WO1999033195A1

WO1999033195A1 - Adaptiv nichtlinearer echokompensator

Info

Publication number: WO1999033195A1
Application number: PCT/DE1998/003671
Authority: WO
Inventors: Heinrich Schenk
Original assignee: Infineon Technologies Ag
Priority date: 1997-12-22
Filing date: 1998-12-15
Publication date: 1999-07-01
Also published as: EP1042873A1; CN1283337A; CN1254928C; JP2001527315A; KR20010033507A; KR100404012B1; US6563870B1; DE19757337C1

Abstract

Ein nichtlinearer Echokompensator für ein L-stufiges Nachrichtensignal umfaßt eine Mehrzahl von Gruppen (130, 132, 134; 202, 204, 206, 208) von Koeffizientenspeichern, wobei jede Gruppe wenigstens einem Tupel von N aufeinanderfolgenden Symbolen des Nachrichtensignals zugeordnet ist, eine Auswahlschaltung (102; 210) die mit einem Sendekanal (12) verbunden ist, um ein auslaufendes Nachrichtensignal zu empfangen und die in der Lage ist, anhand eines aktuell empfangenen Werts und von N-1 vorhergehenden Symbolen des Nachrichtensignals die dem durch diese Symbole gebildeten Tupel zugeordnete Gruppe zu selektieren, und eine Überlagerungsschaltung (140; 150; 216; 406), die in der Lage ist, die Koeffizienten der Gruppe nacheinander im Symboltakt einem auf einem Empfangskanal einlaufenden Nachrichtensignal zu überlagern. Der Echokompensator ist besonders geeignet zum Einsatz in einem Datenübertragungssystem, in dem die Sendeimpulsdauer des Nachrichtensignals auf NT begrenzt ist, wobei T die Symbolperiode des Nachrichtensignals ist.

Description

ADAPTIV NICHTLINEARERECHOKOMPENSATOR

Die vorliegende Erfindung betrifft einen nichtlinearen Echokompensator sowie eine Echokompensatoranordnung, die einen solchen nichtlmearen Echokompensator enthalt.

Derartige Echoko pensatoren werden m der Duplex- Datenübertragung zwischen zwei Endgeraten über eine Leitung eingesetzt, um am Eingang eines Empfangers eines Endgerats Echos zu unterdrucken, die von der Einspeisung des Sendesignals desselben Endgerats auf die Leitung herrühren. Diese Echounterdruckung ist erforderlich, wenn im gleichen Fre- quenzband m beide Richtungen übertragen wird. Ubertragungs- systeme mit Echokompensatoren sind z. B. aus US-A-5 132 963, US-A-4 464 545 und US-Re. 31 253 bekannt.

Die Anforderungen an einen solchen Echokompensator steigen mit zunehmender Lange der Leitung und somit mit steigender

Leitungsdampfung, da hierbei der Pegel des von einem Endgerat empfangenen Signals abnimmt, wahrend der Pegel des überwiegend von diesem Endgerat selbst erzeugten Echos naherungswei- se unverändert bleibt. Bei sehr langen Leitungen übersteigt der Pegel des Echosignals den des Empfangssignals um ein

Vielfaches (30 - 40 dB), so daß an die Genauigkeit der Kompensation hohe Anforderungen zu stellen sind. Nach der Kompensation muß je nach Stufigkeit des übertragenen Signals und Anforderungen des Gesamtsystems an die Rauschunterdruk- kung ein Rauschabstand des Empfangssignals vom Restechosignal von mehr als 30 dB erreicht werden.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild eines typischen Duplex- Ubertragungssystems mit zwei Datenubertragungsemrichtungen, die "jeweils einen Sender 2, einen Empfanger 4, und eine Lei- tungsanschaltung 6, auch Hybrid oder Gabel genannt, umfassen, wobei d e Leitungsanschaltung 6 die Funktion hat, Daten vom Sender 2 m eine Ubertragungsleitung 8 emzukoppeln und über die Ubertragungsleitung eintreffende Daten an den Empfanger 4 weiterzuleiten. Üblicherweise wird ein Teil des Echos mit Hilfe einer analogen Leitungsnachbildung, die m der Lei- tungsanschaltung 6 untergebracht ist, kompensiert. Bei Trick et al., ntz-Archiv Bd. 10, S. 59-68 (1988) sind mehrere Varianten einer derartigen Leitungsanschaltung beschrieben. Wegen der Vielfalt der möglichen anschaltbaren Leitungen und der Toleranzen der verwendeten Bauteile kann hiermit nur ein Teil des auftretenden Echosignals kompensiert werden.

