KR20010033507A - 적응성 비선형 에코 보상기 - Google Patents

적응성 비선형 에코 보상기 Download PDF

Info

Publication number
KR20010033507A
KR20010033507A KR1020007007008A KR20007007008A KR20010033507A KR 20010033507 A KR20010033507 A KR 20010033507A KR 1020007007008 A KR1020007007008 A KR 1020007007008A KR 20007007008 A KR20007007008 A KR 20007007008A KR 20010033507 A KR20010033507 A KR 20010033507A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
echo
message signal
signal
symbols
compensation device
Prior art date
Application number
KR1020007007008A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100404012B1 (ko
Inventor
하인리히 쉥크
Original Assignee
인피니언 테크놀로지스 아게
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인피니언 테크놀로지스 아게 filed Critical 인피니언 테크놀로지스 아게
Publication of KR20010033507A publication Critical patent/KR20010033507A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100404012B1 publication Critical patent/KR100404012B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

본 발명의 L-레벨 메시지 신호용 비선형 에코 보상기는 계수 메모리로 이루어진 다수의 그룹(130,132,134; 202,204,206, 208)을 포함하는데, 상기 각각의 그룹은 N개의 연속된 메시지 심볼로 이루어진 적어도 하나의 튜플에 할당되며, 출력되는 메시지 신호를 수신하기 위하여 전송 채널(12)에 접속되고 현재 수신되는 값과 메시지 신호의 이전의 N-1개 심볼을 이들 심볼들에 의해 형성된 튜플과 관련된 그룹을 선택하기 위하여 사용할 수 있는 선택 회로(102; 210) 및 심볼의 시간에 따라 수신 채널에 도달하는 메시지 신호에 그룹의 계수를 연속적으로 중첩시킬 수 있는 중첩 회로(140;150;216;406)를 포함한다. 상기 에코 보상기는, 특히 메시지 신호의 심볼 펄스 간격이 NT로 제한되는데 T는 메시지 신호의 심볼 주기가 되는, 데이터 전송 시스템에서 사용하기에 적합하다.

