JP2556195B2 - エコー消去装置 - Google Patents
エコー消去装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、２線/4線変換回路の４線側にて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーをアダプティブ・フィルタ
を用いて消去するエコー消去装置に関する。
り受信回路へ漏れ込むエコーをアダプティブ・フィルタ
を用いて消去するエコー消去装置に関する。
［従来の技術］ 従来、２線/4線変換回路の４線側にて送信回路より受
信回路へ漏れ込むエコーを消去する装置として、エコー
キャンセラが知られている。
信回路へ漏れ込むエコーを消去する装置として、エコー
キャンセラが知られている。
この種のエコーキャンセラは、エコーのインパルス応
答に等しい長さのタップ係数を持つ適応（アダプティ
ブ）・フィルタを用いて、送信信号に対応した疑似エコ
ー（エコーレプリカ）を生成することにより、２線/4線
変換回路にて送信回路から受信回路に漏れ込むエコーを
抑圧するように動作する。この時、アダプティブ・フィ
ルタの各タップ係数は、エコーと受信信号が混在した混
在信号（エコー信号）からエコーレプリカを差し引いた
誤差信号と送信信号との相関をとることより修正され
る。
答に等しい長さのタップ係数を持つ適応（アダプティ
ブ）・フィルタを用いて、送信信号に対応した疑似エコ
ー（エコーレプリカ）を生成することにより、２線/4線
変換回路にて送信回路から受信回路に漏れ込むエコーを
抑圧するように動作する。この時、アダプティブ・フィ
ルタの各タップ係数は、エコーと受信信号が混在した混
在信号（エコー信号）からエコーレプリカを差し引いた
誤差信号と送信信号との相関をとることより修正され
る。
このようなアダプティブ・フィルタの係数修正すなわ
ち収束アルゴリズムの代表的なものとして、「LMS ALGO
RITHM」（PROCEEDINGS OF IEEE 63巻12号、1975年、169
2〜1716ページ参照；以下、「文献１」と「LEARNING ID
ENTIFICATION METHOD;LIM」（IEEE TRANSACTIONS ON AU
TOMATIC CONTROL 12巻３号、1967年、282〜287ページ参
照；以下、「文献２」）が知られている。
ち収束アルゴリズムの代表的なものとして、「LMS ALGO
RITHM」（PROCEEDINGS OF IEEE 63巻12号、1975年、169
2〜1716ページ参照；以下、「文献１」と「LEARNING ID
ENTIFICATION METHOD;LIM」（IEEE TRANSACTIONS ON AU
TOMATIC CONTROL 12巻３号、1967年、282〜287ページ参
照；以下、「文献２」）が知られている。
第３図は、従来のエコーキャンセラの構成を示すブロ
ック図である。送信信号入力端子21より入力された送信
信号は、アダプティブ・フィルタ22に入力されると共
に、送信信号出力端子23より、伝送路へ送信される。伝
送路へ送出された送信信号は、２線/4線変換回路24によ
り、２線側に伝送される。このとき２線/4線変換による
インピーダンス不整合により、受信回路へ一部漏れ込
み、受信信号入力端子25に入力される。
ック図である。送信信号入力端子21より入力された送信
信号は、アダプティブ・フィルタ22に入力されると共
に、送信信号出力端子23より、伝送路へ送信される。伝
送路へ送出された送信信号は、２線/4線変換回路24によ
り、２線側に伝送される。このとき２線/4線変換による
インピーダンス不整合により、受信回路へ一部漏れ込
み、受信信号入力端子25に入力される。
アダプティブ・フィルタ22は、入力された送信信号を
フィルタ入力としてフィルタ積和演算を実施し、フィル
タ演算結果として、エコーレプリカを出力する。減算器
26は、受信信号入力端子25より入力されたエコー信号か
ら、アダプティブ・フィルタの出力するエコーレプリカ
を減算し、減算結果を誤差信号として、アダプティブ・
フィルタ22に入力すると共に、エコー消去後の受信信号
として受信信号出力端子27に出力する。
フィルタ入力としてフィルタ積和演算を実施し、フィル
タ演算結果として、エコーレプリカを出力する。減算器
26は、受信信号入力端子25より入力されたエコー信号か
ら、アダプティブ・フィルタの出力するエコーレプリカ