Deshalb wird der Hauptteil des auftretenden Echos mit Hilfe eines digitalen Systems (digitaler Echokompensator) kompensiert, wie m Fig. 7 gezeigt. Diese Figur zeigt schematisch den Aufbau einer Datenubertragungsemrichtung mit einem Lei- tungscodierer 16, der eintreffende Daten m das auf der Ubertragungsleitung 8 verwendete Signalformat umsetzt und auf einen Sendekanal 12 ausgibt über den sie sowohl dem Sender 2 als auch dem Echokompensator 10 zugeführt werden. Der Sender 2 umfaßt einen Impulsformer 18 zur zeitlichen Glattung und spektralen Begrenzung des zu übertragenden Nachrichtensignals und daran anschließend einen Verstarker (Line Dπver) 20. Dieser Verstarker ist eine wesentliche Quelle von nichtlmea- ren Verzerrungen, deren Ausmaß von Realisierungsaufwand und benötigter Verlustleistung abhangt.

Die Parameter des Ko pensators 10 müssen so eingestellt werden, daß das Ausgangssignal des Echokompensators möglichst genau mit dem Restechosignal auf einem Empfangskanal 14 uber- einstimmt, an den der Ausgang des Echokompensators angeschlossen ist. Dabei sind lineare Echokomponenten zu berücksichtigen, die sich durch Faltung der auf dem Sendekanal durchlaufenden Datenfolge mit einer I pulsantwort h(t) des Senders ergeben, außerdem treten nichtlineare Komponenten im Ausgangssignal des Senders auf, die durch die Sequenz der Symbole der Datenfolge bestimmt sind und dadurch bedingt sind, daß das Übergangsverhalten des Senders zwischen zwei verschiedenen Sendesignalsy bolen je nach Kombination dieser Symbole unterschiedlich sein kann. Daraus ergeben sich Störimpulse am Empfängereingang, die im Laufe mehrerer Symbolperioden T abklingen und die mit einem linearen Echokompensator nicht unterdrückt werden können.

Bei den bisher bekannten Kompensatorstrukturen zur Kompensation nichtlinearer Echos werden die Nichtlinearitäten nicht nach ihrem Entstehungsort (Sender oder Empfänger) unterschie- den. Daraus folgt, daß wenn die Echoimpulsantwort im Laufe von M Symbolperioden, wobei M > N, abklingt, also eine Dauer von M*T hat, alle M in diesem Zeitraum gesendeten Symbole bei der Echokompensation berücksichtigt werden müssen. Hierfür sind die Speicher-Methode und die Volterra-Reihen-Methode ge- bräuchlich.

Bei der Speichermethode werden alle im Empfänger auftretenden Echowerte in Abhängigkeit von den Werten der zuvor gesendeten Symbole abgespeichert. Zwar lassen sich hiermit Nichtlineari- täten sowohl des Senders wie des Empfängers beseitigen, doch nimmt die Zahl der hierfür benötigten Speicherplätze exponen- tiell mit der Länge der Impulsantwort zu und beträgt bei einem L-stufigen Sendesignal S=L^M.

Bei der Volterra-Reihen-Methode wird zunächst das Echosignal in eine Volterra-Reihe entwickelt, in der Beiträge aller Kombinationen von Sendesymbolen bis zu einer Länge M der Kombination zum Echosignal berücksichtigt sind. Auch hier ist im allgemeinen Fall Speicherplatz für S=L^M verschiedene Kombina- tionen erforderlich. Zwar kann die Reihe je nach Ausmaß der Nichtlinearität vorzeitig abgebrochen und dadurch die Anzahl der zu berücksichtigenden Koeffizienten reduziert werden, dennoch ist der Aufwand bei ansteigenden Echoimpulsantwortlängen und mehrstufiger Übertragung erheblich.

