JPS6113416B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6113416B2 JPS6113416B2 JP16011080A JP16011080A JPS6113416B2 JP S6113416 B2 JPS6113416 B2 JP S6113416B2 JP 16011080 A JP16011080 A JP 16011080A JP 16011080 A JP16011080 A JP 16011080A JP S6113416 B2 JPS6113416 B2 JP S6113416B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- tap
- input
- outputs
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 22
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 8
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/237—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using two adaptive filters, e.g. for near end and for end echo cancelling
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
本発明は電話回路で生ずるエコーを、送話者の
通話信号からフイルタを用いて合成した擬似エコ
ーで相殺消去し、エコーのない電話回線を提供す
る反響消去装置に関する。 周知のように２線式伝送路と４線式伝送路を２
線４線変換器により結合して成る電話回線におい
ては、主として２線部分の加入者側を見たインピ
ーダンスと２線４線変換器内の平衡回路網のイン
ピーダンスとの間の不整合に起因して４線部分の
受話信号の一部が送話側へ漏洩し、遠端の通話者
に帰還してエコーとして感知される。４線部分の
伝搬遅延が長くなるとエコーは送話後しばらく時
間を経て感知されるので、通話が非常に困難とな
る。反響消去装置はこのような問題を解決するた
めベル研究所のSondhiらによつて提案された方
法で、受話信号を入力とするトランスバーサルフ
イルタの出力でエコーを擬似し、この擬似エコー
を符号反転して送話路へ挿入することにより、近
端の通話者の送話信号は送話路を通過するが、遠
端の通話者のエコーは相殺消去されて送話路を通
過しないようにしたものである。反響消去装置の
受話路を通過した受話信号は２線４線変換器を経
由し同装置の送話路にエコーとして到達するまで
に、伝送路の伝搬遅延と、主として２線４線変換
点でのインピーダンス不整合に起因する時間軸上
の波形の拡散を余儀なくされる。然るに従来の反
響消去装置は種々文献に見られるように送話路、
受話路の各入出力端子対を有する４端子対回路で
あるが、カスケード接続或は並列接続等によつて
回路規模を増大することはできない。従つて上記
伝搬遅延や波形拡散の生じ得るいろいろな量に対
処するためには反響消去装置の回路規模、特にト
ランスバーサルフイルタならびにその制御系の回
路規模を最悪ケースに対処し得るよう決定する必
要があり、反響阻止装置等他の反響抑圧手段に比
較し、著しく大形化して、経済性ならびに形状の
点で劣るという欠点があつた。 本発明はこの欠点を除去するため、トランスバ
ーサルフイルタのタツプ付き遅延線に相当する回
路の最終タツプ、タツプ係数決定のためのたたみ
こみ積分回路、除算器、自乗加算器等に入力或は
出力端子を設け、これらの入出力端子と送話路お
よび受話路の入出力端子の相互接続により、回路
の動作速度を変えることなく同一構成の反響消去
装置が多段接続できるよう反響消去装置の単位回
路を構成したもので、以下図面について詳細に説
明する。 第１図は本発明の実施例であつて、１，２は各
送信入出力端子、３，４は各々受信入出力端子、
５はタツプ付き遅延線或はこれに相当する回路、
６，７，８，９，１０は各々第１、２、３、ｎ、
（ｎ＋１）タツプの係数荷重のための重算器、１
１，１２は加算器、１３は減算器、１４は第１タ
ツプ荷重後の出力端子、１５は第（ｎ＋１）タツ
プの出力端子、１６は加算器１２の入力端子、１
７，１８，１９，２０，２１は各々たたみこみ演