Description

적응성 비선형 에코 보상기 {ADAPTIVE NON-LINEAR ECHO COMPENSATOR}
상기 에코 보상기는 라인을 통한 2개의 단말기간의 이중 데이터 전송에 단말기의 수신기 입력에서 에코를 억제하기 위하여 사용되며, 상기 에코는 동일한 단말기로부터의 전송된 신호에서 유래하여 라인 상에 제공된다. 상기 에코 억제는 동일한 주파수 대역이 양방향의 전송을 위하여 사용될 때 요구된다. 에코 보상기를 구비한 전송 시스템은 예를 들어 US-A-5 132 963호, US-A-4 464 545호 및 US-Re. 31 253호에 개시되었다.
라인의 길이가 증가하여 이에 따라 이러한 경우에 단말기에 의해 수신된 레벨이 감소하는 반면에 상기 단말기에 의해 우세하게 형성된 에코의 레벨은 대략적으로 변화하지 않고 유지되기 때문에 라인 감쇠가 증가함에 따라 이같은 에코 보상기에 대한 요구는 증가한다. 매우 긴 라인에 있어서, 에코 신호의 레벨은 수신된 신호의 레벨보다 수배나 더 클(30-40dB) 수 있으며, 따라서 보상의 정확도는 엄격한 요구를 필요로 한다. 전송된 신호가 스텝핑되는 방법 및 전반적인 시스템 잡음 억제 요구에 의존하여, 보상한 이후에 30 dB 이상의 수신된 신호와 잔여 에코 신호 사이의 신호대 잡음비를 얻는 것이 필수적이다.
도 6은 각각 전송기(2), 수신기(4) 및 하이브리드로 언급되는 라인 인터페이스(6)를 포함하고 여기에서 라인 인터페이스 기능은 전송기(2)로부터의 데이터를 전송 라인(8)으로 입력하기 위한 것이고 전송 라인을 통해 도달하는 데이터를 수신기(4)로 전달하기 위한 것인, 두 개의 데이터 전송 장치를 구비한 일반적인 이중 전송 시스템에 대한 블록도를 도시한다. 일반적으로, 에코의 일부는 라인 인터페이스(6)내에 수용된 아날로그 등가 회로를 사용하여 보상된다. 트릭, 그리고 다른 것, ntz-Archive Volume 10, 59-68쪽에 다수의 여러 가지 이같은 인터페이스가 개시되었다. 접속될 수 있는 넓은 범위의 라인 및 사용된 부품의 공차에 기인하여, 이것은 단지 발생된 에코 신호의 일부만이 보상되는 것을 허용한다.
이에 따라 발생된 에코의 대부분은 도 7에 도시된 것과 같은 디지털 시스템(디지털 에코 보상기)을 사용하여 보상된다. 도 7은 도달한 데이터를 전송 라인(8)에서 사용되는 신호 포맷으로 변환하여 이같은 데이터를 전송 채널(12)상으로 출력하는 라인 코더(16) 및 에코 보상기(10)를 포함하며, 상기 전송 채널을 통해 상기 데이터는 양측의 전송기(2)에 제공된다. 상기 전송기(2)는 증폭기(라인 드라이버)(20)를 수반하는, 전송될 메시지 신호를 시간 영역에서 평탄화시키고 상기 신호의 스펙트럼 제한을 위한 펄스 형성기(18)를 포함한다. 상기 증폭기는 비선형 왜곡의 많은 소오스가 되며, 이것의 범위는 실행 복잡성 및 요구된 전력 손실에 의존한다.
보상기(10)에 대한 파라미터는 에코 보상기의 출력 신호가 수신 채널(14) 상의 잔여 에코 신호에 가능한한 정확한 정합을 제공하도록 설정되어야 하며, 수신 채널(14)에는 에코 보상기의 출력이 접속된다. 이렇게 수행함에 있어서, 전송기의 임펄스 응답 h(t)을 가지는 전송 채널 상에서 이송되는 데이터 스트림의 컨볼루션에서 유래한 선형 에코 성분이 고려되어야 하고, 더 나아가 비선형 성분은 전송기로부터의 출력신호에서 발생하는데, 이것은 데이터 스트림내 심볼의 시퀀스에서 유래하고 이러한 심볼들의 조합에 의존하여 전송기의 동적 수행이 두 개의 전송된 상이한 신호 심볼에 대하여 상이하다는 것에 기인하여 발생한다. 이것은 여러 심볼 주기 T 동안 감쇠하고 선형 에코 보상기를 사용하여 억제될 수 없는, 수신기 입력에서의 간섭 펄스에서 유래한다.
비선형 에코를 보상하기 위한 앞서 공지된 보상기 구조의 경우에 있어서, 비선형성의 소오스(전송기 또는 수신기) 사이의 어떠한 차이도 도시되지 않았다. 에코 임펄스 응답이 M〉N인 M 개의 심볼 주기에 대하여 감쇠한다면, 즉 M*T의 주기를 가진다면, 이로부터 이러한 시간 주기동안 전송된 모든 M개의 심볼은 에코 보상에 고려되어야 한다는 것이 따른다. 메모리 방법 및 볼터라 시리즈(Volterra series) 방법이 일반적으로 이러한 목적으로 사용된다.
메모리 방법에 있어서, 수신기에서 발생하는 모든 에코 레벨은 이전에 전송된 심볼의 레벨에 대한 함수로서 저장된다. 비록 이것이 전송기 및 수신기 모두로부터의 비선형성이 정정되는 것을 허용한다고 하더라도, 그렇게 되어지기 위하여 요구된 메모리 위치의 개수는 임펄스 응답의 길이에 따라 지수적으로 증가하며, L-레벨 전송된 신호에 대하여 S=LM이 된다.
볼터라 시리즈 증법에 있어서, 에코 신호는, 전송된 심볼의 모든 조합의 기여도가 에코 신호를 생성하기 위한 조합의 길이 M까지 고려되는 볼터라 시리즈를 형성하도록 우선적으로 전개된다. 일단 다시, 일반적인 경우에 S=LM개의 상이한 조합에 대하여 메모리 공간이 요구된다. 비선형성의 범위에 의존하여, 시리즈는 시기상조하게 종료되어 고려될 계수의 개수를 감소시킬 지라도, 복잡도는 에코 임펄스 응답 길이의 증가 및 다중 레벨 전송에 대하여 상당하다.