Aus der US 5,146,494 ist ein nichtlinearer Echokompensator bekannt geworden, der eine Mehrzahl von Koeffizientenspei- ehern aufweist, denen jeweils ein Symbol des Nachrichtensi^¬ gnals zugeordnet ist und die mit diesem adressiert werden. Ferner ist eine Überlagerungseinrichtung vorgesehen mit der die von den Speichern ausgelesenen Koeffizienten auf einem Empfangssignal überlagert werden.

Aus der US 5,148,427 ist ein Echokompensator bekannt geworden, der aus einem linearen und einem nichtlinearen Echokompensator gebildet ist. Der lineare Echokompensator weist ein digitales Transversalfilter auf.

Aufgabe der Erfindung ist, eine Kompensatorstruktur anzugeben, bei der der Speicheraufwand erheblich verringert ist. Diese Struktur ist insbesondere zur Kompensation von im Sen- der entstandenen Nichtlinearitäten geeignet.

Die Aufgabe wird gelöst durch einen nichtlinearen Echokompensator für ein L-stufiges Nachrichtensignal, mit einer Mehrzahl von Gruppen von Koeffizientenspeichern, wobei jede Grup- pe wenigstens einem Tupel von N aufeinanderfolgenden Symbolen des Nachrichtensignals zugeordnet ist, einer Auswahlschaltung, die mit einem Sendekanal verbunden ist, um ein auslaufendes Nachrichtensignal zu empfangen und die in der Lage ist, anhand eines aktuell empfangenen Werts und von N-l vorhergehenden Symbolen des Nachrichtensignals die dem durch diese Symbole gebildeten Tupel zugeordnete Gruppe zu selektieren, und einer Uberlagerungsschaltung , die in der Lage ist, die Koeffizienten der Gruppe nacheinander im Symboltakt einem auf einem Empfangskanal einlaufenden Nach- richtensignal zu überlagern.

Vorzugsweise werden als Teilfilter digitale Transversalfilter eingesetzt.

Dabei kann jede Gruppe von Koeffizienten ein Teilfilter in Form eines digitalen Transversalfilters bilden. Zweckmäßigerweise ist die Auswahlschaltung in der Lage, anhand des aktuell empfangenen Werts und der N-l vorhergehenden Symbole des Nachrichtensignals das dem durch diese Symbole gebildeten Tupel zugeordnete Teilfilter zu erregen, und die Uberlagerungsschaltung ist eingerichtet, um das einlaufende Nachrichtensignal mit den Antwortsignalen der Teilfilter zu überlagern. Diese Maßnahme stellt sicher, daß in jeder Symbolperiode das einlaufende Nachrichtensignal mit dem ersten Koeffizienten eines aktuell angeregten Teilfilters, ggf. dem zweiten Koeffizienten eines in der vorhergehenden Symbolperiode angeregten Teilfilters, allgemein dem n-ten Koeffizienten eines in einer n-l Symbolperioden zurückliegenden Symbolperiode überlagert wird, und so eine genaue Nachbildung der im Sender nacheinander hervorgerufenen Nichtlinearitäten erhal- ten wird.

Alternativ kann jede Gruppe von Koeffizienten eine Spalte einer in Zeilen und Spalten organisierten Speichermatrix bilden, wobei die Auswahlschaltung in der Lage ist, in einer Symbolperiode den ersten Koeffizienten der dem Tupel zugeordneten Gruppe und in nachfolgenden Symbolperioden jeweils nachfolgende Koeffizienten der Gruppe zu selektieren, und die Uberlagerungsschaltung das einlaufende Nachrichtensignal mit der Summe der selektierten Koeffizienten überlagert, um so eine genaue Nachbildung der im Sender nacheinander hervorgerufenen Nichtlinearitäten zu erhalten.

Die Zahl der Koeffizienten jeder Gruppe ist zweckmäßigerweise entsprechend der Dauer der von den zugeordneten Tupeln her- vorgerufenen Echosignalkomponente gewählt. Dabei kann die

Koeffizientenzahl entsprechend der Dauer der längsten Echosignalkomponente für alle Gruppen gleich oder einzeln an die Länge der jeweiligen Echosignalkomponente angepaßt sein.

Der erfindungsgemäße nichtlineare Echokompensator kann vorteilhaft in Kombination mit einem linearen Echokompensator eingesetzt werden. Da der lineare Anteil im Echosignal über- wiegt, kann der lineare Kompensator eine Grobkompensation ausfuhren, so daß die Amplituden der von den einzelnen Gruppen zu erzeugenden Antworten verringert sind und deren Koeffizientenzahl geringer gehalten werden kann.