算を行うための乗算器、２２，２３，２４，２
５，２６は各々乗算器１７，１８，１９，２０，
２１の演算結果を蓄積するアキユムレータ、２７
はたたみ込み演算の係数入力端子、２８，２９，
３０，３１，３２は各々第１、２、３、ｎ、（ｎ
＋１）タツプの出力を自乗する乗算器、３３は乗
算器２９，３０，３１，３２の各出力を加算する
加算器、３４，３５は加算器３３の入力端子、３
６は乗算器２８の出力端子、３７は加算器３３の
出力端子、３８は除算器、３９は除算器３８の分
子を与える入力端子、４０は除算器３８の分母を
与える入力端子、４１は除算器３８の除算結果を
与える出力端子である。第１図の回路の特徴は
１，２，３，４の他に１４，１５，１６，２７，
３４，３５，３６，３７，３９，４０，４１の各
入出力端子を設けた点にあり、その動作は次のよ
うに説明される。反響消去の対象となる伝送信号
の帯域幅をＷとすると、標本化定理により、伝送
信号はNyquist間隔Ｔ＝１／２Ｗ毎にサンプリングさ れた値から再現できるので、以下の説明では
Nyquist間隔毎にサンプリングされた値を用いる
こととする。端子３への受信入力をｘk（ｋは整
数）、２２，２３，２４，……，２５，２６の各
出力をh0，h1，h2……，ｈo-1，ｈo、加算器１１
の出力をｚkとすると、遅延線５の各出力タツプ
には信号ｘk，ｘk-1，ｘk-2，……，ｘk-o+1，ｘk-
oが現れているから、 と表される。端子３の入力は端子４より外部の伝
送路に送出され、２線４線変換器を経由して送信
側の端子１に入力され、減算器１３の減算を減て
端子２より出力されるものとし、端子１の入力を
ｙkとする。 第２図は第１図の回路の動作を説明するための
図であつて、４２は第１図の回路全体、４３は受
信出力端子４から送信入力端子１に至る伝送路と
２線４線変換器等からなる外部の伝送路である。 その他の符号は第１図のものと同じである。 第２図に示すように第１図の反響消去回路（単
位回路）を単独で使用する場合の各端子間の外部
結線は、送信出力ｅkを被除数として除算器３８
へ入力するため端子２と端子３９とを外部短絡
し、乗算器６の出力ｈpｘkを加算器１２に入力す
るため端子１４と端子１６とを外部短絡し、加算
器３３からの出力
通話信号からフイルタを用いて合成した擬似エコ
ーで相殺消去し、エコーのない電話回線を提供す
る反響消去装置に関する。 周知のように２線式伝送路と４線式伝送路を２
線４線変換器により結合して成る電話回線におい
ては、主として２線部分の加入者側を見たインピ
ーダンスと２線４線変換器内の平衡回路網のイン
ピーダンスとの間の不整合に起因して４線部分の
受話信号の一部が送話側へ漏洩し、遠端の通話者
に帰還してエコーとして感知される。４線部分の
伝搬遅延が長くなるとエコーは送話後しばらく時
間を経て感知されるので、通話が非常に困難とな
る。反響消去装置はこのような問題を解決するた
めベル研究所のSondhiらによつて提案された方
法で、受話信号を入力とするトランスバーサルフ
イルタの出力でエコーを擬似し、この擬似エコー
を符号反転して送話路へ挿入することにより、近
端の通話者の送話信号は送話路を通過するが、遠
端の通話者のエコーは相殺消去されて送話路を通
過しないようにしたものである。反響消去装置の
受話路を通過した受話信号は２線４線変換器を経
由し同装置の送話路にエコーとして到達するまで
に、伝送路の伝搬遅延と、主として２線４線変換
点でのインピーダンス不整合に起因する時間軸上
の波形の拡散を余儀なくされる。然るに従来の反
響消去装置は種々文献に見られるように送話路、
受話路の各入出力端子対を有する４端子対回路で
あるが、カスケード接続或は並列接続等によつて
回路規模を増大することはできない。従つて上記
伝搬遅延や波形拡散の生じ得るいろいろな量に対
処するためには反響消去装置の回路規模、特にト
ランスバーサルフイルタならびにその制御系の回
路規模を最悪ケースに対処し得るよう決定する必
要があり、反響阻止装置等他の反響抑圧手段に比
較し、著しく大形化して、経済性ならびに形状の
点で劣るという欠点があつた。 本発明はこの欠点を除去するため、トランスバ
ーサルフイルタのタツプ付き遅延線に相当する回
路の最終タツプ、タツプ係数決定のためのたたみ
こみ積分回路、除算器、自乗加算器等に入力或は
出力端子を設け、これらの入出力端子と送話路お
よび受話路の入出力端子の相互接続により、回路
の動作速度を変えることなく同一構成の反響消去