を減算し、減算結果を誤差信号として、アダプティブ・
フィルタ22に入力すると共に、エコー消去後の受信信号
として受信信号出力端子27に出力する。
アダプティブ・フィルタ22では、入力された誤差信号
を基に、前述した「文献１」や「文献２」の係数修正ア
リゴリズムを用いて、フィルタ係数の修正が行なわれ
る。
を基に、前述した「文献１」や「文献２」の係数修正ア
リゴリズムを用いて、フィルタ係数の修正が行なわれ
る。
ここで、フィルタ係数の修正アリゴリズムとして「文
献１」の「LMS ALGORITHM」を仮定し、係数修正方法を
詳細に説明する。今、送信信号をXk、エコー信号をYk、
エコーレプリカをk、誤差信号をEk（但し、ｋは時間
を示す指標）と表わすものとする。また、時間ｋにおけ
るｊタップ目のフィルタ係数をＷk jと表すものとする。
この時、アダプティブ・フィルタの出力であるエコーレ
プリカkは（１）式で表現される。ここで、Ｍはアダ
プティブ・フィルタのタップ数を示す。
献１」の「LMS ALGORITHM」を仮定し、係数修正方法を
詳細に説明する。今、送信信号をXk、エコー信号をYk、
エコーレプリカをk、誤差信号をEk（但し、ｋは時間
を示す指標）と表わすものとする。また、時間ｋにおけ
るｊタップ目のフィルタ係数をＷk jと表すものとする。
この時、アダプティブ・フィルタの出力であるエコーレ
プリカkは（１）式で表現される。ここで、Ｍはアダ
プティブ・フィルタのタップ数を示す。
また、誤差信号Ekは（２）式で表現される。
Ek＝Yk−k （２） また、係数修正は（３）式で表現される。
Ｗj k+1＝Ｗj k＋μ・Ek・Xk- j （３） （３）式において、μはステップサイズと呼ばれる定数
であり、係数の収束時間や収束後の残留エコー量を決定
するパラメータである。
であり、係数の収束時間や収束後の残留エコー量を決定
するパラメータである。
以上が、「文献１」に示された「LMS ALGORITHM」に
よる係数修正のアルゴリズムであるが、（３）式のμの
変わりに、μを入力信号電力で割った値を用ることによ
り、「文献２」に示された「LIM」を適用したことにな
る。
よる係数修正のアルゴリズムであるが、（３）式のμの
変わりに、μを入力信号電力で割った値を用ることによ
り、「文献２」に示された「LIM」を適用したことにな
る。
［発明が解決しようとする課題］ 上述した従来のエコーキャンセラには、次のような問
題点がある。
題点がある。
実際にエコーキャンセラの挿入される４線回線上の地
点と４線/2線変換回路のある地点の間に固定遅延が存在
し、かつ、その固定遅延量が大きく変化する場合、従来
のエコーャンセラでは、想定される最大の固定遅延量と
実質的なインパルス応答の応答波形部分をカバーする長
さのタップ係数を持つアダプティブ・フィルタを必要と
する。これは、固定遅延量が非常に大きいときには膨大
なタップ数を持つことになり、係数間の相互干渉で収束
時間が増加する。また、収束後の残留エコー量を十分小
さくするためには、ステップサイズを小さくしなければ
ならず、これも収束時間の増加を伴なってしまう。収束
時間の増加は、途中で固定遅延量が変化した場合、再
度、係数収束するまでに多くの時間がかかることににも
継がり、大きな問題となる。
点と４線/2線変換回路のある地点の間に固定遅延が存在
し、かつ、その固定遅延量が大きく変化する場合、従来
のエコーャンセラでは、想定される最大の固定遅延量と
実質的なインパルス応答の応答波形部分をカバーする長
さのタップ係数を持つアダプティブ・フィルタを必要と
する。これは、固定遅延量が非常に大きいときには膨大
なタップ数を持つことになり、係数間の相互干渉で収束
時間が増加する。また、収束後の残留エコー量を十分小
さくするためには、ステップサイズを小さくしなければ
ならず、これも収束時間の増加を伴なってしまう。収束
時間の増加は、途中で固定遅延量が変化した場合、再
度、係数収束するまでに多くの時間がかかることににも
継がり、大きな問題となる。
本発明の目的は、上記問題点を解決し、収束速度を改
善したエコー消去装置を提案することにある。
善したエコー消去装置を提案することにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明によれば、送信信号と誤差信号とに基づいてエ
コー路のインパルス応答を推定して疑似エコーを生成す
るアダプティブ・フィルタを有し、エコー信号から前記
疑似エコーを減算して前記誤差信号を得ることにより、