Der Echokompensator ist vorteilhaft in einem Datenubertra- gungssystem mit einem Sender einsetzbar, der zu sendende Daten auf dem Sendekanal empfangt und auf eine Ubertragungsleitung gibt, wobei die Sendeimpulsdauer des Nachrichtensignals im Sender auf NT begrenzt ist, wobei T die Symbolperiode des Nachrichtensignals ist. Diese Begrenzung der Sendeimpulsdauer impliziert, daß das vom Sender ausgegebene Signal zu jedem Zeitpunkt durch maximal N Symbole bestimmt ist, wobei diese N Symbole auch die Nichtlinearitäten m der Ausgabe des Senders bestimmen.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausfuhrungsbeispielen mit Bezug auf die beigefugten Figuren. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des erfmdungsgemaßen nichtlinearen Echokompensators;

Fig. 2 eine zweite Ausgestaltung des erfmdungsgemaßen nichtlmearen Echokompensators;

Fig. 3 eine Schaltungsanordnung zur Koefflzientenemstel- lung im nichtlinearen Echokompensator aus Fig. 2;

Fig. 4A-C Kompensatoranordnungen mit einem linearen und einem nichtlinearen Echokompensator sowie ggf. einem festen rekursiven Filter;

Fig. 5 einen linearen Echokompensator;

Fig. 6 ein herkömmliches Ubertragungssystem; Fig. 7 eine Übertragungseinrichtung mit Echokompensator;

Fig. 8 einen idealisierten Sendeimpuls ;

Fig. 9 ein Augendiagramm am Ausgang des Line Drivers;

Fig. 10 nichtlineare Störimpulse am Ausgang des Senders und

Fig. 11 nichtlineare Störimpulse am Eingang des Empfängers.

Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf ein Nachrichtensignal mit L=4 Stufen -3 -1, 1, 3 (2BlQ-Codierung) . Die Verallgemeinerung auf Signale anderer Stufigkeit ist für den Fachmann ohne Schwierigkeiten möglich.

Fig. 8 zeigt einen idealisierten Sendeimpuls, wie er von dem Impulsformer 18 einer Übertragungseinrichtung wie in Fig. 7 gezeigt erzeugt werden kann. Seine Dauer ist auf maximal 2T begrenzt, wobei T die Symboldauer der Übertragungseinrichtung ist. Fig. 9 zeigt das Augendiagramm eines vierstufigen Nachrichtensignals mit derart zeitbegrenzten Pulsen. Man erkennt an dem Augendiagramm, daß zu jedem Zeitpunkt der am Line Dri- ver 20 anliegende Signalpegel von maximal zwei Symbolen abhängt. Entsprechend läßt sich das Ausgangssignal des Line Drivers bei Begrenzung des Einzelimpulses auf 2*T aus einem linearen Anteil und einem nichtlinearen Anteil zusammensetzen. Den linearen Anteil erhält man durch Faltung der zu sendenden vierstufigen Datenfolge mit der Impulsantwort des Senders h(t). Der nichtlineare Anteil setzt sich aus zeitlich verschobenen Verzerrungsimpulsen zusammen, die den Übergängen zwischen zwei Symbolen des Sendesignals entsprechen. Bei einem vierstufigen Übertragungssystem und einer Impulsdauer von 2*T existieren insgesamt 16 mögliche verschiedene Verzerrungsimpulsantworten entsprechend den 16 möglichen Datenüber- gangen. Die nichtlmearen Verzerrungsimpulse sollen anhand eines praktischen Beispiels genauer erläutert werden. Als nichtlineare Verzerrung des Line Drivers wird vereinfachend eine statische Ausgangskennlinie mit Sattigungscharakteristik her- angezogen. Unter Berücksichtigung der gegebenen Aussteue- rungsgrenzen ergibt sich bei sinusförmiger Ansteuerung ein Anteil der dritten Oberwelle von -45dB und der fünften Oberwelle von -50dB, jeweils bezogen auf die Grundwelle. Es wurden die m Fig. 10 gezeigten nichtlmearen Verzerrungsimpulse am Ausgang des Line Drivers gemessen. Die Fig. zeigt insgesamt fünf Impulse, entsprechend Übergängen von +3 nach ±1, von +1 nach ±3 und von +3 nach -3. Weitere fünf Verzerrungsimpulse ergeben sich durch Vorzeichenumkehr, vier Verzerrungsimpulse (+3 nach +3, +1 nach +1, -1 nach -1 und -3 nach -3) sind nicht vorhanden, und die restlichen zwei (+1 nach -1, -1 nach +1) sind vernachlassigbar .