装置が多段接続できるよう反響消去装置の単位回
路を構成したもので、以下図面について詳細に説
明する。 第１図は本発明の実施例であつて、１，２は各
送信入出力端子、３，４は各々受信入出力端子、
５はタツプ付き遅延線或はこれに相当する回路、
６，７，８，９，１０は各々第１、２、３、ｎ、
（ｎ＋１）タツプの係数荷重のための重算器、１
１，１２は加算器、１３は減算器、１４は第１タ
ツプ荷重後の出力端子、１５は第（ｎ＋１）タツ
プの出力端子、１６は加算器１２の入力端子、１
７，１８，１９，２０，２１は各々たたみこみ演
算を行うための乗算器、２２，２３，２４，２
５，２６は各々乗算器１７，１８，１９，２０，
２１の演算結果を蓄積するアキユムレータ、２７
はたたみ込み演算の係数入力端子、２８，２９，
３０，３１，３２は各々第１、２、３、ｎ、（ｎ
＋１）タツプの出力を自乗する乗算器、３３は乗
算器２９，３０，３１，３２の各出力を加算する
加算器、３４，３５は加算器３３の入力端子、３
６は乗算器２８の出力端子、３７は加算器３３の
出力端子、３８は除算器、３９は除算器３８の分
子を与える入力端子、４０は除算器３８の分母を
与える入力端子、４１は除算器３８の除算結果を
与える出力端子である。第１図の回路の特徴は
１，２，３，４の他に１４，１５，１６，２７，
３４，３５，３６，３７，３９，４０，４１の各
入出力端子を設けた点にあり、その動作は次のよ
うに説明される。反響消去の対象となる伝送信号
の帯域幅をＷとすると、標本化定理により、伝送
信号はNyquist間隔Ｔ＝１／２Ｗ毎にサンプリングさ れた値から再現できるので、以下の説明では
Nyquist間隔毎にサンプリングされた値を用いる
こととする。端子３への受信入力をｘk（ｋは整
数）、２２，２３，２４，……，２５，２６の各
出力をh0，h1，h2……，ｈo-1，ｈo、加算器１１
の出力をｚkとすると、遅延線５の各出力タツプ
には信号ｘk，ｘk-1，ｘk-2，……，ｘk-o+1，ｘk-
oが現れているから、 と表される。端子３の入力は端子４より外部の伝
送路に送出され、２線４線変換器を経由して送信
側の端子１に入力され、減算器１３の減算を減て
端子２より出力されるものとし、端子１の入力を
ｙkとする。 第２図は第１図の回路の動作を説明するための
図であつて、４２は第１図の回路全体、４３は受
信出力端子４から送信入力端子１に至る伝送路と
２線４線変換器等からなる外部の伝送路である。 その他の符号は第１図のものと同じである。 第２図に示すように第１図の反響消去回路（単
位回路）を単独で使用する場合の各端子間の外部
結線は、送信出力ｅkを被除数として除算器３８
へ入力するため端子２と端子３９とを外部短絡
し、乗算器６の出力ｈpｘkを加算器１２に入力す
るため端子１４と端子１６とを外部短絡し、加算
器３３からの出力
【式】を除数として除算器
３８に入力するため端子３７と端子４０とを外部
短絡し、除算器３８の出力
短絡し、除算器３８の出力
【式】を乗算
器１７〜２１に入力するために端子４１と端子２
７とを外部短絡し、自乗器２８の出力ｘk ２を加
算器３３に入力するために端子３６と端子３５を
外部短絡する。 受信入力端子３にｘk送信入力端子１にｙkが
各々入力されると、端子２の送信出力ｅkは、 ｅk＝ｙk−（ｚk＋ｈpｘk） (2) となる。信号ｙk中に近端通話者の送話信号が含
まれないときには、反響消去が完全となるｅk＝
０が望ましい状態である。ｅkを零に近似させる
アルゴリズムの一つは最小自乗法であり、これに
よればタツプ荷重係数ｈiに対する補正量をΔｉ
とすれば、 であり、受信入力ｘiが時間（nT）以内に十分に
ランダム信号と見なし得る破形を有する場合は式
(3)の近似解として時点kTにおいて、 となることが知られている。即ち、各サンプリン
グ点毎にｈiを（ｈi＋Δi）へ変えればたたみ込み
積分によりｅkは零に近づく。式(4)の分母におけ
る（ｎ＋１）項の自乗演算は第１図の自乗器２
８，２９，３０，……，３１，３２で行なわれ、
また端子３５と端子３６が接続されているのでそ
れらの和が加算器３３によつて演算され、その出
力
７とを外部短絡し、自乗器２８の出力ｘk ２を加
算器３３に入力するために端子３６と端子３５を
外部短絡する。 受信入力端子３にｘk送信入力端子１にｙkが
各々入力されると、端子２の送信出力ｅkは、 ｅk＝ｙk−（ｚk＋ｈpｘk） (2) となる。信号ｙk中に近端通話者の送話信号が含