메시지 신호로부터의 하나의 신호가 각각에 할당된 여러개의 계수 메모리를 가지고 상기 메모리는 이러한 심볼을 사용하여 어드레싱되는 비선형 에코 보상기가 US 5,146,494호에 개시되었다. 더욱이 메모리로부터 독출된 계수가 수신된 신호에 중첩되도록 하는 중첩 장치가 제공된다.
선형 에코 보상기 및 비선형 에코 보상기로부터 형성된 에코 보상기가 US 5, 148,427호에 개시되었다. 상기 선형 에코 보상기는 디지털 트랜스버셜 필터를 포함한다.
본 발명의 목적은 메모리 복잡성이 상당히 감소된 보상기 구조를 제공하는 것이다. 이러한 구조는 특히 전송기에서 발생하는 비선형성을 보상하기에 적합하다.
상기 목적은, 각각의 메모리 그룹에 N개의 연속된 심볼의 메시지 신호로 이루어진 적어도 하나의 튜플이 할당되는 다수 그룹의 계수 메모리, 출력되는 메시지 신호를 수신하기 위하여 전송 채널에 접속되어 현재 수신되는 값과 메시지 신호의 N-1개의 이전의 심볼을 이러한 심볼에 의해 형성된 튜플과 관련된 그룹을 선택하기 위하여 사용할 수 있는 선택 회로, 및 심볼의 시간에 따라 계수의 그룹을 수신 채널 상에 도달한 메시지 신호에 연속적으로 중첩시킬 수 있는 중첩 회로를 포함하는 L-레벨 메시지 신호에 대한 비선형 에코 보상기에 의해 달성된다.
디지털 트랜스버셜 필터는 바람직하게 필터 소자로서 사용된다.
이러한 경우에 있어서, 각 계수의 그룹은 디지털 트랜스버셜 필터의 형태로서의 필터 소자를 형성할 수 있다. 상기 선택 회로는, 현재 수신되는 값과 메시지 신호의 N-1개의 이전 심볼을, 이러한 심볼에 의해 형성된 튜플과 관련되는 필터 소자를 여기시키기 위하여, 적절하게 사용할 수 있다. 그리고 상기 중첩 회로는 도달하는 메시지 신호에 필터 소자로부터의 응답 신호를 중첩시키기 위하여 셋업된다. 이러한 방법은, 각각의 심볼 주기 내에서 도달하는 메시지가 현재 여기된 필터 소자의 제 1 계수에, 요구된 경우 이전의 심볼 주기에 여기된 필터 소자의 제 2 계수, 일반적으로는 이전에 n-1개의 심볼을 발생시키는 심볼 주기의 n번째 계수에 중첩되어 이에 따라 전송기에서 연속적으로 발생된 비선형성의 정확한 모델을 생성한다는 것을 보장한다.
대안적으로, 각 그룹의 계수는 행 및 열로 이루어진 메모리 매트릭스의 열을 형성하며, 선택 회로는 하나의 심볼 주기에 튜플과 관련된 그룹의 제 1 계수를 선택하고 개별적으로 연속되는 심볼 주기에 그룹내의 연속된 계수를 선택할 수 있으며, 중첩 회로는 도달하는 메시지 신호에 선택된 계수의 합을 중첩시켜 이러한 방식으로 전송기에서 연속적으로 야기된 비선형성의 정확한 모델을 형성한다.
각 그룹의 계수의 개수는 관련된 튜플에 의해 야기되는 에코 신호 성분의 간격에 상관되도록 적절하게 선택된다. 이러한 경우, 계수의 개수는 모든 그룹에 대하여 공통적으로 또는 개별적으로 가장 긴 에코 신호 성분의 주기에 기초한 각각의 에코 신호 성분의 길이에 정합될 수 있다.
본 발명에 따른 비선형 에코 보상기는 바람직하게 선형성 에코 보상기와 조합하여 사용될 수 있다. 에코 신호의 선형성 요소가 우세하기 때문에, 선형성 보상기는 조악한 보상을 수행할 수 있으므로 개별적인 그룹에 의해 형성되어지는 응답의 크기가 감소되고 계수에 대한 개수가 낮게 유지될 수 있다.
에코 보상기는 바람직하게 전송 채널 상에서 전송되어지는 데이터를 수신하여 상기 데이터를 전송 라인으로 전달하는 전송기를 구비한 데이터 전송 시스템에서 사용될 수 있으며, 이때 메시지 신호의 전송 펄스 간격은 NT로 전송기에서 한정되고 여기에서 T는 메시지 신호의 심볼 주기이다. 이러한 전송 펄스 간격 제한은 전송기로부터 발하여진 신호가 최대 N개의 심볼에 의해 언제든지 정의된다는 것을 의미하며, 여기에서 N개의 심볼은 또한 전송기로부터의 출력에서의 비선형성을 정의한다.
본 발명의 추가의 특징 및 장점은 실시예에 대한 다음의 설명 및 첨부된 도면으로부터 보다 명확하여 질 것이다.
본 발명은 비선형 에코 보상기 및 이같은 비선형 에코 보상기를 포함하는 에코 보상 장치에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 비선형 에코 보상기의 블록도이다.
도 2는 본 발명에 따른 비선형 에코 보상기에 대한 제 2의 상세도이다.
도 3은 도 2에 도시된 비선형 에코 보상기내에서 계수를 설정하기 위한 회로 장치를 도시한다.
도 4a 내지 도 4c는 선형성 및 비선형 에코 보상기 및 요구된 경우 고정 재귀 필터를 구비한 보상 장치를 도시한다.
도 5는 선형성 에코 보상기를 도시한다.
도 6은 일반적인 전송 시스템을 도시한다.
도 7은 에코 보상기를 가지는 전송 장치를 도시한다.
도 8은 이상적인 전송 펄스를 도시한다.
도 9는 라인 드라이버의 출력에서 아이 패턴을 도시한다.
도 10은 전송기 출력에서의 비선형성 간섭 펄스를 도시한다.
도 11은 수신기의 입력에서의 비선형성 간섭 펄스를 도시한다.
다음의 설명은 L=4 레벨 -3, -1, 1, 3,(2BIQ 코딩)을 가지는 메시지 신호에 관련된다. 기술 분야의 당업자는 소정의 차이점 없이도 다른 레벨을 가지는 신호를 일반화할 수 있을 것이다.