Das reale Sendesignal wird also erhalten, indem man dem linearen Ausgangssignal diese Storimpulse überlagert. Am Em- gang des Empfangers ergeben sich dann wegen der dispersiven Eigenschaft des Echopfades Storimpulse, die erst nach mehreren Symbolperioden abgeklungen sind. Fig. 11 zeigt diese Storimpulse. Ein linearer Echokompensator ist nicht m der Lage, diese Storimpulse zu kompensieren.

Ist die Dauer des Sendeimpulses allgemein auf N*T begrenzt, so erkennt man , daß in diesem Fall der Eingangspegel des Verstärkers 20 durch die N letzten Symbole bestimmt ist, und daß die nichtlmearen Storimpulse nicht alle durch die zwei zuletzt übertragenen Symbole bestimmt sein können, sondern von den insgesamt N letzten Symbolen abhangen müssen. In einem solchen Fall sind insgesamt L^N verschiedene Storimpulse zu berücksichtigen.

Auf dieser Überlegung basiert die Konstruktion des m Fig. 1 schematisch gezeigten nichtlmearen Echokompensators, der als Echokompensator 10 der Ubertragungsemrichtung aus Fig. 7 eingesetzt werden kann. Dieser nichtlineare Echokompensator umfaßt eine Auswahlschaltung 102 m Form eines Demultiplexers mit zwei Eingängen 104, 106 und L² Ausgangen, von denen nur drei, 110, 112, 114, dargestellt sind. Er ist für ein auf ei- ne Impulsdauer von 2T begrenztes Nachrichtensignal ausgelegt. Der erste Eingang 104 ist direkt an einen Sendekanal angeschlossen, der zweite 106 über ein Verzogerungsregister 120, das das Sendesignal um jeweils eine Symbolperiode T verzögert ausgibt. An den Eingängen der Auswahlschaltung 102 liegen so- mit jeweils das aktuell auf dem Sendekanal übertragene Symbol d(k) und das eine Symbolperiode früher übertragene Symbol d(k-l) an.

Jeder Kombination von Symbolen (d(k), d(k-l)) ist ein Ausgang 110, 112, 114 zugeordnet. Wenn die zugeordnete Kombination an der Auswahlschaltung 110 anliegt, wird ein Erregungssignal, z. B. logisch 1, auf den Ausgang ausgegeben. So erhalt z. B der Ausgang 110 logisch 1, wenn d(k)=3 und d(k-l)=3, sonst 0.

An jeden der Ausgange 110, 112, 114 ist ein digitales Trans- versalfilter 130, 132, 134 angeschlossen. Jedes dieser Teil- filter enthalt m an sich bekannter Weise eine Kette von Ver- zogerungsregistern 136, an den Eingang und Ausgang der Verzo- gerungsregisterkette sowie zwischen den Verzogerungsregistern angeschlossene Multiplizierer 138 zum Multiplizieren mit einem gespeicherten, einstellbaren Koeffizienten und einen Addierer 140 zum Addieren der Ausgangssignale der Multiplizierer. Ein Ausgangsaddierer 150 addiert die Ausgangssignale und bildet so ein Kompensationssignal .

In jeder Symbolperiode wird einer der Teilfilter 130, 132, 134 angeregt und reproduziert daraufhin wahrend einer der Zahl seiner Verzogerungsregister 136 entsprechenden Zahl von Perioden eine charakteristische Folge von Kompensationswer- ten, die die nichtlineare Störung nachbildet, die von dem entsprechenden Symbolpaar im Sender hervorgerufen wird. Diese Störung klingt nach einer bestimmten Zahl von Perioden unter einen Grenzwert ab, unter dem eine Kompensation nicht mehr erforderlich ist. Die Lange der Verzogerungsregisterkette ist entsprechend dieser Periodenzahl gewählt.