まれないときには、反響消去が完全となるｅk＝
０が望ましい状態である。ｅkを零に近似させる
アルゴリズムの一つは最小自乗法であり、これに
よればタツプ荷重係数ｈiに対する補正量をΔｉ
とすれば、 であり、受信入力ｘiが時間（nT）以内に十分に
ランダム信号と見なし得る破形を有する場合は式
(3)の近似解として時点kTにおいて、 となることが知られている。即ち、各サンプリン
グ点毎にｈiを（ｈi＋Δi）へ変えればたたみ込み
積分によりｅkは零に近づく。式(4)の分母におけ
る（ｎ＋１）項の自乗演算は第１図の自乗器２
８，２９，３０，……，３１，３２で行なわれ、
また端子３５と端子３６が接続されているのでそ
れらの和が加算器３３によつて演算され、その出
力
【式】は端子３７に現れる。除算器３８
は、端子２と端子３９の接続によりｅkが被除数
として入力され、また端子３７と端子４０の接続
により式(4)の分母の演算結果が入力されるので、
その出力の端子４１にはタツプ荷重係数修正量に
対する倍率を表わす量である が出力される。その出力は端子４１と端子２７と
の接続により乗算器１７〜２１へ与えられ、もう
一つの入力である遅延線のタツプ出力ｘk-j（即
ち、ｘk，ｘk-1，……，ｘk-o+1，ｘk-o）と乗算
されて、タツプ荷重係数修正量Δi（即ち、Δ
０，Δ１，Δ２，……，Δo-1，Δo）が得られ
る。これらの乗算結果がアキユムレータ２２〜２
６にて積分される結果、アキユムレータ２２〜２
６の出力はそれぞれ次のサンプリグ点で式(1)、(2)
の演算を行なうための各タツプの荷重係数ｈi
（（ｋ＋１）Ｔ）＝ｈi（kT）＋Δi（kT）〔但し、ｉ
＝０、１、２、……、ｎ−１、ｎ〕（即ち、h0，
h1，……，ｈo-1，ｈo）を与える。第１図の回路
は第２図のような外部の配線接続によりこのよう
な動作をするから、端子３に適当な受信入力が加
えられても、端子２に現われるエコーの量ｅkは
補正の結果零に接近し、反響消去が達成される。 第３図は本発明の反響消去装置の単位回路を多
段に接続した一実施例を示すものであつて、４
２，４２′，４２″はそれぞれ単位回路で、それぞ
れのタツプ付き遅延線５のタツプ係数を｛ｈi1；
ｉ＝０、１、２、……、ｎ｝、｛ｈi2；ｉ＝０、
１、２、……、ｎ｝、｛ｈi3；ｉ＝０、１、２、…
…、ｎ｝とし、それぞれの加算器１２の出力をｚ
k1，ｚk2，ｚk3とし、端子２″に現われる送信出力
をｅkとすると、 ｅk＝〔｛（ｙk−ｚk1）−ｚk2｝−ｚk3〕 (5) である。然るに端子３６と３５、１４と１６、２
と１′、１５と３′、２′と１″、１５′と３″、３７
と３４′、３７′と３４″、４１″と２７″と２７、
２″と３９″、３７″と４０″がそれぞれ短酪されて
いる場合には、 と表わされる。式(5)、(6)、(7)から 但し〔 〕はガウス記号とする。 一方、端子３４′，３４″を通して、各単位回路
４２，４２′，４２″に内蔵されている第１図の加
算器３３に相当する各回路の出力は次々と加算さ
れる結果、端子３７″に現われる出力Ｄkは となる。端子３９″には式(5)のｅkが加えられらる
から端子４１′に現われる出力Δkは Δk＝ｅｋ／Ｄｋ となるΔkなる出力端子は端子２７，２７′，２
７″を通して第１図の乗算器１７，１８，１９，
……，２０，２１に相当する乗算器に分配され、
同じく第１図のアキユムレータ２２，２３，２
４，……２５，２６に相当する積分機能により、
第１図のタツプ付き遅延線５に相当する単位回路
４２，４２′，４２″の各回路のタツプ係数ｈij
（kT）は、 ｈij（（ｋ＋１）Ｔ）＝ｈij（KT）＋Δij（kT） (11) ここに である。式(12)と式(3)は互いに項数が異なるのみで
あるから、第３図の構成によつて送信出力端子
２″に現れる出力ｅk1即ち端子３への受信入力ｘk
に対するエコーの振幅は零に収れんする。以上の
説明では第１図の回路を３個縦続接続する場合を
示したが第３図の形式によつて第１図の回路をｍ
個接続する場合も同様である。また端子１に加え
られる送信入力が端子１に代わりに端子１′、或
は端子１″に加えられても、式(8)と同じ演算が実
行できる。 受信入力出力ｘk、送信入力ｙk、送信出力端子
に現れる残留消去誤差ｅkの間の関係が第３図の
回路と等価な回路は第１図の回路で回路５の規模
を３倍に増大させ第２図の接続を施すことによつ
ても得られるが、このような単一のｍ倍の大規模
回路に比較し第３図の如く小規模の単位回路をｍ
