぶように行われてい
る。なお、遅延回路１２１は符号送信後に反響路からエ
コーが戻る時間調整のために設けている。
【００１１】この非線形エコーキャンセラ１０７の動作
について詳述すると、雑音源信号１０２は遅延回路１２
１を通してセレクタ１２２に入力される。セレクタ１２
２は遅延回路１２１から入力される符号の値±１に応じ
て各各出力１２５，１２６の一方にバイナリ信号１をセ
ットし、他方にバイナリ信号０をセットする。セレクタ
１２２の出力１２５，１２６は縦続接続された単位遅延
回路１２３，１２４にそれぞれ入力されて単位時間毎の
遅延を与えられる。ＡＮＤ回路１１３の各各は対応する
単位遅延回路１２３，１２４の入出力が全て１の場合に
１を出力する。出力が１のＡＮＤ回路１１３と接続され
た適応係数回路１１４のみ出力し、かつ内蔵レジスタが
更新される。単位遅延回路１２３，１２４の最終段の出
力を入力としているＡＮＤ回路１１３に対応している適
応係数回路１１４の出力は加算器１１５に入力される。
加算器１１５の出力は減衰器１１７によって単位時間毎
に減衰させられる。これにより、第４番目の単位遅延回
路１２３，１２４より後の非線形歪の影響が小さいキャ
ンセル区間のエコーを推定している。適応係数回路１１
４の出力および減衰器１１７の出力はすべて加算器１１
６で加算されエコーレプリカの非線形成分として出力さ
れる。このように、非線形エコーキャンセラ１０７は雑
音源信号１０２の各送信符号パターンによって生じる非
線形エコーの時間応答を推定しキャンセル信号を生成す
る。
について詳述すると、雑音源信号１０２は遅延回路１２
１を通してセレクタ１２２に入力される。セレクタ１２
２は遅延回路１２１から入力される符号の値±１に応じ
て各各出力１２５，１２６の一方にバイナリ信号１をセ
ットし、他方にバイナリ信号０をセットする。セレクタ
１２２の出力１２５，１２６は縦続接続された単位遅延
回路１２３，１２４にそれぞれ入力されて単位時間毎の
遅延を与えられる。ＡＮＤ回路１１３の各各は対応する
単位遅延回路１２３，１２４の入出力が全て１の場合に
１を出力する。出力が１のＡＮＤ回路１１３と接続され
た適応係数回路１１４のみ出力し、かつ内蔵レジスタが
更新される。単位遅延回路１２３，１２４の最終段の出
力を入力としているＡＮＤ回路１１３に対応している適
応係数回路１１４の出力は加算器１１５に入力される。
加算器１１５の出力は減衰器１１７によって単位時間毎
に減衰させられる。これにより、第４番目の単位遅延回
路１２３，１２４より後の非線形歪の影響が小さいキャ
ンセル区間のエコーを推定している。適応係数回路１１
４の出力および減衰器１１７の出力はすべて加算器１１
６で加算されエコーレプリカの非線形成分として出力さ
れる。このように、非線形エコーキャンセラ１０７は雑
音源信号１０２の各送信符号パターンによって生じる非
線形エコーの時間応答を推定しキャンセル信号を生成す
る。
【００１２】消去を行う非線形エコーと図２に示す回路
構成との関係についてより詳細に説明する。時刻ｎで送
信符号をＸｎ、時刻ｎ−１での送信符号をＸｎ−１、送
信時にＸｎ−１によりＸｎに非線形歪が生じるものとす
ると、時刻ｎの送信レベルＹｎは式（１）のようにな
る。 ここで、ａは送信回路での変換係数、ｂ（ｉ，ｊ）
（ｉ，ｊは＋１または−１の送信符号）はＸｎ，Ｘｎ−
１のパターンによって値が決まる関数である。エコーキ
ャンセル点でのエコーの時間応答Ｃｋ（ｋ＝０〜Ｌ−
１）がＬサンプル分の長さであるとすると、時刻ｎのキ
ャンセル点でのエコーＥｎは式（２）のようになる。 ここで、以下のようなパターン検出特性を持つ関数ｄｉ
ｊ（Ｘｎ−ｋ，Ｘｎ−ｋ−１）（添え字ｉ，ｊは、＋１
または−１の送信符号）を導入する。 ｉ＝Ｘｎ−ｋかつｊ＝Ｘｎ−ｋ−１の場合、ｄｉｊ（Ｘ
ｎ−ｋ，Ｘｎ−ｋ−１）＝１ それ以外の場合、ｄｉｊ（Ｘｎ−ｋ，Ｘｎ−ｋ−１）＝
０ ｄｉｊにより式（２）を変形すると式（３）のようにな
る（ｋに対して式（３）の２項から５項のうち１項のみ
値をもつ）。 式（３）の第１項が線形エコー成分を、第２〜５項は送
信時に発生した非線形歪の時間応答を示している。ここ
で、式（３）の第２項について、非線形エコーは送信後
４サンプル目まで影響が大きく、４サンプル目以降は単
調減少となるというように近似してもよい場合とし、そ
の減衰定数をｈ（０＜ｈ＜１）としｇ１１ｋ＝Ｃｋ・ｂ
（１，１）とすると、式（４）のように変形できる。 同様な近似により式（３）の３項から５項を変形する
と、式（３）は式（５）のようになる（線形成分につい