도 8은 도 7에 도시된 것과 같은 전송 장치의 펄스 형성기(18)에 의해 형성되는 것과 같은 이상적인 전송 펄스를 도시한다. 상기 펄스의 간격은 최대 2T로 제한되는데, 여기에서 T는 전송 장치의 심볼 간격이다. 도 9는 이러한 방식에 있어서 시간 제한된 펄스를 가지는 4 레벨 메시지 신호의 아이 패턴을 도시한다. 소정 시간에 라인 드라이버(20)에 제공된 신호 레벨은 최대 2개의 심볼에 의존한다는 것을 아이 패턴으로부터 알 수 있다. 개별적인 펄스가 2*T로 한정될 때 라인 드라이버로부터의 출력 신호는 해당 방식으로 선형성 요소 및 비선형성 요소와 구성될 수 있다. 선형성 요소는 전송기의 임펄스 응답 h(t)과 전송되어질 4개 레벨 데이터 스트림과의 컴볼루션에 의해 얻어진다. 비선형성 요소는 전송된 신호들내의 두 개의 심볼 사이에서 천이에 해당하는 시간 시프트된 왜곡 펄스로 이루어진다. 총 16개의 가능한 상이한 왜곡 임펄스 응답이 4-레벨 전송 시스템 및 2*T 펄스 간격에 대하여 존재하며, 16개의 가능한 데이터 천이에 해당한다.
비선형의 왜곡 펄스는 실제적인 예와 함께 상세히 설명될 것이다. 간략하게, 포화 특성을 가지는 준비상태의 출력 파형이 라인 드라이버의 비선형성 왜곡으로 사용될 수 있다. 소정의 레벨 제한 및 사인형 드라이브를 고려하면, 이는 -45dB의 제 3 고조파 요소 및 -50dB의 제 5고조파 요소를 야기하며, 이들 양자 모두 기본파에 관련된다. 도 10에 도시된 비선형 왜곡 펄스는 라인 드라이버의 출력에서 측정된다. 상기 도면은 +3에서 ±1까지, +1에서 ±3까지 및 +3에서 -3까지의 천이에 대응하는 총 5개의 펄스를 도시한다. 다른 5개의 왜곡 펄스는 수학적인 부호 반전으로부터 유래하며, 4개의 왜곡 펄스(+3에서 -3, +1에서 -1, -1에서 +1 및 -3에서 +3)는 존재하지 않으며, 나머지 두 개의 펄스(+1에서 -1, -1에서 +1)는 무시된다.
따라서 실재 전송된 신호는 선형 출력 신호에 이러한 간섭 펄스를 중첩함으로써 얻어진다. 에코 경로의 분산 특성으로 인하여, 이것은 여러 심볼 주기 이후에만 감쇠하는 수신기 입력에서의 간섭 펄스를 야기한다. 도 11은 이러한 간섭 펄스를 도시한다. 선형성 에코 보상기는 이러한 간섭 펄스를 보상하지 못한다.
전송된 펄스의 간격이 일반적으로 N*T로 제한된다면, 이러한 경우에는 증폭기(20)의 입력 레벨은 N개의 최근 심볼에 의해 좌우되며, 비선형성 간섭 신호가 총 N개의 최근 심볼에 의지하기 때문에 비선형성 간섭 신호는 단지 두 개의 최근 전송된 심볼에 의해서만 한정된다는 것을 알 수 있다. 이같은 경우에 있어서, 총 LM개의 상이한 간섭 펄스가 고려되어야 한다.
도 1에 개략적으로 도시된 비선형 에코 보상기의 설계는 이러한 분석에 기초하며, 이러한 비선형 에코 보상기는 도 7에 도시된 전송 장치용의 에코 보상기(10)로 사용될 수 있다. 이러한 비선형 에코 보상기는 두 개의 입력(104, 106) 및 출력중 3개(110, 112, 114)만 도시되었지만 L2개의 출력을 가지는 디멀티플렉서 형태의 선택 회로(102)를 포함한다. 이것은 2T의 펄스 간격에 제한된 메시지 신호에 대하여 설계된다. 제 1 입력(104)은 전송 채널에 직접 접속되며, 제 2 입력(106)은 이러한 경우에 하나의 심볼 주기만큼 전송 신호를 지연시키는 지연 레지스터(120)를 통해 접속된다. 현재 전송 라인 상에 전송된 심볼(d(k)) 및 이전의 하나의 심볼 주기에 전송된 심볼(d(k-1))은 선택 회로(102)의 입력에 항상 제공된다.
하나의 출력(110, 112,114)은 심볼(d(k), d(k-1))의 각 조합에 할당된다. 관련된 조합이 선택 회로(102)에 제공될 때, 여기 신호 예를 들어 논리 1이 출력에서 발생된다. 따라서 예를 들어 출력(110)은 d(k)=3 및 d(k-1)=3일 때 논리 1이 되며, 그 외의 경우에는 0이 된다.
디지털 트랜스버셜 필터(130, 132, 134)는 각각의 출력(110, 112, 114)에 접속된다. 이러한 각각의 필터 소자는 본질적으로 공지된 방식으로 지연 레지스터의 체인(136), 지연 레지스터들 사이에서 지연 레지스터 체인의 입력 및 출력에 접속되어 저장된 적합한 계수와의 승산을 위한 승산기(138) 및 승산기로부터의 출력 신호를 가산하기 위한 가산기(140)를 포함한다. 출력 가산기(150)는 출력 신호를 가산하여 보상 신호를 형성한다.
필터 소자(130, 132, 134)중 하나는 각각의 심볼 주기 내에 여기되며, 지연 레지스터(136)의 개수에 해당하는 여러 주기 동안 보상 값의 특성 시퀀스를 재생하며, 이는 전송기 내의 해당 심볼 쌍에 의해 야기된 비선형성 왜곡을 모델링한다. 특정 개수의 주기 이후에, 이러한 왜곡은 한정된 값 이하로 감쇠하며, 상기 값 이하에서 보상은 더 이상 필요하지 않게 된다. 지연 레지스터 체인의 길이는 이러한 주기의 개수에 대응하여 선택된다.
동일한 비선형성 왜곡에 의해 야기되는 심볼 쌍이 존재하며, 하나의 필터 소자가 이같은 심볼 쌍에 공통적으로 할당될 수 있다.
소정의 중요한 비선형성을 야기하지 않는 심볼 쌍은 필터 소자에 할당될 필 가 없다.