個縦続接続して成る回路は (1) 演算が各単位回路で並例に行われるので、回
路全体の演算速度は各単位回路の演算速度と同
一でよく、単一大規模回路の１／ｍで済む。従
つて低速演算処理が可能である。 (2) 種々の所要回路規模に対し、単位回路の縦続
接続によつてアダプテイブに対処することがで
きる。 等の特徴を有している。 また第１図、第２図、第３図では単位回路間の
接続関係を明確にするため、接続すべき互いに独
立な情報の入出力端子をすべて空間分割によつて
表示したが、これらの端子のいくつか或は全部を
時分割的に共通使用し、物理的な端子数を減らし
た構成も可能である。例えば第１図において端子
１６，３９，４０，２７，３４，３５を１個の入
力端子に端子１５，１４，４１，３７，３６を１
個の出力端子にそれぞれ結線し各入出力端子を時
分割的に使用することができる。 以上説明したように本発明によれば、同一構成
の反響消去単位回路を縦続接続することにより、
種々の所要回路規模を満たす反響消去装置を容易
に構成することができるから、反響消去装置の
LSIを作成する際に格段の効果が得られる。 即ち、LSIは一般に、 (1) 演算速度が低ければ低い程、 (2) 回路規模が小さければ小さい程、 小形化、高信頼化、歩留り向上を図ることがで
き、 (3) 需要が多ければ多い程、低価格化を図ること
ができるという性質を有し、本発明はこれらの
条件すべてに適合しているから、本発明により
LSIを構成すれば、通信方式上の要求に適応し
た任意の回路規模の、低価格にして高品質の
LSI化反響消去装置を得ることができる利点が
ある。このような利点が既知の接続構成で得ら
れないことは勿論である。
として入力され、また端子３７と端子４０の接続
により式(4)の分母の演算結果が入力されるので、
その出力の端子４１にはタツプ荷重係数修正量に
対する倍率を表わす量である が出力される。その出力は端子４１と端子２７と
の接続により乗算器１７〜２１へ与えられ、もう
一つの入力である遅延線のタツプ出力ｘk-j（即
ち、ｘk，ｘk-1，……，ｘk-o+1，ｘk-o）と乗算
されて、タツプ荷重係数修正量Δi（即ち、Δ
０，Δ１，Δ２，……，Δo-1，Δo）が得られ
る。これらの乗算結果がアキユムレータ２２〜２
６にて積分される結果、アキユムレータ２２〜２
６の出力はそれぞれ次のサンプリグ点で式(1)、(2)
の演算を行なうための各タツプの荷重係数ｈi
（（ｋ＋１）Ｔ）＝ｈi（kT）＋Δi（kT）〔但し、ｉ
＝０、１、２、……、ｎ−１、ｎ〕（即ち、h0，
h1，……，ｈo-1，ｈo）を与える。第１図の回路
は第２図のような外部の配線接続によりこのよう
な動作をするから、端子３に適当な受信入力が加
えられても、端子２に現われるエコーの量ｅkは
補正の結果零に接近し、反響消去が達成される。 第３図は本発明の反響消去装置の単位回路を多
段に接続した一実施例を示すものであつて、４
２，４２′，４２″はそれぞれ単位回路で、それぞ
れのタツプ付き遅延線５のタツプ係数を｛ｈi1；
ｉ＝０、１、２、……、ｎ｝、｛ｈi2；ｉ＝０、
１、２、……、ｎ｝、｛ｈi3；ｉ＝０、１、２、…
…、ｎ｝とし、それぞれの加算器１２の出力をｚ
k1，ｚk2，ｚk3とし、端子２″に現われる送信出力
をｅkとすると、 ｅk＝〔｛（ｙk−ｚk1）−ｚk2｝−ｚk3〕 (5) である。然るに端子３６と３５、１４と１６、２
と１′、１５と３′、２′と１″、１５′と３″、３７
と３４′、３７′と３４″、４１″と２７″と２７、
２″と３９″、３７″と４０″がそれぞれ短酪されて
いる場合には、 と表わされる。式(5)、(6)、(7)から 但し〔 〕はガウス記号とする。 一方、端子３４′，３４″を通して、各単位回路
４２，４２′，４２″に内蔵されている第１図の加
算器３３に相当する各回路の出力は次々と加算さ
れる結果、端子３７″に現われる出力Ｄkは となる。端子３９″には式(5)のｅkが加えられらる
から端子４１′に現われる出力Δkは Δk＝ｅｋ／Ｄｋ となるΔkなる出力端子は端子２７，２７′，２
７″を通して第１図の乗算器１７，１８，１９，
……，２０，２１に相当する乗算器に分配され、
同じく第１図のアキユムレータ２２，２３，２
４，……２５，２６に相当する積分機能により、
第１図のタツプ付き遅延線５に相当する単位回路
４２，４２′，４２″の各回路のタツプ係数ｈij
（kT）は、 ｈij（（ｋ＋１）Ｔ）＝ｈij（KT）＋Δij（kT） (11) ここに である。式(12)と式(3)は互いに項数が異なるのみで