Es gibt Symbolpaare, die identische nichtlmeare Störungen hervorrufen, solchen Symbolpaaren kann em Teilfilter gemeinsam zugeordnet sein.

Symbolpaaren, die keine merklichen Nichtlinearitäten hervor- rufen, müssen keine Teilfilter zugeordnet sein.

Em nichtlinearer Echokompensator nach dem Fig. 1 gezeigten Konstruktionsprinzip für em allgemein auf eine Dauer von N*T begrenzten Nachrichtensignal hat eine Auswahlschaltung 102 mit N Eingängen und N-l Verzogerungsregister 120, die eine Kette bilden, um an die Eingänge der Auswahlschaltung 102 die N letzten Symbole anzulegen. Die Anzahl der Teilfilter betragt entsprechend der Zahl der zu berücksichtigenden nichtlmearen Storimpulse W=L^N. Die folgende Tabelle zeigt die Anzahl der maximal notwendigen Teilfilter für Sendeim- pulslangen von 2T bzw. 3T und verschiedene Stufigkeiten.

Tabelle I

Die Anzahl der tatsächlich erforderlichen Teilfilter kann abhangig von den tatsächlich im Sender auftretenden Nichtlinearitäten geringer sein als in Tab. I angegeben.

Aus der Tabelle ist zu ersehen, daß insbesondere bei kurzen Sendeimpulsen (N=2) und Leitungscodes mit wenigen Stufen (z.B. L=4) die oben beschriebene Kompensatorstruktur eine gunstige Möglichkeit zur Kompensation von nichtlmearen Echosignalen darstellt.

Fig. 2 zeigt eine zweite Ausgestaltung des erfmdungsgemaßen nichtlmearen Echokompensators. Dieser umfaßt em matrixartig m Spalten und Zeilen organisiertes Speicherfeld 200 mit W Spalten 202, 204, 206, 208, die je M Koeffizienten enthalten, eine Auswahlschaltung in Form einer Adresslogik 210 zum Lesen und Schreiben der Koeffizienten, einen Zustandsspeicher 212 zum Speichern der letzten M Zustande des Echokompensators, einen Zwischenspeicher 214, einen Addierer 216 und einen Speicher 218.

Em Zustand des Echokompensators ist definiert als die Kombi- nation der N letzten gesendeten Symbole. Wenn d(k) das aktuell auf dem Sendekanal übertragene Symbol bezeichnet, so umfaßt der jüngste, in der Zelle 1 des Zustandsspeichers 212 gespeicherte Zustand die Symbole d(k), d(k-l), .., d(k-N), der m der Zelle 2 gespeicherte Zustand umfaßt die Symbole d(k-l), d(k-2), .., d(k-N-l), usw. In jeder Symbolperiode wird der jeweils älteste gespeicherte Zustand durch den aktuellen ersetzt. Jeder Zustand kennzeichnet das m der im entsprechenden Symbolperiode angeregte Teilfilter.

Zu Beginn jeder Symbolperiode wird der Inhalt des Speichers 218 auf 0 gesetzt, dann werden die M gespeicherten Zustande sukzessive von der Adresslogik 210 gelesen, wobei der j-te Zustand (j=l, ..., M) zum Adressieren der j-ten Zelle der diesem Zustand zugeordneten Spalte des Speicherfelds 200 ver- wendet wird. Diese Spalte mit den m ihr gespeicherten Koeffizienten bildet das dem Zustand zugeordnete Teilfilter.

Der adressierte Koeffizient wird m den Zwischenspeicher 214 übertragen und vom Addierer 216 zu einem bereits im Speicher 218 enthaltenen Wert hinzuaddiert. Nachdem die Koeffizienten zu allen M Zustanden gelesen und addiert worden sind, enthalt der Speicher 218 den für die betreffende Symbolperiode benotigten Kompensationswert.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltungsanordnung zur Koefflzienten- emstellung enthalt weitgehend dieselben Komponenten wie der nichtlmeare Echokompensator aus Fig. 2. Diese Komponenten sind mit gleichen Bezugszeichen belegt und nicht erneut beschrieben. Eine Verstell-Logik 300 empfangt em Fehlersignal, das die Differenz zwischen dem Kompensationssignal und dem tatsächlichen Echo auf dem Empfangskanal angibt. Dieses Differenzsignal wird vom Addierer 216 zu einem mit Hilfe der Adresslogik 210 gelesenen m den Zwischenspeicher 214 geladenen Koeffizienten addiert oder subtrahiert und m die Speicherzelle des Koeffizienten zurückgeschrieben.