てはＬサンプル分の時間応答に対して近似は行っていな
い）。 図２において、左から１から４番目までの加算器１１６
の入力が式（５）の第２項に、５から８番目までの入力
が式（５）の第４項に、９から１２番目までの入力が式
（５）の第６項に、１３から１６番目までの入力が式
（５）の第８項に対応する。式（５）の第３，５，７，
９項は減衰器１１７に対応している。また、式（５）中
の関数ｄｉｊ（Ｘｎ，Ｘｎ−１）はアンド回路１１３
に、ｇｉｊｋは適応係数回路１１４にそれぞれ対応す
る。 上述したように、送信点で発生する非線形歪は送信
符号パターンにより異なる。この非線形エコーキャンセ
ラ１０７では、各パターンによって発生する非線形歪の
時間応答を推定し、それらをたし合せることで受信点で
の非線形歪の総和を求めている。時間的に連続した２つ
の出力を入力とするアンド回路１１３でパターン検出を
行いこれを実現している。図３に適応係数回路１１４の
詳細構成例を示す。図２に示す適応係数回路１１４の各
各はスケーリング回路からの適応信号１０４とスイッチ
１２０の出力とを加算する加算器１１８と、加算器１１
８の出力を入力とするレジスタ１１９と、レジスタ１１
９の出力を入力としＡＮＤ回路１１３の出力を制御信号
とするスイッチ１２０とから構成される。ここで、レジ
スタ１１９はフリップフロップにより、またスイッチ１
２０は半導体スイッチ素子により構成できる。この適応
係数回路１１４では、ＡＮＤ回路１１３の出力１の場合
にスイッチ１２０が動作（閉成）し、レジスタ１１９に
保持されている値（ＲＥＧｎ−１）に適応信号（２α・
ＥＲＲ）１０４を加算することにより行われる。ＡＮＤ
回路１１３の出力が０または１の論理信号であるので、
この実施例の非線形エコーキャンセラの適応係数回路１
１４の各各は乗算器を不要とするトランスバーサルフィ
ルタ構成となる。
構成との関係についてより詳細に説明する。時刻ｎで送
信符号をＸｎ、時刻ｎ−１での送信符号をＸｎ−１、送
信時にＸｎ−１によりＸｎに非線形歪が生じるものとす
ると、時刻ｎの送信レベルＹｎは式（１）のようにな
る。 ここで、ａは送信回路での変換係数、ｂ（ｉ，ｊ）
（ｉ，ｊは＋１または−１の送信符号）はＸｎ，Ｘｎ−
１のパターンによって値が決まる関数である。エコーキ
ャンセル点でのエコーの時間応答Ｃｋ（ｋ＝０〜Ｌ−
１）がＬサンプル分の長さであるとすると、時刻ｎのキ
ャンセル点でのエコーＥｎは式（２）のようになる。 ここで、以下のようなパターン検出特性を持つ関数ｄｉ
ｊ（Ｘｎ−ｋ，Ｘｎ−ｋ−１）（添え字ｉ，ｊは、＋１
または−１の送信符号）を導入する。 ｉ＝Ｘｎ−ｋかつｊ＝Ｘｎ−ｋ−１の場合、ｄｉｊ（Ｘ
ｎ−ｋ，Ｘｎ−ｋ−１）＝１ それ以外の場合、ｄｉｊ（Ｘｎ−ｋ，Ｘｎ−ｋ−１）＝
０ ｄｉｊにより式（２）を変形すると式（３）のようにな
る（ｋに対して式（３）の２項から５項のうち１項のみ
値をもつ）。 式（３）の第１項が線形エコー成分を、第２〜５項は送
信時に発生した非線形歪の時間応答を示している。ここ
で、式（３）の第２項について、非線形エコーは送信後
４サンプル目まで影響が大きく、４サンプル目以降は単
調減少となるというように近似してもよい場合とし、そ
の減衰定数をｈ（０＜ｈ＜１）としｇ１１ｋ＝Ｃｋ・ｂ
（１，１）とすると、式（４）のように変形できる。 同様な近似により式（３）の３項から５項を変形する
と、式（３）は式（５）のようになる（線形成分につい
てはＬサンプル分の時間応答に対して近似は行っていな
い）。 図２において、左から１から４番目までの加算器１１６
の入力が式（５）の第２項に、５から８番目までの入力
が式（５）の第４項に、９から１２番目までの入力が式
（５）の第６項に、１３から１６番目までの入力が式
（５）の第８項に対応する。式（５）の第３，５，７，
９項は減衰器１１７に対応している。また、式（５）中
の関数ｄｉｊ（Ｘｎ，Ｘｎ−１）はアンド回路１１３
に、ｇｉｊｋは適応係数回路１１４にそれぞれ対応す
る。 上述したように、送信点で発生する非線形歪は送信
符号パターンにより異なる。この非線形エコーキャンセ
ラ１０７では、各パターンによって発生する非線形歪の
時間応答を推定し、それらをたし合せることで受信点で
の非線形歪の総和を求めている。時間的に連続した２つ
の出力を入力とするアンド回路１１３でパターン検出を
行いこれを実現している。図３に適応係数回路１１４の
詳細構成例を示す。図２に示す適応係数回路１１４の各
各はスケーリング回路からの適応信号１０４とスイッチ