２線/4線変換回路の４線側にて送信回路から受信回路へ
漏れ込むエコーを消去するエコー消去装置において、前
記送信信号に対して互いに異なる遅延量を与える第１乃
至第Ｎ（Ｎ≧2;Nは整数）の遅延回路と、該第１乃至第
Ｎの遅延回路の各出力をそれぞれ入力信号とし、各々に
供給された第１乃至第Ｎの誤差信号に基づいて係数修正
が行なわれる第１乃至第Ｎのアダプティブ・フィルタ
と、該第１乃至第Ｎアダプティブ・フィルタの各々の出
力をそれぞれエコー信号から減算して前記第１乃至第Ｎ
の誤差信号を生成する第１乃至第Ｎ減算器と、前記複数
の誤差信号の内、最も残留エコーの少ない信号をエコー
消去信号として出力する選択手段とを有することを特徴
とするエコー消去装置が得られる。
コー路のインパルス応答を推定して疑似エコーを生成す
るアダプティブ・フィルタを有し、エコー信号から前記
疑似エコーを減算して前記誤差信号を得ることにより、
２線/4線変換回路の４線側にて送信回路から受信回路へ
漏れ込むエコーを消去するエコー消去装置において、前
記送信信号に対して互いに異なる遅延量を与える第１乃
至第Ｎ（Ｎ≧2;Nは整数）の遅延回路と、該第１乃至第
Ｎの遅延回路の各出力をそれぞれ入力信号とし、各々に
供給された第１乃至第Ｎの誤差信号に基づいて係数修正
が行なわれる第１乃至第Ｎのアダプティブ・フィルタ
と、該第１乃至第Ｎアダプティブ・フィルタの各々の出
力をそれぞれエコー信号から減算して前記第１乃至第Ｎ
の誤差信号を生成する第１乃至第Ｎ減算器と、前記複数
の誤差信号の内、最も残留エコーの少ない信号をエコー
消去信号として出力する選択手段とを有することを特徴
とするエコー消去装置が得られる。
［作用］ 本発明では、送信信号に対して異なる遅延量を与えた
信号を複数の遅延回路を用いて生成し、生成された各遅
延送信信号を入力とする複数のアダプティブ・フィルタ
を用いて、各アダプティブ・フィルタ毎にエコーレプリ
カを生成する。各アダプティブ・フィルタの係数修正
は、各アダプティブ・フィルタが出力するエコーレプリ
カを受信信号から減算して求まる各誤差信号を基に、そ
れぞれのアダプティブ・フィルタで独立に行なわれる各
アダプティブ・フィルタ毎に算出された誤差信号は、２
乗されて誤差信号電力となり、平均化回路を通すことに
より平均化される。平均化された各アダプティブ・フィ
ルタによる誤差信号電力は最小値検出回路に入力され
て、最も誤差信号電力の小さいアダプティブ・フィルタ
を示す番号を出力する。セレクタは、各アダプティブ・
フィルタによる誤差信号と最小値検出回路の出力するア
ダプティブ・フィルタ番号を受けて、入力されたアダプ
ティブ・フィルタ番号に対応する誤差信号を選択し、エ
コー消去信号として出力する。
信号を複数の遅延回路を用いて生成し、生成された各遅
延送信信号を入力とする複数のアダプティブ・フィルタ
を用いて、各アダプティブ・フィルタ毎にエコーレプリ
カを生成する。各アダプティブ・フィルタの係数修正
は、各アダプティブ・フィルタが出力するエコーレプリ
カを受信信号から減算して求まる各誤差信号を基に、そ
れぞれのアダプティブ・フィルタで独立に行なわれる各
アダプティブ・フィルタ毎に算出された誤差信号は、２
乗されて誤差信号電力となり、平均化回路を通すことに
より平均化される。平均化された各アダプティブ・フィ
ルタによる誤差信号電力は最小値検出回路に入力され
て、最も誤差信号電力の小さいアダプティブ・フィルタ
を示す番号を出力する。セレクタは、各アダプティブ・
フィルタによる誤差信号と最小値検出回路の出力するア
ダプティブ・フィルタ番号を受けて、入力されたアダプ
ティブ・フィルタ番号に対応する誤差信号を選択し、エ
コー消去信号として出力する。
本発明によれば、固定遅延量の異なる複数のアダプテ
ィブ・フィルタを動作させ、実際のエコーのインパルス
応答の応答波形部分にタップ係数を持つアダプティブ・
フィルタを選択することにより、アダプティブ・フィル
タのタップ数は、固定遅延量に無関係に小さくすること
ができ、収束時間の増大を防ぐことができる。
ィブ・フィルタを動作させ、実際のエコーのインパルス
応答の応答波形部分にタップ係数を持つアダプティブ・
フィルタを選択することにより、アダプティブ・フィル
タのタップ数は、固定遅延量に無関係に小さくすること
ができ、収束時間の増大を防ぐことができる。
［実施例］ 次に、図面を参照して本発明について詳細に説明す
る。
る。
第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図