あるから、第３図の構成によつて送信出力端子
２″に現れる出力ｅk1即ち端子３への受信入力ｘk
に対するエコーの振幅は零に収れんする。以上の
説明では第１図の回路を３個縦続接続する場合を
示したが第３図の形式によつて第１図の回路をｍ
個接続する場合も同様である。また端子１に加え
られる送信入力が端子１に代わりに端子１′、或
は端子１″に加えられても、式(8)と同じ演算が実
行できる。 受信入力出力ｘk、送信入力ｙk、送信出力端子
に現れる残留消去誤差ｅkの間の関係が第３図の
回路と等価な回路は第１図の回路で回路５の規模
を３倍に増大させ第２図の接続を施すことによつ
ても得られるが、このような単一のｍ倍の大規模
回路に比較し第３図の如く小規模の単位回路をｍ
個縦続接続して成る回路は (1) 演算が各単位回路で並例に行われるので、回
路全体の演算速度は各単位回路の演算速度と同
一でよく、単一大規模回路の１／ｍで済む。従
つて低速演算処理が可能である。 (2) 種々の所要回路規模に対し、単位回路の縦続
接続によつてアダプテイブに対処することがで
きる。 等の特徴を有している。 また第１図、第２図、第３図では単位回路間の
接続関係を明確にするため、接続すべき互いに独
立な情報の入出力端子をすべて空間分割によつて
表示したが、これらの端子のいくつか或は全部を
時分割的に共通使用し、物理的な端子数を減らし
た構成も可能である。例えば第１図において端子
１６，３９，４０，２７，３４，３５を１個の入
力端子に端子１５，１４，４１，３７，３６を１
個の出力端子にそれぞれ結線し各入出力端子を時
分割的に使用することができる。 以上説明したように本発明によれば、同一構成
の反響消去単位回路を縦続接続することにより、
種々の所要回路規模を満たす反響消去装置を容易
に構成することができるから、反響消去装置の
LSIを作成する際に格段の効果が得られる。 即ち、LSIは一般に、 (1) 演算速度が低ければ低い程、 (2) 回路規模が小さければ小さい程、 小形化、高信頼化、歩留り向上を図ることがで
き、 (3) 需要が多ければ多い程、低価格化を図ること
ができるという性質を有し、本発明はこれらの
条件すべてに適合しているから、本発明により
LSIを構成すれば、通信方式上の要求に適応し
た任意の回路規模の、低価格にして高品質の
LSI化反響消去装置を得ることができる利点が
ある。このような利点が既知の接続構成で得ら
れないことは勿論である。
第１図は本発明の実施例であり、第２図は第１
図の回路の動作を説明するための接続構成図であ
り、第３図は本発明の他の実施例である。 １，１′，１″……送信入力端子、２，２′，
２″……送信出力端子、３，３″，３″……受信入
力端子、４，４′，４″……受信出力端子、５……
タツプ付き遅延線、６〜１０，１７〜２１……乗
算器、１１，１２，３３……加算器、１３……減
算器、１４……第１タツプ荷重出力端子、１５…
…第ｎ＋１タツプ出力端子、１６……１２の入力
端子、２２〜２６……アキユムレータ、２７……
係数入力端子、２８〜３２……自乗器、３４，３
５……加算器３３の入力端子、３６……自乗器２
８の出力端子、３７……加算器３３の出力端子、
３８……除算器、３９……除算器３８の分子入力
端子、４０……除算器３８の分母入力端子、４１
……除算器３８の出力端子、４２，４２′，４
２″……単位回路、４３……外部の伝送回路。
図の回路の動作を説明するための接続構成図であ
り、第３図は本発明の他の実施例である。 １，１′，１″……送信入力端子、２，２′，
２″……送信出力端子、３，３″，３″……受信入
力端子、４，４′，４″……受信出力端子、５……
タツプ付き遅延線、６〜１０，１７〜２１……乗
算器、１１，１２，３３……加算器、１３……減
算器、１４……第１タツプ荷重出力端子、１５…
…第ｎ＋１タツプ出力端子、１６……１２の入力
端子、２２〜２６……アキユムレータ、２７……
係数入力端子、２８〜３２……自乗器、３４，３
５……加算器３３の入力端子、３６……自乗器２
８の出力端子、３７……加算器３３の出力端子、
３８……除算器、３９……除算器３８の分子入力
端子、４０……除算器３８の分母入力端子、４１
……除算器３８の出力端子、４２，４２′，４
２″……単位回路、４３……外部の伝送回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受話路を通過する信号を入力とするタツプ付
き、遅延線５と、 各タツプの出力にタツプ荷重係数h0，h1，……
ｈoを乗ずる荷重乗算器６〜１０と、 該荷重乗算器６〜１０の出力を加算する加算器
１１，１２と、 前記加算器１１，１２の出力が前記受話路を通
過する信号に対するエコーとして送話路に生ずる
信号を最小自乗近似する如く、前記荷重乗算器の
乗ずる前記タツプ荷重係数を生成する制御回路１
７〜２６，２８〜３２，３３，３８であつて、前
記遅延線５の各タツプの出力をそれぞれ自乗する
自乗器２８〜３２、前記自乗器２８〜３２の出力
を加算する加算器３３、および送信出力ｅkを該
加算器３３の出力によつて除算し、タツプ荷重係
数修正量に対する倍率を表わす信号を出力する除
算器３８と、前記遅延線の各タツプ出力に前記除
算器３８の出力を乗じてタツプ荷重係数修正量Δ
iを出力する乗算器１７〜２１と、該乗算器１７
〜２１の出力を遂次累算しタツプ荷重係数を出力
する回路２２〜２６とを有する前記制御回路と、 前記加算器１１，１２の出力を送話路の信号に
対して減算する減算器１３と を具備する反響消去装置において、 前記遅延線の最後のタツプからの出力と、前記
遅延線の最初のタツプに対応する荷重乗算器６か
らの出力と、前記除算器３８からの出力と、前記
最初のタツプに対応する自乗器２８からの出力
と、前記最初のタツプ以外の自乗器２８の出力を
加算する加算器３３からの出力とをそれぞれ空間
分割的にまたは時分割的に出力可能な外部出力端
子１５，１４，４１，３６，３７、および 前記加算器１２への入力と、前記除算器３８へ
の入力と、前記加算器３３への入力と、前記タツ
プ係数修正のための乗算器１７〜２１への入力と
を、それぞれ空間分割的にまたは時分割的に行な
うことの可能な外部入力端子１６，３９，４０，
３４，３５，２７を設けたことを特徴とする反響
消去装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16011080A JPS5784633A (en) | 1980-11-15 | 1980-11-15 | Echo eraser |
| CA000389640A CA1180141A (en) | 1980-11-15 | 1981-11-06 | Echo canceller system |
| US06/319,783 US4480156A (en) | 1980-11-15 | 1981-11-09 | Echo canceller system |
| GB8133755A GB2090708B (en) | 1980-11-15 | 1981-11-09 | Echo canceller system |
| FR8121047A FR2495410B1 (fr) | 1980-11-15 | 1981-11-10 | Annuleur d'echo |
| NL8105146A NL8105146A (nl) | 1980-11-15 | 1981-11-13 | Echo-elimineringssysteem. |
| DE19813145419 DE3145419A1 (de) | 1980-11-15 | 1981-11-16 | Echoloeschsystem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16011080A JPS5784633A (en) | 1980-11-15 | 1980-11-15 | Echo eraser |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5784633A JPS5784633A (en) | 1982-05-27 |
| JPS6113416B2 true JPS6113416B2 (ja) | 1986-04-14 |
Family
ID=15708063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16011080A Granted JPS5784633A (en) | 1980-11-15 | 1980-11-15 | Echo eraser |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5784633A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100389309C (zh) * | 2005-06-30 | 2008-05-21 | 长沙三德实业有限公司 | 两层式周边等温定温量热仪 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58150336A (ja) * | 1982-03-02 | 1983-09-07 | Nec Corp | エコ−キヤンセラ |