１２０の出力とを加算する加算器１１８と、加算器１１
８の出力を入力とするレジスタ１１９と、レジスタ１１
９の出力を入力としＡＮＤ回路１１３の出力を制御信号
とするスイッチ１２０とから構成される。ここで、レジ
スタ１１９はフリップフロップにより、またスイッチ１
２０は半導体スイッチ素子により構成できる。この適応
係数回路１１４では、ＡＮＤ回路１１３の出力１の場合
にスイッチ１２０が動作（閉成）し、レジスタ１１９に
保持されている値（ＲＥＧｎ−１）に適応信号（２α・
ＥＲＲ）１０４を加算することにより行われる。ＡＮＤ
回路１１３の出力が０または１の論理信号であるので、
この実施例の非線形エコーキャンセラの適応係数回路１
１４の各各は乗算器を不要とするトランスバーサルフィ
ルタ構成となる。
【００１３】上述した実施例では、線形エコーキャンセ
ラ１０６が収束した後、非線形エコーキャンセラ１０７
のトレーニングを開始しているが、これらのトレーニン
グを同時に開始しても問題はない。すなわち、線形エコ
ーキャンセラ１０６のタップ係数が常に更新されるのに
対し、非線形エコーキャンセラ１０７の適応係数回路１
１４の更新はＡＮＤ回路１１３の出力が１の場合のみに
行われるため、線形エコーキャンセラ１０６の方が収束
速度が早くなり、線形エコーキャンセラ１０６および非
線形エコーキャンセラ１０７が同時に動作してきょうあ
いし、適応係数の安定性が悪くなることを回避できるか
らである。
ラ１０６が収束した後、非線形エコーキャンセラ１０７
のトレーニングを開始しているが、これらのトレーニン
グを同時に開始しても問題はない。すなわち、線形エコ
ーキャンセラ１０６のタップ係数が常に更新されるのに
対し、非線形エコーキャンセラ１０７の適応係数回路１
１４の更新はＡＮＤ回路１１３の出力が１の場合のみに
行われるため、線形エコーキャンセラ１０６の方が収束
速度が早くなり、線形エコーキャンセラ１０６および非
線形エコーキャンセラ１０７が同時に動作してきょうあ
いし、適応係数の安定性が悪くなることを回避できるか
らである。
【００１４】また、スケーリング回路１０５から出力さ
れる適応信号１０４を線形エコーキャンセラ１０６への
出力（２α２・ＥＲＲ）より非線形エコーキャンセラ１
０７への出力（２α１・ＥＲＲ）を小さくとることでも
両エコーキャンセラ１０６，１０７のトレーニングの時
間開始問題に対処できる。なお、スケーリング回路１０
５において適応信号１０４の定数（２α１，２α２）の
切替えを行うためには、誤差信号（ＥＲＲ）１０９を測
定してその平均が一定になった場合に小さい定数（２α
１）に切替える手法、また時間によってアプリケーショ
ンを満足するように小さい定数に切替える手法などをス
ケーリング回路１０５に採用する必要がある。
れる適応信号１０４を線形エコーキャンセラ１０６への
出力（２α２・ＥＲＲ）より非線形エコーキャンセラ１
０７への出力（２α１・ＥＲＲ）を小さくとることでも
両エコーキャンセラ１０６，１０７のトレーニングの時
間開始問題に対処できる。なお、スケーリング回路１０
５において適応信号１０４の定数（２α１，２α２）の
切替えを行うためには、誤差信号（ＥＲＲ）１０９を測
定してその平均が一定になった場合に小さい定数（２α
１）に切替える手法、また時間によってアプリケーショ
ンを満足するように小さい定数に切替える手法などをス
ケーリング回路１０５に採用する必要がある。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、多
値送信符号の値ごとに論理信号（０，１）を格納するよ
うにそれぞれ縦続接続された複数組の単位遅延回路の出
力を参照するＡＮＤ回路の出力によって適応等化を行う
構成の非線形エコーキャンセラを設けることにより、ハ
ードウェア量が削減でき、かつ適応制御が簡略化でき
る。
値送信符号の値ごとに論理信号（０，１）を格納するよ
うにそれぞれ縦続接続された複数組の単位遅延回路の出
力を参照するＡＮＤ回路の出力によって適応等化を行う
構成の非線形エコーキャンセラを設けることにより、ハ
ードウェア量が削減でき、かつ適応制御が簡略化でき
る。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１中の非線形エコーキャンセラの詳細構成例
を示す図である。
を示す図である。
【図３】図２中の適応係数回路の詳細構成例を示す図で
ある。
ある。