である。本実施例ではアダプティブ・フィルタが３つ
（Ｎ＝３）の場合について説明する。
である。本実施例ではアダプティブ・フィルタが３つ
（Ｎ＝３）の場合について説明する。
送信信号入力端子21より入力された送信信号は、遅延
回路12,13,及び14にそれぞれ入力されると共に、送信信
号出力端子23より伝送路へ送出される。伝送路へ送出さ
れた送信信号は、２線/4線変換回路24によって、２線側
へ伝送される。このとき、２線/4線変換におけるインピ
ーダンス不整合により、受信回路へ送信信号の一部が漏
れ込み、受信信号入力端子25に入力される。
回路12,13,及び14にそれぞれ入力されると共に、送信信
号出力端子23より伝送路へ送出される。伝送路へ送出さ
れた送信信号は、２線/4線変換回路24によって、２線側
へ伝送される。このとき、２線/4線変換におけるインピ
ーダンス不整合により、受信回路へ送信信号の一部が漏
れ込み、受信信号入力端子25に入力される。
遅延回路12,13,及び14は、入力された送信信号に対し
て互いに異なる所定の遅延を与える。遅延後の送信信号
はそれぞれ、アダプティブ・フィルタ16,17,及び18に入
力される。
て互いに異なる所定の遅延を与える。遅延後の送信信号
はそれぞれ、アダプティブ・フィルタ16,17,及び18に入
力される。
アダプティブ・フィルタ16,17,及び18は各々に供給さ
れた誤差信号に基づいてそれぞれエコーレプリカを生成
する。
れた誤差信号に基づいてそれぞれエコーレプリカを生成
する。
アダプティブ・フィルタ16,17,及び18によってそれぞ
れ生成されたエコーレプリカは、減算器33,32,及び31に
入力され、エコー信号からエコーレプリカを減算してそ
れぞれ誤差信号が算出される。
れ生成されたエコーレプリカは、減算器33,32,及び31に
入力され、エコー信号からエコーレプリカを減算してそ
れぞれ誤差信号が算出される。
算出された各誤差信号は、それぞれ、アダプティブ・
フィルタ16,17,及び18、乗算器36,35,及び34に入力され
ると共にセレクタ11にも供給される。
フィルタ16,17,及び18、乗算器36,35,及び34に入力され
ると共にセレクタ11にも供給される。
乗算器36,35,及び34に入力された各誤差信号はそれぞ
れ２乗され誤差信号電力として出力される。そして、各
誤差信号電力は、平均化回路39,38,及び37に入力され平
均化され、平均誤差信号電力となる。平均化は、過去Ｓ
個の入力の和をＳで割ることにより行なわれるものとす
る。
れ２乗され誤差信号電力として出力される。そして、各
誤差信号電力は、平均化回路39,38,及び37に入力され平
均化され、平均誤差信号電力となる。平均化は、過去Ｓ
個の入力の和をＳで割ることにより行なわれるものとす
る。
こうして得られた各平均誤差信号電力は、最小値検出
回路19に入力される。最小値検出回路19は、入力された
平均誤差信号電力の中で最小の値を検出し、最小平均誤
差信号電力に対応するアダプティブ・フィルタの番号
（本実施例では16,17,18のうちの１つ）をセレクタ11に
出力する。セレクタ11は、最小値検出回路19によって示
されたアダプティブ・フィルタに対応する誤差信号（例
えば、アダプティブ・フィルタ17を示している場合は減
算器32から出力される誤差信号）を選択し、エコー消去
信号として受信信号出力端子27に出力する。
回路19に入力される。最小値検出回路19は、入力された
平均誤差信号電力の中で最小の値を検出し、最小平均誤
差信号電力に対応するアダプティブ・フィルタの番号
（本実施例では16,17,18のうちの１つ）をセレクタ11に
出力する。セレクタ11は、最小値検出回路19によって示
されたアダプティブ・フィルタに対応する誤差信号（例
えば、アダプティブ・フィルタ17を示している場合は減
算器32から出力される誤差信号）を選択し、エコー消去
信号として受信信号出力端子27に出力する。
ここで、遅延回路12、遅延回路13、遅延回路14におけ
る遅延量、および、各アダプティブ・フィルタのタップ
数の設定について説明する。いま、各アダプティブ・フ
ィルタのタップ数をＭとし、遅延回路12,13,及び14の遅
延量をそれぞれD0，D1，及びD2とする。また、エコー路
のインパルス応答の応答波形部分の最大長をＬとする
と、これらの関係は（４）〜（７）式のように設定す
る。
る遅延量、および、各アダプティブ・フィルタのタップ