Der gesamte Echokompensator 10 (Fig. 7) umfaßt zweckmaßiger- weise zusätzlich zum oben beschriebenen nichtlmearen auch einen linearen Echokompensator 402, der wie m Fig. 4A gezeigt parallel mit dem nichtlmearen 400 Daten vom Sendekanal 12 empfangt und deren lineare Echokomponente unterdruckt. Zwar ist die Kompensation linearer Echokomponenten mit dem nichtlmearen Echokompensator allem auch möglich, da aber die Amplitude und Dauer der linearen Echokomponenten im allgemeinen großer als die der nichtlmearen ist, ist es sowohl mit Rücksicht auf die Breite (Bitzahl) der im nichtlmearen Echokompensator zu verarbeitenden Koeffizienten als auch auf deren Zahl vorteilhaft, den linearen Kompensator 402 vorzusehen. Der Aufbau des linearen Kompensators ist in Fig. 5 gezeigt. Er ist identisch mit dem der Teilfilter 130, 132, 134 aus Fig. 1 und braucht deshalb nicht erneut im Detail beschrieben zu werden. Aufgrund der höheren Amplitude und Dauer der linearen Störungen kann die Bitbreite und die Lange (Koeffizientenzahl) des linearen Kompensators großer als die der Teilfilter sein. Zusätzlich kann durch Einsatz eines festen digitalen Filters z. B. eines rekursiven Filters 1. Ordnung 404 mit Übertragungsfunktion

H(z) = l/[l-(l-2-ⁿ)*z^_1],

wie in Fig. 4B und C gezeigt, die erforderliche Länge des Echokompensators, d. h. die Zahl der Koeffizienten, weiter reduziert werden. Dieses Filter 404 kann mit dem linearen Kompensator 402 allein in Reihe geschaltet sein (Fig. 4B) , oder es kann einem Addierer 406 nachgeschaltet sein, wie in Fig. 4C gezeigt, so daß es auf die Kompensationssigale des linearen und auch des nichtlinearen Kompensators wirkt. Letztere Anordnung stellt insbesondere bei Übertragungssystemen für Kupfer-Zweidrahtleitungen eine günstige Lösung dar, die es gestattet, die Koeffizientenzahl des linearen wie auch des nichtlinearen Kompensators zu verringern. Bei einer solchen Anwendung hat sich ein Filter mit Übertragungsfunktion H(z) = 1/ [1-0, 875*z^"1] als gut geeignet erwiesen.

Bezugszeichenliste

2 Sender

4 Empfänger

6 Leitungsanschaltung

8 Übertragungsleitung

10 Echokompensator

12 Sendekanal

14 Empfangskanal

16 Leitungscodierer

18 Impulsformer

20 Line Driver

102 Auswahlschaltung

104, 106 Eingänge

110, 112, 114 Ausgänge

120 Verzögerungsregister

130, 132, 134 Teilfilter

136 Verzogerungsregister

138 Multiplizierer

140 Addierer

150 Addierer

200 Speicherfeld

202, 204,

206, 208 Spalten

210 Adresslogik

212 ZustandsSpeicher

214 Zwischenspeicher

216 Addierer

218 Speicher

300 Verstell-Logik

400 nichtlinearer Echokompensator

402 linearer Echokompensator

404 Filter

406 Addierer

Claims

Patentansprüche

1. Echokompensatoranordnung für ein L-stufiges Nachrichtensignal, mit einem nichtlinearen Echokompensator, der aufweist : eine Mehrzahl von Gruppen (130, 132, 134; 202, 204, 206, 208) von Koeffizientenspeichern, wobei jede Gruppe wenigstens einem Tupel von N aufeinanderfolgenden Symbolen des Nachrichtensignals zugeordnet ist, eine Auswahlschaltung (102; 210) die mit einem Sendekanal (12) verbunden ist, um ein auslaufendes Nachrichtensignal zu empfangen und die in der Lage ist, anhand eines aktuell empfangenen Symbols und von N-l vorhergehenden Symbolen des Nachrichtensignals die dem durch diese Symbole gebildeten Tupel zugeordnete Gruppe zu selektieren, und eine Uberlagerungsschaltung (140; 150; 216; 406) , die in der Lage ist, die Koeffizienten der Gruppe nacheinander im Symboltakt einem auf einem Empfangskanal einlaufenden Nachrichtensignal zu überlagern.