１０１ エコーキャンセラ １０２ 雑音源信号 １０３ 入力信号 １０４ 適応信号 １０５ スケーリング回路 １０６ 線形エコーキャンセラ １０７ 非線形エコーキャンセラ １０８ 減算器 １０９ 誤差信号 １１０，１１５，１１６，１１８ 加算器 １１１ キャンセル信号 １１３ アンド回路 １１４ 適応係数回路 １１７ 減衰器 １１９ レジスタ １２０ スイッチ １２１ 遅延回路 １２２ セレクタ １２３，１２４ 単位遅延回路
Claims (2)
- 【請求項１】 キャンセル信号と反響路からのエコーと
しての入力信号との差分である誤差信号を定数倍した適
応信号を送出するスケーリング回路と； このスケーリング回路からの前記適応信号と多値送信符
号対応の雑音源信号とを供給され前記エコーの線形成分
を推定する線形エコーキャンセラと； 前記スケーリング回路からの前記適応信号と前記雑音源
信号とを供給され前記エコーの非線形成分を推定する非
線形エコーキャンセラと； 前記線形エコーキャンセラと前記非線形エコーキャンセ
ラとの出力を加算する第１の加算器とを備え； 前記非線形エコーキャンセラは、前記雑音源信号の多値
の数に対応した多出力の各各に予め定めた第１および第
２の論理信号を送出するセレクタと、このセレクタの多
出力の各各を初段入力とし各各別に縦続接続される複数
組の単位遅延回路と、これら複数組の単位遅延回路およ
び前記セレクタの出力のうち時間的に連続する複数個を
選ぶ出力をそれぞれ入力とする複数のアンド回路と、こ
れら複数のアンド回路にそれぞれ対応して設けられ対応
の前記アンド回路から有意の論理信号が供給されたとき
適応係数の記憶値を更新して送出する複数の適応係数回
路と、前記複数組の単位遅延回路の各各の最終段の出力
対応の前記アンド回路に対応する前記適応係数回路から
の前記適応係数を加算する第２の加算器と、この第２の
加算器の出力を単位時間毎に減衰させる減衰器と、前記
複数の適応係数回路と前記減衰器との出力を加算しエコ
ーレプリカとして前記第１の加算器に送出する第３の加
算器とを有すること特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項２】 前記複数の適応係数回路の各各は、対応
の前記アンド回路から有意の論理信号が供給されたとき
に前記適応係数の記憶値を前記第２および第３の加算器
の少なくとも一方に送出するように動作するスイッチ
と、このスイッチの動作時に前記適応係数の記憶値を送
出するレジスタと、このレジスタからの前状態の前記記
憶値と前記スケーリング回路からの前記適応信号とを加
算し前記レジスタの前記記憶値を更新する第４の加算器
とを有することを特徴とする請求項１記載のエコーキャ
ンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23452092A JPH07123239B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23452092A JPH07123239B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | エコーキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204917A JPH06204917A (ja) | 1994-07-22 |
| JPH07123239B2 true JPH07123239B2 (ja) | 1995-12-25 |
Family
ID=16972315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23452092A Expired - Lifetime JPH07123239B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123239B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5161838B2 (ja) * | 2009-05-18 | 2013-03-13 | 株式会社日立製作所 | エコーキャンセラおよび音響エコー消去方法 |
-
1992
- 1992-09-02 JP JP23452092A patent/JPH07123239B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06204917A (ja) | 1994-07-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19960702 |