N*T의 간격에 일반적으로 제한된 메시지 신호에 대하여 도 1에 도시된 설계 원칙에 기초한 비선형 에코 보상기는, N개의 입력을 가지는 선택 회로(102) 및 M개의 최근 심볼을 선택 회로(102)에 제공하기 위하여 체인을 형성하는 N-1개의 지연 레지스터(120)를 포함한다. 필터 소자의 개수는 고려되어져야하는 비선형성 펄스의 개수에 해당하는 W=LN이다. 다음의 표는 다양한 레벨 및 2T 및 3T의 전송된 펄스 길이에 대하여 요구된 최대 개수의 필터 소자를 도시한다.
전송기에서 실제 발생하는 비선형성에 의존하여 실제적으로 요구된 필터 소자의 개수는 표 1에서 언급한 개수 보다 적을 수 있다.
특히 짧은 전송 펄스(N=2) 및 작은 개수의 레벨(예를 들어 L=4)을 가지는 라인 코드에 대하여 상술한 보상기 구조는 비선형 에코 신호에 대한 보상을 제공하기 위한 양호한 선택 사항을 나타낸다는 것을 표에서 알 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 비선형 에코 보상기에 대한 제 2 상세도를 도시한다. 상기 보상기는 매트릭스처럼 행 및 열로 이루어지고 각각 M개의 계수를 포함하는 W개의 열(202, 204, 206, 208)을 가지는 메모리 어레이(200), 상기 계수를 독출 및 기입하기 위한 어드레스 논리 회로(210)의 형태인 선택 회로, 에코 보상기에 대한 M개의 최근 상태를 저장하기 위한 상태 메모리(212), 버퍼 저장기(214), 가산기(216) 및 메모리(218)를 포함한다.
에코 보상기 상태는 N개의 최근 전송된 심볼의 조합으로 정의된다. d(k)가 전송 채널 상에서 현재 전송되는 심볼을 나타낸다면, 상태 메모리(212)의 셀(1)내에 저장된 가장 최근의 상태는 심볼d(k), d(k-1),...., d(k-N)을 포함하며, 셀(2)에 저장된 상태는 심볼 d(k-1), d(k-2),...,d(k-N-1)을 포함한다. 각각의 저장된 가장 오래된 상태는 각각의 심볼 주기에서 현재의 상태로 대체된다. 각각의 상태는 해당 심볼 주기내에서 여기된 필터 소자를 나타낸다.
각각의 심볼 주기의 시작점에서, 메모리(218)의 내용은 1로 설정되며, M개의 저장된 상태는 어드레스 논리 회로(210)에 의해 연속적으로 독출되며, 여기에서 j번째 상태(j=1,...,M)는 이러한 상태에 관련된 메모리 어레이(200) 열내의 j-번째 셀을 어드레싱하는 데에 사용된다. 이러한 열은 그 내부에 저장된 계수와 함께 이러한 상태에 관련된 필터 소자를 형성한다.
어드레싱된 계수는 버퍼 저장기(214)로 전송되어 가산기(216)에 의해 메모리(218)가 이미 포함하는 값에 가산된다. 모든 M개의 상태에 대한 계수가 독출 및 가산되면, 메모리(218)는 관련 심볼 주기에 대하여 요구된 보상 값을 포함한다.
도 3에 도시된 계수 설정을 위한 회로 장치는 대부분 도 2에 도시된 비선형 에코 보상기와 동일한 부품을 포함한다. 이러한 부품은 동일한 부호를 사용하였으며, 재차 설명하지 않기로 한다. 제어 논리 회로(300)는 보상 신호와 수신 채널 상의 실제 에코 신호 사이에서의 차이를 나타내는 에러 신호를 수신한다. 가산기(216)는 이러한 차 신호를 어드레스 논리 회로(210)를 사용하여 독출된 계수에 가산 또는 그로부터 감산하고, 버퍼 저장기(214)에 로딩하며 이후 결과는 계수의 메모리 셀로 다시 기입된다.
상술한 비선형 에코 보상기 이외에, (도 7의) 전반적인 에코 보상기(10)는 도 4a에 도시된 것과 같은 선형성 에코 보상기를 비선형 에코 보상기와 병렬로 포함하는데, 상기 선형성 에코 보상기는 전송 채널(12)에서 데이터를 수신하여 자신의 선형성 에코 성분을 억제한다. 선형성 에코 성분이 비선형성 에코 성분에 의해 독자적으로 보상될 수 있더라도, 그러나 선형성 에코 성분의 진폭 및 간격이 비선형성 에코 성분의 진폭 및 간격 보다 일반적으로 크기 때문에 비선형성 에코 성분 내에서 처리되어질 계수의 폭(비트수)에 관련될 뿐만 아니라 그들의 개수에 관련된 선형성 보상기(402)를 제공하는 것이 바람직하다. 도 5는 선형성 보상기의 설계를 도시한다. 이것은 도 1에 도시된 필터 소자(130, 132, 134)의 필터 소자와 동일하며, 이에 따라 상세한 설명은 다시 하지 않기로 한다. 선형성 간섭의 큰 진폭 및 간격에 의하여, 선형성 보상기의 비트 폭 및 길이(계수의 개수)는 필터 소자의 폭 및 길이보다 크다.
게다가, 에코 보상기의 요구된 길이 즉, 계수의 개수는 고정 디지털 필터, 예를 들어 도 4b 및 도 4c에 도시된 것과 같은 전달 함수 H(z)=1/[1-(1-2-n)*z-1]를 가지는 1번째 순위의 재귀 필터(404)를 사용하여 추가로 감소될 수 있다. 이러한 필터(404)는 (도 4b의 )독자적으로 선형 보상기(402)와 직렬로 접속되거나, 도 4c에 도시된 바와 같이 가산기(406)의 다음단에 접속될 수도 있으며, 이에 따라 선형 및 비선형 보상기 양측의 보상 신호에 영향을 미친다. 비선형 보상기는 특히 2선 구리 라인을 사용하는 전송 시스템에 효율적이며 선형 및 비선형 모두의 계수 개수를 감소시키는 것을 허용한다. 전달 함수(H(z)=1/[1-0.875*z-1]을 가지는 필터는 이같은 응용에 매우 적합하다.