2. Echokompensatoranordnung nach Anspruch 1, wobei jede Gruppe von Koeffizienten ein Teilfilter (130, 132, 134) in Form eines digitalen Transversalfilters bildet.

3. Echokompensatoranordnung nach Anspruch 2, wobei die Auswahlschaltung (102) in der Lage ist, anhand des aktuell empfangenen Symbols und der N-l vorhergehenden Symbole des Nachrichtensignals das dem durch diese Symbole gebildeten Tupel zugeordnete Teilfilter (130, 132, 134) zu erregen, und wobei die Uberlagerungsschaltung (140, 150) eingerichtet ist, um das einlaufende Nachrichtensignal mit den Antwortsignalen der Teilfilter (130, 132, 134) zu überlagern.

4. Echokompensatoranordnung nach Anspruch 1, wobei jede Gruppe von Koeffizienten eine Spalte (202, 204, 206, 208) einer in Zeilen und Spalten organisierten Speichermatrix (200) bildet, die Auswahlschaltung (210) in der Lage ist, in einer Symbolperiode den ersten Koeffizienten der dem Tupel zugeordneten Gruppe und in nachfolgenden Symbolperioden jeweils nachfolgende Koeffizienten der Gruppe zu selektieren, und die Uberlagerungsschaltung das einlaufende Nachrichtensignal mit der Summe der selektierten Koeffizienten überlagert.

5. Echokompensatoranordnung nach Anspruch 4, wobei die Aus- wahlschaltung (210) eine der Zeilenzahl der Matrix entsprechende Zahl von Speicherzellen (212) zum Speichern von Tupeln umfaßt und eingerichtet ist, um in jeder Symbolperiode das älteste der in den Speicherzellen gespeicherten Tupel durch das aktuelle Tupel zu ersetzen.

6. Echokompensatoranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei N gleich 2 oder 3 ist.

7. Echokompensatoranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei L gleich 2, 3 , 4oder 8 ist.

8. Echokompensatoranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Zahl der Koeffizienten der Gruppe entsprechend der Dauer der von den zugeordneten Tupeln hervorgerufenen Echosignalkomponente gewählt ist.

9. Echokompensatoranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei Gruppen nur denjenigen Tupeln zugeordnet sind, die eine einen vorgegebenen Mindestwert überschreitende Echosignalkomponente hervorrufen.

10. Echokompensatoranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Koeffizienten einstellbar sind.

11. Echokompensatoranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem linearen Echokompensator (402), wobei der lineare Echokompensator ein digitales Transversalfilter ist, und einer zweiten Einrichtung (406) zum Überlagern des auf dem Empfangskanal einlaufenden Nachrichtensignals mit dem Ausgangssignal des linearen Echokompensators.

12. Echokompensatoranordnung nach Anspruch 11, wobei beide Einrichtungen zum Überlagern durch ein Addierglied gebildet sind.

13. Echokompensatoranordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 12, wobei ein festes rekursives Filter (404) mit dem linearen Echokompensator (402) in Reihe geschaltet ist.

14. Echokompensatoranordnung nach Anspruch 13, mit einer Addierschaltung (406) zum Addieren der Ausgangssignale des nichtlinearen Echokompensators (400) und des linearen Echokompensators (402) , wobei der Eingang des rekursiven Filters (404) an den Ausgang der Addierschaltung (406) angeschlossen ist.

15. Echokompensatoranordnung nach einem der Ansprüche 13 oder 14, wobei die Übertragungsfunktion des rekursiven Filters (404) die Form f=l/ (1- (l-2ⁿ) z^"1) hat.

16. Echokompensatoranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Verwendung in einem Datenübertragungssystem, das einen Sender (2) aufweist, der zu sendende Daten auf dem Sendekanal (12) empfängt und auf eine Übertragungsleitung (8) gibt, wobei die Sendeimpulsdauer des Nachrichtensignals im Sender (2) auf NT begrenzt ist, wobei T die Symbolperiode des Nachrichtensignals ist.