数の設定について説明する。いま、各アダプティブ・フ
ィルタのタップ数をＭとし、遅延回路12,13,及び14の遅
延量をそれぞれD0，D1，及びD2とする。また、エコー路
のインパルス応答の応答波形部分の最大長をＬとする
と、これらの関係は（４）〜（７）式のように設定す
る。
Ｍ＝2L （４） D0＝０ （５） D1＝M/2＝Ｌ （６） D2＝Ｍ＝2L （７） 第２図は、（４）〜（７）式の関係を示す図である。
図において、A1，A2，A3は、それぞれアダプティブ・フ
ィルタ16,17,18のフィルタ・タップ係数が配置されてい
るエリアを示している。
図において、A1，A2，A3は、それぞれアダプティブ・フ
ィルタ16,17,18のフィルタ・タップ係数が配置されてい
るエリアを示している。
各アダプティブ・フィルタのタップ係数をオーバーラ
ップして配置しているのは以下の理由による。図２のケ
ース１〜６に示すように、実際のエコー路のインパルス
応答の応答波形部分が存在すると仮定した場合、図２の
ようなオーバーラップをすることにより、必ずどれか１
つのアダプティブ・フィルタを選択するだけでよい。も
し、オーバーラップ区間がなれば、応答波形部分の位置
によっては、２つ以上のアダプティブ・フィルタを選択
しなければならなくなり、アダプティブ・フィルタの選
択制御が複雑になる。
ップして配置しているのは以下の理由による。図２のケ
ース１〜６に示すように、実際のエコー路のインパルス
応答の応答波形部分が存在すると仮定した場合、図２の
ようなオーバーラップをすることにより、必ずどれか１
つのアダプティブ・フィルタを選択するだけでよい。も
し、オーバーラップ区間がなれば、応答波形部分の位置
によっては、２つ以上のアダプティブ・フィルタを選択
しなければならなくなり、アダプティブ・フィルタの選
択制御が複雑になる。
また、アダプティブ・フィルタのタップ数Ｍをインパ
ルス応答の応答波形Ｌの２倍にしている理由も、同じ理
由で２つ以上の選択を防ぐためである。第２図で示され
るように本実施例では、許容される最大の固定遅延はケ
ース６の場合であるが、構成されるアダプティブ・フィ
ルタ、遅延回路、減算器、乗算器、平均化回路を増やす
ことによりもっと大きな固定遅延量に対応することが可
能である。
ルス応答の応答波形Ｌの２倍にしている理由も、同じ理
由で２つ以上の選択を防ぐためである。第２図で示され
るように本実施例では、許容される最大の固定遅延はケ
ース６の場合であるが、構成されるアダプティブ・フィ
ルタ、遅延回路、減算器、乗算器、平均化回路を増やす
ことによりもっと大きな固定遅延量に対応することが可
能である。
次に、平均化回路37,38,39における平均個数Ｓの設定
について説明する。Ｓを小さくしすぎると、誤差信号電
力の変化が大きく誤差信号選択を誤まる可能性が大き
く、また、Ｓを大きくしすぎると、エコー路の固定遅延
の変化に対する選択変更動作が鈍くなる。したがって、
Ｓの値は、その点を考慮し決定するものとする。
について説明する。Ｓを小さくしすぎると、誤差信号電
力の変化が大きく誤差信号選択を誤まる可能性が大き
く、また、Ｓを大きくしすぎると、エコー路の固定遅延
の変化に対する選択変更動作が鈍くなる。したがって、
Ｓの値は、その点を考慮し決定するものとする。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、送信信号に対
して異なる遅延量を与えた信号を入力とする複数のアダ
プティブ・フィルタを動作ささせ、各アダプティブ・フ
ィルタに対する平均化誤差信号電力を求め、その値が最
小であるアダプティブ・フィルタの誤差信号を選択し、
出力することにより、エコー路の固定遅延量が大きく、
また、変化する場合でも、収束時間の短いエコー消去装
置を実現することができる。
して異なる遅延量を与えた信号を入力とする複数のアダ
プティブ・フィルタを動作ささせ、各アダプティブ・フ
ィルタに対する平均化誤差信号電力を求め、その値が最
小であるアダプティブ・フィルタの誤差信号を選択し、
出力することにより、エコー路の固定遅延量が大きく、
また、変化する場合でも、収束時間の短いエコー消去装
置を実現することができる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は本
発明における遅延回路、アダプティブ・フィルタのタッ
プ数に関する説明図、第３図は従来例を示すブロック図