Claims (16)

  1. 비선형 에코 보상기를 가지는 L-레벨 메시지 신호용 에코 보상 장치에 있어서,
    각각의 그룹이 메시지 신호의 N개의 연속적 심볼로 이루어진 적어도 하나의 튜플에 할당된, 다수 그룹의 계수 메모리(130, 132, 134,; 202, 204, 206, 208),
    출력 메시지 신호를 수신하기 위하여 전송 채널(12)에 접속되며, 현재 수신된 심볼 및 메시지 신호의 이전의 N-1개 심볼을 사용하여 상기 심볼들에 의해 형성된 튜플에 관련된 그룹을 선택하는 선택 회로(102, 210) 및
    심볼의 시간에 따라 수신 채널상에 도달한 메시지 신호에 연속적으로 그룹의 계수를 중첩시킬 수 있는 중첩 회로(140; 150; 216; 406)를 포함하는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 각 그룹의 계수는 디지털 트랜스버셜 필터 형태의 필터 소자(130,132,134)를 형성하는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 선택 회로(102)는 현재 수신된 심볼 및 메시지 신호의 이전의 N-1개 심볼을 상기 심볼들에 의해 형성된 튜플에 관련된 그룹을 선택하는 데에 사용될 수 있으며,
    상기 중첩 회로(140, 150)는 도달하는 메시지 신호에 필터 소자(130, 132, 134)로부터의 응답 신호를 중첩시키기 위하여 셋업되는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 각 그룹의 계수는 행 및 열로 구성된 메모리 매트릭스(200)의 열(202, 204, 206, 208)을 형성하며,
    상기 선택 회로(210)는 하나의 심볼 주기내의 튜플과 관련된 그룹에서 제 1 계수를 선택하고 연속된 심볼 주기내에서 그룹내의 연속된 계수를 개별적으로 선택할 수 있으며,
    상기 중첩 회로는 상기 도달하는 메시지 신호에 선택된 계수의 합을 중첩시키는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 선택 회로(210)는 튜플을 저장하기 위하여 매트릭스 내의 열의 개수에 대응하는 다수의 메모리 셀(212)을 포함하며, 각 심볼 주기에서 메모리 셀 내에 저장된 가장 오래된 튜플을 현재 튜플로 대체하기 위하여 셋업되는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 N은 2 또는 3인 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 L은 2, 3, 4 또는 8인 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 그룹 내의 계수의 개수는 관련된 튜플에 의해 야기된 에코 신호 성분의 간격에 대응하여 선택되는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 그룹들은 미리 결정된 최소값을 초과하는 에코신호 성분을 야기하는 튜플에만 관련되는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 계수는 조정 가능한 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서, 선형 에코 보상기(402)를 포함하는데 상기 선형 에코 보상기는 디지털 트랜스버셜 필터이며, 수신 채널에 도달하는 메시지 신호에 선형성 에코 신호로부터의 출력 신호를 중첩시키기 위한 제 2 장치(406)를 포함하는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  12. 제 11 항에 있어서, 중첩을 위한 상기의 두 장치는 가산 소자로 형성되는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  13. 제 11 항 또는 제 12 항에 있어서, 고정 재귀 필터(404)는 상기 선형 에코 보상기(402)와 직렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 비선형 에코 보상기(400)와 상기 선형 에코 보상기(404)로부터의 출력 신호를 가산하기 위한 가산 회로(406)를 포함하며,
    상기 재귀 필터(404)의 입력은 상기 가산 회로(406)의 출력에 접속되는 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  15. 제 13 항 또는 제 14항에 있어서, 상기 재귀 필터(404)의 전달 함수는,
    의 형태인 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
  16. 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서, 전송 채널(12)상에서 전송되어질 데이터를 수신하여 상기 데이터를 전송 라인(8)으로 전달하는 전송기(2)를 구비하고 상기 메시지 신호의 전송 펄스 간격이 NT로 상기 전송기(2)에서 제한되는데 T는 상기 메시지 신호의 심볼 주기가 되는, 데이터 전송 시스템에서 사용하기 위한 것을 특징으로 하는 에코 보상 장치.
KR10-2000-7007008A 1997-12-22 1998-12-15 적응성 비선형 에코 보상기 KR100404012B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19757337.1 1997-12-22
DE19757337A DE19757337C1 (de) 1997-12-22 1997-12-22 Echokompensatoranordnung