| JPS5980031A (ja) * | 1982-10-30 | 1984-05-09 | Fujitsu Ltd | エコ−キヤンセラ−の制御方法 |
| JPS605634A (ja) * | 1983-06-24 | 1985-01-12 | Nec Corp | エコ−キヤンセラ |
-
1980
- 1980-11-15 JP JP16011080A patent/JPS5784633A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100389309C (zh) * | 2005-06-30 | 2008-05-21 | 长沙三德实业有限公司 | 两层式周边等温定温量热仪 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5784633A (en) | 1982-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2010652C (en) | Echo canceller having fir and iir filters for cancelling long tail echoes | |
| US3894200A (en) | Adaptive echo canceller with digital center clipping | |
| US3647992A (en) | Adaptive echo canceller for nonlinear systems | |
| JPS5842662B2 (ja) | エコ−除去装置 | |
| CA2020804C (en) | Adaptive echo canceller | |
| US5933797A (en) | Adaptive dual filter echo cancellation | |
| US6088445A (en) | Adaptive filter system having mixed fixed point or floating point and block scale floating point operators | |
| US3903377A (en) | Echo canceller utilizing correlation | |
| US4272648A (en) | Gain control apparatus for digital telephone line circuits | |
| JP2842345B2 (ja) | エコーキャンセラ | |
| JPS6113416B2 (ja) | ||
| US7016487B1 (en) | Digital echo cancellation device | |
| JP2547782B2 (ja) | ノルム算出装置 | |
| JPH07202766A (ja) | 適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置 | |
| JP2841952B2 (ja) | エコー消去装置 | |
| CN108011643B (zh) | 回波反射或近端串扰的相消器与相消方法 | |
| JP2556195B2 (ja) | エコー消去装置 | |
| US20030215086A1 (en) | Methods and systems for providing multi-path echo cancellation | |
| JPS5860835A (ja) | 反響打消し装置 | |
| JPH0771028B2 (ja) | エコ−消去装置 | |
| JPH0771031B2 (ja) | エコーキャンセラ | |
| CA2282567C (en) | Adaptive dual filter echo cancellation | |
| JPS5955618A (ja) | トランスバ−サルフイルタ | |
| JPS6252493B2 (ja) | ||
| JPS6251528B2 (ja) |