である。 11……セレクタ、12,13,14……遅延回路、16,17,18,22
……アダプティブ・フィルタ、19……最小値検出回路、
21……送信信号入力端子、23……送信信号出力端子、24
……２線/4線変換回路、25……受信信号入力端子、26,3
1,32,33……減算器、27……受信信号出力端子、34,35,3
6……乗算器、37,38,39……平均化回路。
発明における遅延回路、アダプティブ・フィルタのタッ
プ数に関する説明図、第３図は従来例を示すブロック図
である。 11……セレクタ、12,13,14……遅延回路、16,17,18,22
……アダプティブ・フィルタ、19……最小値検出回路、
21……送信信号入力端子、23……送信信号出力端子、24
……２線/4線変換回路、25……受信信号入力端子、26,3
1,32,33……減算器、27……受信信号出力端子、34,35,3
6……乗算器、37,38,39……平均化回路。
Claims (2)
- 【請求項１】送信信号と誤差信号とに基づいてエコー路
のインパルス応答を推定して疑似エコーを生成するアダ
プティブ・フィルタを有し、エコー信号から前記疑似エ
コーを減算して前記誤差信号を得ることにより、２線/4
線変換回路の４線側にて送信回路から受信回路へ漏れ込
むエコーを消去するエコー消去装置において、 前記送信信号に対して互いに異なる遅延量を与える第１
乃至第Ｎ（Ｎ≧2;Nは整数）の遅延回路と、該第１乃至
第Ｎの遅延回路の各出力をそれぞれ入力信号とし、各々
に供給された第１乃至第Ｎの誤差信号に基づいて係数修
正が行なわれる第１乃至第Ｎのアダプティブ・フィルタ
と、該第１乃至第Ｎアダプティブ・フィルタの各々の出
力をそれぞれエコー信号から減算して前記第１乃至第Ｎ
の誤差信号を生成する第１乃至第Ｎ減算器と、前記複数
の誤差信号の内、最も残留エコーの少ない信号をエコー
消去信号として出力する選択手段とを有することを特徴
とするエコー消去装置。 - 【請求項２】前記選択手段は、前記第１乃至第Ｎ誤差信
号をそれぞれ２乗して第１乃至第Ｎの誤差信号電力を算
出する第１乃至第Ｎの乗算器と、前記第１乃至第Ｎの誤
差信号電力をそれぞれ平均して第１乃至第Ｎの平均化誤
差信号電力を出力する第１乃至第Ｎの平均化回路と、前
記第１乃至第Ｎの平均化誤差信号電力を受け、値が最小
である第ｎ（１≦ｎ≦N;nは整数）の平均化誤差信号電
力を検出し番号ｎを表す検出信号を出力する最小値検出
回路と、前記第１乃至第Ｎの誤差信号と前記検出信号と
を受け、第ｎの誤差信号を選択し、エコー消去信号とし
て出力するセレクタとを具備することを特徴とするエコ
ー消去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2322510A JP2556195B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | エコー消去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2322510A JP2556195B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | エコー消去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04196729A JPH04196729A (ja) | 1992-07-16 |
| JP2556195B2 true JP2556195B2 (ja) | 1996-11-20 |
Family
ID=18144464
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2322510A Expired - Lifetime JP2556195B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | エコー消去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2556195B2 (ja) |
-
1990
- 1990-11-28 JP JP2322510A patent/JP2556195B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04196729A (ja) | 1992-07-16 |
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