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20010033507A true KR20010033507A (ko) 2001-04-25
KR100404012B1 KR100404012B1 (ko) 2003-11-01

Family

ID=7853065

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2000-7007008A KR100404012B1 (ko) 1997-12-22 1998-12-15 적응성 비선형 에코 보상기

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6563870B1 (ko)
EP (1) EP1042873A1 (ko)
JP (1) JP2001527315A (ko)
KR (1) KR100404012B1 (ko)
CN (1) CN1254928C (ko)
DE (1) DE19757337C1 (ko)
WO (1) WO1999033195A1 (ko)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19801389A1 (de) * 1998-01-16 1999-07-22 Cit Alcatel Verfahren zur Echounterdrückung mit adaptiven FIR-Filtern
DE19801390A1 (de) * 1998-01-16 1999-07-22 Cit Alcatel Einrichtung und Verfahren zur Echounterdrückung mit adaptiven FIR-Filtern
US7433665B1 (en) 2000-07-31 2008-10-07 Marvell International Ltd. Apparatus and method for converting single-ended signals to a differential signal, and transceiver employing same
USRE41831E1 (en) 2000-05-23 2010-10-19 Marvell International Ltd. Class B driver
US6775529B1 (en) 2000-07-31 2004-08-10 Marvell International Ltd. Active resistive summer for a transformer hybrid
US7194037B1 (en) 2000-05-23 2007-03-20 Marvell International Ltd. Active replica transformer hybrid
US7312739B1 (en) 2000-05-23 2007-12-25 Marvell International Ltd. Communication driver
US7606547B1 (en) 2000-07-31 2009-10-20 Marvell International Ltd. Active resistance summer for a transformer hybrid
DE10046901A1 (de) * 2000-09-21 2002-05-02 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Verbesserung der Übertragungsqualität in einem paket-orientierten Datenübertragungsnetz
US6639949B2 (en) * 2001-12-17 2003-10-28 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for pulse overlap pre-compensation in digitally modulated signals
AU2003251839A1 (en) * 2002-07-12 2004-02-02 Rambus Inc. A selectable-tap equalizer, auto-configured equalizer, receiving circuit having an equalizer calibration function, and system having grouped reflection characteristics
US7292629B2 (en) * 2002-07-12 2007-11-06 Rambus Inc. Selectable-tap equalizer
US8861667B1 (en) 2002-07-12 2014-10-14 Rambus Inc. Clock data recovery circuit with equalizer clock calibration
US7462318B2 (en) * 2004-10-07 2008-12-09 Biomet Manufacturing Corp. Crosslinked polymeric material with enhanced strength and process for manufacturing
US7312662B1 (en) 2005-08-09 2007-12-25 Marvell International Ltd. Cascode gain boosting system and method for a transmitter
US7577892B1 (en) 2005-08-25 2009-08-18 Marvell International Ltd High speed iterative decoder
US8077642B2 (en) * 2007-12-28 2011-12-13 Intel Corporation Methods and apparatus for signal echo cancellation and transmitter calibration in full duplex systems
US10985951B2 (en) 2019-03-15 2021-04-20 The Research Foundation for the State University Integrating Volterra series model and deep neural networks to equalize nonlinear power amplifiers

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US31253A (en) * 1861-01-29 Machine
SE416367B (sv) * 1976-09-07 1980-12-15 Western Electric Co Ekoelimineringsanordning
US4464545A (en) * 1981-07-13 1984-08-07 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Echo canceller
GB2123259A (en) * 1982-06-25 1984-01-25 Philips Electronic Associated Digital duplex communication system
US4669116A (en) * 1982-12-09 1987-05-26 Regents Of The University Of California Non-linear echo cancellation of data signals
GB8511835D0 (en) * 1985-05-10 1985-06-19 British Telecomm Adaptive digital filter
EP0403716B1 (en) * 1989-06-22 1995-09-13 International Business Machines Corporation Echo cancelling device providing adjustment of the echo canceller coefficients during full-duplex transmission
US5146494A (en) * 1989-07-31 1992-09-08 At&T Bell Laboratories Overlapping look-up-and-add echo canceller requiring a smaller memory size
US5148427A (en) * 1990-04-10 1992-09-15 Level One Communications, Inc. Non-linear echo canceller
CA2060667C (en) * 1992-02-05 1998-12-08 Paul Marc Yatrou Adaptive sparse echo canceller using a sub-rate filter for active tap selection
JP3336126B2 (ja) * 1994-09-05 2002-10-21 富士通株式会社 エコーキャンセラの波形歪み補償装置
JP2850814B2 (ja) * 1995-12-15 1999-01-27 日本電気株式会社 適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置
JP3204151B2 (ja) * 1997-02-13 2001-09-04 日本電気株式会社 適応フィルタ

Also Published As

Publication number Publication date
EP1042873A1 (de) 2000-10-11
CN1283337A (zh) 2001-02-07
WO1999033195A1 (de) 1999-07-01
CN1254928C (zh) 2006-05-03
JP2001527315A (ja) 2001-12-25
KR100404012B1 (ko) 2003-11-01
US6563870B1 (en) 2003-05-13
DE19757337C1 (de) 1999-06-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100404012B1 (ko) 적응성 비선형 에코 보상기
EP0464500B1 (en) Echo canceler having adaptive digital filter unit associated with delta-sigma modulation circuit
US5633863A (en) Echo canceler
US4618941A (en) Apparatus and method for generating filtered multilevel data from NRZ data
US5396517A (en) Transversal filter useable in echo canceler, decision feedback equalizer applications for minimizing non-linear distortion in signals conveyed over full duplex two-wire communication link
EP0007729B1 (en) Low pass digital averaging filter and method of recovering a low frequency component of a composite analog waveform
JP2006109501A (ja) 判定帰還型等化方法
US4694451A (en) Adaptive digital filter
KR950001179B1 (ko) 디지틀 전송용 여파기의 지터 등화기 회로 및 방법
US4334128A (en) Echo canceler for homochronous data transmission systems
EP0092569B1 (en) A fir-type balance filter incorporated in the transmitter-receiver unit in a telecommunication system
US4272648A (en) Gain control apparatus for digital telephone line circuits
US4937813A (en) System for cancelling echo signals
US5412691A (en) Method and apparatus for equalization for transmission over a band-limited channel
US7133465B2 (en) Modified Tomlinson-Harashima precoding method circuit for infinite impulse response (IIR) channels
EP0576215B1 (en) Rate converter for converting data rate
US5740091A (en) IIR type digital filter
US6944218B2 (en) Adaptive filter having a small circuit scale with a low power consumption and tap-coefficients updating method of adaptive filter
US4453255A (en) Characteristic control system for a digital equalizer
KR102177925B1 (ko) 세기 변조/직접 검출 광 통신 시스템에서 전자 비선형 등화를 위한 방법 및 장치
JPS6367776B2 (ko)
JPH07123239B2 (ja) エコーキャンセラ
JP2841950B2 (ja) エコー消去器
JPH0430621A (ja) ディジタルアダプティブフィルタ
EP1300947A1 (en) Digital Nyquist filter

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20070928

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee