DE2713478A1

DE2713478A1 - Logarithmischer echokompensator

Info

Publication number: DE2713478A1
Application number: DE19772713478
Authority: DE
Inventors: Otakar Anthony Horna
Original assignee: Comsat Corp
Current assignee: Comsat Corp
Priority date: 1976-06-11
Filing date: 1977-03-26
Publication date: 1977-12-29
Also published as: JPS52153315A; AU498268B2; AU2388177A; SE7706422L; FR2354666A1; IT1082391B; BR7702093A; US4064379A; GB1563743A; SE418037B; FR2354666B1; CA1081380A; DE2713478C2; JPS6251010B2; GB1563742A

Description

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950 L'Enfant Plaza, S.W. 23. März 1977

Washington, D.C. 20024, U.S.A. E/Ml - 11 512

(1436568 US)

Logarithmischer Echokompensator

Die Erfindung bezieht sich auf einen digitalen Echokompensator für Te Iephonscha11ungen über große Entfernungen mit· Eiηrichtungen zur Speicherung einer festen Anzahl der neuesten Abtastwerte x., ..., x., .·., x eines empfangenen Signals und inrichtungen zur Speicherung einer entsprechenden festen Anzahl von geschätzten Koeffizienten h., ..., h., ..., h der Impulsantwort sowie mit auf die gespeicherten Abtastwerte und die gespeicherten Koeffizienten ansprechenden digitalen KonvoIutionseiηrichtungen zur Erzeugung eines angenäherten Echosignals, das in einer Einrichtung von einem realen Echosignal subtrahierbar ist, wodurch ein Differenzsignal erzeugbar ist, das einem Restecho entspricht, auf das KreuzkorreI ationseiηrichtungen ansprechen, und mit denen jeweils die gespeicherten Koeffizienten auf den neuesten Stand bringbar sind.

Die vor Iiegende Erfindung betrifft das Gebiet der Echokompensatoren. Sie beinhaltet insbesondere einen verbesserten Echokompensator, der ein logarithmisches Format verwendet, um den Aufbau der Kompensationsanordnung zu vereinfachen.

Es ist bekannt, daß Gabeschaltungen, die Zweidraht- mit Vierdrahtschaltungen in Nachrichtennetzen für große Entfernungen verbinden, keine echofreTe Kopplung zwischen den Sende- und

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I /300O« /74

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Empfangsleitungen der Viurdrahtschaltung herstellen. Ein Teil des Signals auf der EmpfangsIeitung geht auf die Sendeleitung über und erscheint als Echosignal. Wenn das Vierdrahtsystem für Nachrichtenübertragung über sehr große Entfernungen benutzt wird, kann das Echosignal besonders störend sein.

Für UmI a u f ve rzöge rungen (1"_Rn)» die z. B. in Verbindungen zwischen der Ost- und Westküste ii ta 70ms) oder Sate I I i tenüber-

K υ

tragungen (t_R.W 500 ms) zu finden sind, wird eine zusätzliche Echosperre oder eine Kompensationsanordnung für kommerzielle Zwecke eine Notwendigkeit. Deshalb wurde in den vergangenen 45 Jahren eine beträchtliche Forschungs- und EntwickIungsIeistung für den Entwurf sogenannter Echosperren aufgewendet. Die Echosperren sind relativ einfache eIektromechanisehe oder elektronische, sprachbetätigte Schalter, die den Echoweg gemäß der Richtung des Signals in dem Vierdrahtabschnitt unterb rechen.

Trotz großer Verbesserungen in der Technik und der Technologie der Echosperrung können diese Einrichtungen hauptsächlich unter den folgenden ungünstigen Bedingungen eine ausreichende Qualität für die Zweiwegübertragung nicht herbeiführen:

a) Wenn beide Teilnehmer gleichzeitig zu sprechen versuchen, _Ί d. h. während der sogenannten Doppe Isprechperiode ,

b) wenn zwischen den beiden miteinander verbundenen Fernsprechapparaten ein wesentlicher Unterschied in dem ausgesendeten Signalpegel besteht, vorausgesetzt, daß sonstige Verluste in der Schaltung gering sind,

c) wenn die Echodämpfung ,weniger als 9 dB ist.

Mit zunehmender UmI aufverzögerung steigern diese Voraussetzungen ihre nachteiligen Wirkungen, nicht nur wegen der langen Aus-

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breitungszeit zwischen den miteinander verkehrenden Teilnehmern, sondern auch weil über die UmI auf verzöge rung zwei Telephonnetze miteinander verbündet, sind, die nach unterschiedlichen Normen aufgebaut und betrieben werden, wobei die durchschnittliche Echodämpfung u und die normale Abweichung von dieser Dämpfung 61,. unterschiedliche, gewöhnlich ungünstigere Werte als die US-Netze haben.

Um diese Schwierigkeit zu überwinden, wurde anfänglich ein Echokompensator von J. L. Kelly, Jr. vorgeschlagen. Die Verwirklichung dieser Idee ist in einem Aufsatz von M. J. Sondhi: "An Adaptive Echo Canceller" im "Bell System Technical Journal", Band 46, Nr. 3, März 1967 auf den Seiten 497 bis 511 beschrieben. Diese besondere Konstruktion verwendet eine analoge Technik, mit anderen Worten, eine analoge Verzögerungsleitung erzeugt ein Ebenbild des Echosignals, das dann vom empfangenen Signal subtrahiert wird. Analoge Verzögerungsleitungen sind jedoch schwierig aufzubauen, wenn UmI aufverzögerungen von mehreren Zehn Millisekunden vorhanden sind.

Die mit der analogen Technik zusammenhängenden Schwierigkeiten wurden durch die sog. digitalen "Echokompensatoren" überwunden, die innerhalb des Funktionskreises digitale Techniken verwenden. Diese Konstruktion wurde in einem Aufsatz von S. J. Campanella et al.: "Analysis of an Adaptive Impulse Response Echo Canceller", in "COMSAT Technical Review", Band 2, No. 1, Frühjahr 1972, auf den Seiten 1 bis 38 beschrieben.

Obwohl das grundlegende Konzept des digitalen Echokompensators sinnvoll ist, bildet er trotzdem ein stark verwickeltes und sehr kostspieliges System. Die hauptsächlichen Gründe für die Kompliziertheit und die hohen Kosten des digitalen Echokompensators sind der breite dynamische Bereich der Sprache und die große UmI auf verzögerung 2t_E zwischen der Gabelschaltung und

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dem Echokompensator. Für annehmbare Ergebnisse bei verschiedenen Signalpegeln muß die Spracf ..· abgetastet, quantisiert und mit einer Genauigkeit von 11 bis 12 Bits verarbeitet werden. Die Echoverzögerung 2t kann in einigen Telephonnetzen bis zu 50 Millisekunden lang sein. Mit einer Abtastfolge von 8kHz muß der digitale Echokompensator daher in der Lage sein, 1 k - b i s '.':· Bytes zu speichern und diese Bytes parallel bei einer Taktfolge von mehr als 3 MHz zu verarbeiten. Daraus ergibt sich, daß der digitale Echokompensator fast zwei Größenanordnungen komplizierter (und kostspieliger) als die hochentwickelst en Echosperren ist.

Deshalb besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, den erforderlichen Aufwand bei Echokompensatoren unter gleichzeitiger Be ι. JKi haltung der Vorteile de¹-, digitalen Konzepts zu ve re i η fachen.

Eine besondere Aufgabe der Erfindung ist in der Umgestaltung eines digitalen Echokompensators zu sehen, so daß dessen Kompliziertheit, dessen Umfang und dessen Kosten wenigstens mit denjenigen von Echosperren vergleichbar sind.

Diese und andere Aufgaben werden wie folgt gelöst:

a) Das Signal in den Empfangs- und Sendewegen wird analog verarbeitet, um die Wahl des internen digitalen Codes des Kompensators nicht einzuschränken.

b) Die Abtastwerte der Sprache und der Impulsantwort werden

in einem pseudo Iogarithmisehen Format codiert, um Speicherplatz einzusparen. Ein Analog-Digital-Wandler wird für die unmittelbare Umwandlung in einen ηichtI inearen Code verwendet

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c) Die Multiplikation im Konvoiutionsprozessor wird durch Addition der Logarithmen (Basis 2) der Sprach- und der Impulsantwort-Abtastwerte ausgeführt.

d) Im Kreuzkorre I ationsprozessor wird die Impulsantwort durch Multiplikation mit einer Konstanten statt durch Addition eines Inkrements auf den neuesten Stand gebracht. Dieser schnei I konvergierende Algorithmus vereinfacht die Konstruktion des Fehlerdetektors und macht den Kompensator für "Phasen-Rol len" u. d schwieriges "Doppe Isprechen" weniger empfindlich.

e) Die Rückkopplungsschleife des Kreuz kor re I ate rs ist durch nichtlineare Dämpfung und durch die Anpassung der Empfindlichkeit des Fehlerdetektors an veränderliche SignaI bedingungeη stab i I i s i e rt.

f) Das restliche Echosignal wird durch einen ständig adaptiv arbeitenden MittenschweI I wertbegrenzer mit einer Verminderung der Verzerrung unter den feststelIbaren Pegel beseitigt.

g) Das schwierige Problem des Übersprechens vom Digitalen ins Analoge wird durch die Teilung jedes Konvolutionszyklus in analoge und digitale Perioden gelöst.

Insbesondere werden die Sp räch-Abtastwerte x. in einem quasilogarithmischen Format codiert. Eine siebenstellige A-Gesetz-Codierung (A- I aw-encoding) ist gewählt. Eine Beschreibung der A-Gesetz-Codierung ist auf den Seiten 579 bis 583 der "Transmissions Systems for Communications", vierte Ausgabe, veröffentlicht von "Bell Telephone Laboratories, Inc", Februar 1970 entha I ten. Dieses digitale Format ergibt ein angemessenes Nutz-Störsignal Verhältnis (besser als 30 dB) in einem dynamischen Bereich von 40 dB und erspart ungefähr 35 % des X-Register-Umfangs im Vergleich zu einem 11-Bit linearen Code, der zur

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Erreichung des gleichen Nutz-StörsignaI -VerhäItnisses notwendig ist. Das Η-Register-Wort wird ebenfalls in einem quasi- Iogarithmisehen Format mit einem 3-Bit Exponenten und einer 4-Bit Mantisse gespeichert. Zusammen mit dem Vorzeichenbit ist das h.-Wort 8 Bits lang, was eine Reduzierung der Größe des Η-Registers um 27 % bedeutet. Die größte Einsparung an Bauelementen läßt sich jedoch durch die Konstruktion des Multiplizierers erzielen. Weil sowohl die x.-Wörter als auch die h.-Wörter im logarithmischen Format vorliegen, wird die Multiplikation x.*h. als Addition von Iog (χ. )+Iog~(h. ) ausgeführt. Der große Para I IeI-Mu11iρ I izierer für 11-Bit mal 11-Bit, der gewöhnlich in digitalen Echokompensatoren benutzt wird, läßt sich auf diese Weise durch einen Addiere^ ersetzen. Neue Algorithmen werden für die Berechnung eines durchschnittlichen oder PseudoEffekt ivwerts der Sprachabtastwerte x. verwendet, die im X-Register gespeichert werden. In einer Ausführungs form wird ein Durchschnittswert berechnet. An Stelle einer Addition aller Absolutwerte der gespeicherten Abtastwerte x. in jeder Abtastperiode wird jedoch der älteste Abtastwert subtrahiert und danach wird ein neuer Abtastwert |x._{+ +}i| benutzt, um den vorhandenen Inhalt des Speichers für die Durchschnittswerte auf den neuesten Stand zu bringen. Auf diese Weise wird die Zahl der Additionen in jeder Abtastperiode vermindert, wodurch die Verwendung relativ einfacher Schaltungen ermöglicht wird. A I s-A I ternative wird ein Pseudo-Effektivwert erzeugt, indem nur die Absolutwerte der Abtastwerte x. .I, die größer als eine bestimmte Schwelle sind, zu dem Inhalt eines Speichers für Pseudo-Effektivwerte addiert werden. Auf diese Weise wird die Zahl der Bits im Effektivwert-Prozessor vermindert. Der 16-Bit ParaI IeI-Addiere ι—Akkumulator, der üblicherweise für diese Aufgabe in digitalen Echokompensatoren verwendet wird, kann durch einen einfacher? Addierer und über I auf zäh I er ersetzt werden.

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Eine analoge Subtraktion eines simulierten (d. h. berechneten) Echos wird im Rückweg benutzt. Ebenso werden analoge Komparatoren für die sh-Korrektur an Stelle von digitalen Schaltungen verwendet. Mit preiswerten Operationsverstärkern und Komparatoren in Form von integrierten Schaltungen vereinfacht diese

Technik nicht nur die Schaltung durch die Beseitigung eines

ι Ana Iog-Digita I-Wand Iers und eines Digita I-Ana Iog-WantiIers im Kompensator, sondern sie verhindert auch das Quant Isterungsrauschen und Verzerrungen im Rück I aufsignaI weg. Das digttale Signal wird nur im Inneren des Echokompensationsprozessors verwendet und braucht daher nicht mit verschiedenen Sprachkanalnormen, wie z. B. dem A-Gesetz (Α-law) übereinzustimmen, das von CC. I.R. genormt Ist, während eine andere Kompand i erungstechnik, das. sogenannte Aj-Gesetz Ui-Iaw) von dem BeM'-System gewählt wurde.

Die Leistungsfähigkeit des Echokompensator kann durch die Verwendung eines sogenannten adaptiven MittenschweI Ienwertbegrenzers im Rückweg weitgehend verbessert werden. Durch die Verwendung des adaptiven MittenschweI Ienwertbegrenzers und einer Vor- und Nachanhebungstechnik kann die vom Mittenschwellenwertbegrenzer hervorgerufene Verzerrung weitgehend vermindert werden. Eine einfache hybride Ana Iog-Diglta I-Scha Itung ermöglicht die automatische Anpassung des Begrenzerpegels auf den optimalen Wert gemäß dem echoerzeugenden Signalpegel.

Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines zeichnerisch dargestellten Ausfuhrungsbeispiels.

Es zeigen:

Fig. 1 einen Systemschaltplan eines digitalen Echokompensators nach dem gegenwärtigen Stand der Technik,

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Fig. 2 einen Systemschaltplan eines logarithmischen Echokompensator gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines in dem System gemäß Fig. 2 benutzten KonvoIutionsprozessors ,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Durchschnittswertprozessors, der in einem KreuzkorreIator einer Ausführungs form des in Fig. 2 dargestellten Systems benutzt werden kann,

2 Fig. 5 graphische Darstellungen der Näherungen y=χ

und ζ =■ fy, die in einem digitalen Effektivwertprozessor nach einer alternativen Aus f ihh rungsform der Erfindung benutzt werden,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines digitalen Effektivwertprozessors, der ein Teil des Kreuzkorrelators bildet, der in der alternativen Ausführungsform des in Fig. 2 dargestellten Systems verwendet w i rd.

Gemäß Fig. 1, die den gegenwärtigen Stand der Technik der Hardware-Realisierung von digitalen Echokompensatoren zeigt, wird das ankommende Telephonsignal X(t) in einem geschalteten Dynamikpressei Verstärker 101 verstärkt, um den Signalpegel anzupassen und das System vor überlastung zu schützen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 101 wird einerseits über einen Sperrverstärker 102 dem Eingang einer eine Vierdraht- mit einer Zweidraht Ieitung verbindenden Gabelschaltung 103 und andererseits dem Eingang einer Abtast- und Halteschaltung 104 zugeführt. Das Ausgangssignal der Abtast- und Halteschaltung 104 XUT) wird vo^n einem Analog-Dig! ta I wand I er 105 in einen 11-Bit digitalen Code umgewandelt.

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- sr -

Der 11-Bit Code enthält ein Vorzeichenbit und 10 Bits der Amplitude. Die 11-Bit-UmwandIung ist notwendig, um den dynamischen Bereich von 40 dB des Eingangstelephonsignals mit einem annehmbaren Nutz-QuantisierungsstörsignaI -

Verhältnis zu überstreichen. Der digitale Abtastwert X ,

^a n+ 1

wird in einem Multiplexer 106 umgeschaltet und anschließend in einem X-Register 107 zurückbehalten. Das X-Register muß zur Speicherung von η χ 11 Bits in der Lage sein, wobei η eine Funktion der erwarteten Verzögerung der Telephonschaltung und der Abtastfrequenz der Abtast- und Halteschaltung 104 ist. Gewöhnlich liegt die Zahl η im Bereich 100<n < 500 für eine Abtast f ο I ge von 8kHz (125 ,us). Wie in dem oben erwähnten Aufsatz von S. J. Campanella et al. erklärt wurde, muß jeder 11-Bit Abtastwert mit einem der h-Koeffizienten multipliziert werden, die im H-Register 108 während jeder Abtastperiode gespeichert werden. Deshalb muß ein ParaI IeImu11iρ Iiζierer verwendet werden, der in der Lage ist 11-Bit mal 11-Bit zu multiplizieren.

Die Produkte η.·χ.₊. werden mit dem richtigen Vorzeichen in einem Akkumulator 110 addiert, der eine Kapazität von wenigstens 20 + Ji + log nj Bits haben muß. Die Surr-ne der Produkte wird anschließend durch η dividiert; und ein weiteres 11-Bit Wort, das den vorausberechneten Echoabtastwert darstellt, wird in einem Register 111 gespeichert. Der Multiplizierer 109 und der Akkumulator 110 bilden den KonvoIutionsprozessor des digitalen Echokompensator. Das Echosignal wird in der Abtast- und Halteschaltung 112 ebenfalls abgetastet, die mit einem Ausgang der,eine Vierdraht- in eine Zwei draht Ieitung umwandelnden, Gabelschaltung 103 verbunden ist. Das von der Abtast- und Halteschaltung 112 abgetastete Echosignal wird in einem Analog-Digital-Wandler 113 in einen digitalen 11-Bit Code umgeformt. Dieser 11-Bit Code wird in einer Subtrahierschaltung 114 von dem vorausberechneten Echoabtastwert des Registers subtrahiert. Die Differenz E- wird von einem Digita I-Ana Iog-Wandler 115 in ein analoges Signal E (t) umgeformt, um die

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Af,

Rückleitung mit einem analogen Sprachsignal zu betreiben.

Durch digitale KreuzkorreI ationstechniken wird der Inhalt des Η-Registers ständig auf den neuesten Stand gebracht. Die Absolutwerte des digitalen Signals vom Analog-Digital-Wandler 105 werden über den Multiplexer 106 zu dem Inhalt des Akkumulators 116 addiert, der eine Kapazität von 10+ Γ1+I ο g2 η J Bits haben muß. Diese Summe wird in einer Dividierschaltung 117 durch η dividiert. Dieser Durchschnittswert der η Abtastwet— te des Signals X(t) wird in einem Speicher 118 von 10 Bit gespeichert. Jeder Abtastwert im X-Register 107 wird in einem di gitalen Komparator 119 mit dem im Speicher 118 enthaltenen Durchschnittswert verglichen. Mit diesem Vorgang wird ein binäres Ko r rekt u rs i gn a"l φ. bestimmt. Dieses Signal steuert das ständige auf den neuesten Stand Bringen des Inhalts des H-Registers 108, indem in einer Addier/S übtrahierscha 11ung ein Signal ^h von 3 Bit zu verschiedenen Koeffizienten h. addiert oder von diesen subtrahiert wird. Das^h-Signal wird in einem digitalen Komparator 121 von 11 Bit erzeugt, der das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 114 empfängt.

Die Theorie der Arbeitsweise des digitalen Echokompensators wild im folgenden erläutert. Das H-Register 108 speichert η Abtastwerte h. der EinheitsechoimpuIsantwort in digitaler Form. Das X-Register 107 speichert η neue Sprachabtastwerte x.₊ . des Ana Iog-Digita I - WandIers 105. Während der j-sten Abtastperiode wird die j-ste Schätzung des Echos r. in dem KonvoIutionsprozessor berechnet:

r. = Y h. · ^xi₊j ⁼ h(j)*x<j) i =0

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Dieser Schätzwert wird von dem echten Echo y. abgezogen. Am

Ausgang der Subtrahierschaltung 114 ergibt sich ein Fehlersig nal, d. h. ein Restecho:

- r . J

(2)

Das Restecho £. wird erfaßt und nichtlinear in Q(£ . ) quantisiert.

Ein Korrekturwert ίλ h. . wird für jeden Abtastwert h. durch

¹ »J J

Verwendung eines modifizierten Widrow-Hoff-AI gorithmus der kleinsten mitt'leren Quadrate (LMS) berechnpt:

. - Q <€,)-f J J

= Q (β. ) .Sg(X. .) φ. . (3)

J ^a i+J 'I⁺J

wobei:

= 0 für

x,_+J|<Xj

^fÜr

Sg (x. .) ist das Vorzeichen von x. .. X. ist eine dem Effektivwert der η neuesten Sprachsignaiabtastwerte proportionale Größe

X. ft

(4)

Der Vorrekturwert/i h. . wird mit demrichtigen Vorzeichen zu jedem

' »J
entsprechenden Abtastwert h. hinzuaddiert, so daß sein neuer

h{ - h.

i st.

(5)

Diese auf den neuesten Stand gebrachten Werte von h! werden zur Berechnung der nächsten (j+.1)ten Schätzung r. . für eine neue Reihe von x. . . Sprachabtastwerten benutzt. Der neue Fehlerwert C. . wird anschließend zur Berechnung einer anderen Reihe von Korrekturwerten Δ h. . . verwendet. Durch die Verwendung dieses

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einfachen, sich gegenseitig beeinflussenden Korrelationsverfahrens wird die Impulsantwort ' m Η-Register aufgebaut und kontinuierlich auf den neuesten Stand gebracht, wenn Änderungen auft reten.

Campanella et al. und Widrow haben gezeigt, daß dieser Algorithmus konvergent ist, d. h. £ . —> 0 nach dem Verfahren der steilsten Abnahme, und sie haben das Stabil. ;ätskriterium dieses Verfahrens abgeleitet. Unter ungünstigsten Bedingungen, d. h. wenn die Echodämpfung der "Gabelschaltung" <" 5 dB ist, muß der digitale Echokompensator das ankommende Echosignal y. um mehr als 26 dB dämpfen, um die erforderliche Dämpfung /U_DI y_ 30 dB zu erreichen. Dies bedeutet, daß der relative Wert des Feh I e rs i gn =. I s gemäß Gleichung (2) wie folgt sein muß:

Ie ι I I VjI , / -4

J = J J_ ^ 0,05 < 2 . (6)

Sowohl die h. als auch die x. . Abtastwerte müssen daher mit ι ι *j

einer Genauigkeit von _s_ 6 Bits quantisiert werden. Der dynamische Bereich der Sprache ist jedoch ungefähr 40 dB, und der Amplitudenbereich der Impulsantwort ist der gleiche wie der mögliche Bereich der Echodämpfung, d. h. S 24 dB. Um die erforderliche Echodämpfung im gesamten dynamischen Bereich zu erzielen, muß daher d i e ,Quant i s i e rung der Sprachabtastwerte x. . 1:^: Bits betragen. Die Quantisierung der ImpuIsanfwortabtastwerte h. muß wenigstens 9 Bits umfassen.

Die Verzögerung im Vierdrahtabschnitt zwischen der Gabelschaltung und dem Echokompensator liegt üblicherweise im Bereich von OK tp ^ 16 ms. Die I mp u I santwc ,< t kann deshalb um so viel wie 2t_E = 32 ms verzögert werden.,. Für Te I ephon gesp räche muß eine Abtastperiode von T ^ 125 lis verwendet werden. Um den mögl ichen Bereich der Verzögerung zu überdecken, müssen wenigstens η Abtastwerte in den H- und X-Registern gespeichert werden, wobei

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32 OOP ,,_K . . ,₇. yj^ = 256 ist, (7)

d. h. der Speicherbedarf ist 256 χ (12+9) = 5.376 Bits.

Um den Echoschätzwert r. nach Gleichung (1) zu berechnen, müssen Multiplikationen und 256 Additionen dieser Produkte während jeder Abtastperiode T =125 ws ausgeführt werden. Dies erfordert eine parallele Verarbeitung im Multiplizierer, der (mit dem Speicher) den größten Tei I der Hardware und damit der Kosten des digitalen Echokompensators ausmacht.

Bei der vorliegenden Erfindung wurden folgende Schritte zur Verminderung der Kompliziertheit der Hardware unternommen:

a) Sowohl im Empfangs- als auch im Sendeweg werden die

Signale analog verarbeitet. Deshalb ist die Wahl eines internen digitalen Codes für den Echokompensator nicht durch irgendwelche Normen für Nachrichtenübertragungsnetze beschränkt.

b) Die Sprachabtastwerte x. . sind in einem dre i zehnsegment i ge;, pseudoιogarithmisehen Format von 7 Bits (Α-Gesetz) codiert, mit dem das gleiche minimale Auflösungsvermögen und der dynamische Bereich wie bei einem linearen Code mit 11 Bits erzielt wird. ■■Die Abtastwerte der Impulsantwort h. sind in einem ähnlichen eIfsegmentigen Format durch 8 Bits codiert, das einem linearen Code mit 10 Bits äquivalent ist. Diese Codierung spart mehr als 28 % des Speicherraums .in.

c) Mit den Abtastwerten x. . und h. in einem Iogarithmisehen

I⁺J I
Format w i nd d i e Multiplikation von x. .* h. im Konvo I utionsprozessor (siehe Gleich-ung 1) als Addition der Logarithmen x. . und h. ausgeführt. Auf diese Weise wird die gesamte Multiplikation mit zwei Addierern für je 4 Bits, mit einem Nut—Lesespeicher von 512 Bits und mit einem Multiplexer durchgeführt. Dies vermindert die Anzahl von Komponenten des

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KonvoIutionsprozessors auf weniger als ein Zehntel.

d ) Der Iogarithmisehe Code erlaubt die einfache Ausführung eines neuen, schnellen, adaptiven KreuzkorreI ations-Algorithmus. Die vorhandenen Abtastwerte der Impulsantwort h- werden durch Multiplikation mit einer Konstanten <1 oder ) 1 auf den neuesten Stand gebracht. Dies steht im Gegensatz ι dem, was früher durch die Addition von/lh . . gemäß Gleichung (5) getan wurde,d.h.

¹ > J

der Ausführung des Widrow-Hoff- A I gorithmus. Die Aufbauzeit für die ImpuIsantwort im Η-Register ist somit weniger vom Absolutwert der Abtastwerte h. abhängig als bei allen anderen Algorithmen.

e) Durch die schnelle Konvergenz is1 die vorliegende Ko η struktion gegen das sogenannte "Phasen-Rollen" im Echoweg weniger empfindlich als Echokompensatoren, die verwickeitere und "aufwendige" KreuzkorreI ations-A I gorithmen verwenden. Die Arbeitsweise läßt sich sogar mit denjenigen Vorrichtungen vergleichen, die die sogenannte doppelte Konvolution anwenden.

f) Die schnei Ie Aufbauzeit füi h. vereinfacht auch den Aufbau

des Detektors für das Doppe Isprechen, weil eine teilweise verzerrte ImpuIsantwort h. in wenigen Millisekunden korrigiert werden kann, d. h. in der kürzesten Periode des "Einfachsprechens' Das bestätigende "ja" reicht gewöhnlich aus, um die verzerrte ImpuIsan twort voI I zu regenerieren.

g) In einer Ausführungs form wird ein neuer Algorithmus für die Berechnung des Durchschnittswerts der Sprachabtastwerte x. verwendet, die im X-Register gespeichert sind.

h) In einer alternativen Ausführungsform wird der Pseudo-Effektivwert X. der gespeicherten Sprachabtastwerte in einfacher Weise durch die Zählung der Anzahl von Überträgen eines Akkumulators für 4 Bits mit einem übertragungsausgang

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i) Der Wert X. wird auch als Bezugsspannung für den adaptiven

Mi ttenschweI I enwertbegrenzer benutzt, der weiterhin das Restechosignal £ . unter den Rauschpegel des Systems vermi η de rt.

j) X. wird auch als Bezugswert im Fehlerdetektor benutzt,

um seine Empfindlichkeit einzustellen. Dies und eine nichtlineare "Dämpfung" durch eine digitale "indifferente Zone" haben es ermöglicht, die Verstärkung im Kor re I ationsrückkoppIungskreis unter Beibehaltung der größtmöglichen Einfachheit der Schaltung zu erhöhen.

k) Schließlich wurde eine sorgfaltige Studie durchgeführt, um festzulegen, welche Vorgänge wirkungsvoller digital oder analog abgewickelt werden können. Die Verfahren wurden entsprechend ausgewählt. Ein solches "hybrides" System ist immer für das übersprechen zwischen dem digitalen Teil, dessen Impulse Amplituden von mehreren Volt haben, und dem analogen Teil empfindlich, der Signale im Millivolt-Bereich führt. Das Abtastintervall T = 125 yjs wird im Zeitvielfach ausgenutzt; alle digitalen Arbeitsabläufe werden beispielsweise in den ersten 100 ,us ausgeführt. Anschließend wird der Taktgeber angehalten und innerhalb der verbleibenden 25 Ajs findet die ganze Analogverarbeitung statt. Auf diese Weise ist es beiden Teilen des Systems möglich, ohne Störung utrd ohne sorgfältige Abschirmung zu arbeiten.

Trotz all dieser Vereinfachungen dämpft der digitale Echokompensator gemäß der vorliegenden Erfindung das Echosignal mit ^ 22 dB ohne den MittenschweI Ienwertbegrenzer. Mit dem Mittenschwellenwertbegrenzer läßt sich eine zusätzliche Dämpfung von / 8 dB erreichen, d. h.

Cj ι ι ι j ' i I •

-J =_LJ U <; 0,0 3 (8)

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(siehe Gleichung (6) zum Vergleich). Die Konvergenzzeit von £. ist immer kurzer als 250 ms. Diese Eigenschaften sind teilweise über den dynamischen Bereich von > 28 dB und unter einem "Phasen-Ro I I en" von sechs Radianten pro Sekunde invariant.

Der Echokompensator gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 2 dargestellt und bedeutet eine bemerkenswerte FInsparung in bezug auf Hardware, während zugleich die Vorteile des digitalen Echokompensators erhalten biuiben. Das ankommende Sprachsignal wird über einen Verstärker 201 mit einem geschalteten Dy η amikpresser geleitet, der starke Signale dämpft, die in dem Vercirbe i t un gs k re i 5 des Echokompensators eine Überlastung verursachen können. Der Sperrverstärker 202 gewährleistet die einseitige Richtung des Signals, wie vorstehend beschrieben.

Das ankommende Signal wird in einer Abtast- und Halteschaltung abgetastet. Das Vorzeichen des Signals Sg(x.) wird abgefühlt; und der Absolutwert Jx(JT)J des Signals wird unmittelbar in einem besonderen Analog-Digital-Wandler 204 in ein kompandiertes A-Gesetz-SignaI mit einem Exponenten von 3 Bits und einer Mantisse νοΛ 3 Bits ü^emasd« 1 t im üöerei ns+ i mmung mit einer dreizehnsegmentigen Α-Gesetz-Kurve. Das Α-Gesetz-Format hat den Vorteil, daß es sehr einfach in einen Logarithmus der Basis 2 und in ein Mn* res Format mit 11 Bits umgewandelt werden kann. Der gesamte digitalisierte Abtastwert x. wird im Multiplexer 205 in Zeitbündelung verarbeitet und anschließend in sieben parallel verbundenen Schieberegistern 206 für η Bits gespeichert. Diese Schieberegister bilden das X-Register. Die Länge η des Schieberegisters muß 200< η <25O Bits lang sein, wobei der genaue Wert von η eine Funktion der erwarteten Verzögerung 2 t_p in der Telephonschaltung ibt".

Wie bei dem digitalen Echokompensator der in Fig. 1 gezeigt- ist, werden die letzten Abtastwerte benutzt, um den Inhalt des Durch-

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- yr-

sehn i ttswe rt s oder Pse udo-E f f ekt i vwe rts , der im Prozessor 207 gespeichert ist, auf den neuesten Stand zu bringen. Der Inhalt des Registers 206 wird mit dem im Prozessor 207 gespeicherten Wert in einem digitalen Komparator 208 verglichen, der ein Steuersignal φ. erzeugt, um die Addier/Subtrahierschaltung 209 in dem Korrekturverfahren für die ImpuIsfunktion zu steuern. Dieses Verfahren wird später genauer beschrieben. Der im Prozessor 207 gespeicherte Wert wird auch in e,m>m Digita I - Ana Iog-Wand Ier 210 in eine Bezugsspannung umgewandelt, die dazu verwendet wird, um den adaptiven analogen Mittenschwel lenwertbegrenzer 211 und den analogen Komparator 212 voreinzustellen. Ein Bandfilter 213 und eine Schaltung 214 zur Vorverzerrung sind am Eingang des MittenschweI Ienwertbegrenze rs in Reihe geschaltet, während eine Schaltung 215 zur Nachentzerrung mit dem Ausgang des adaptiven MittenschweI Ienwertbegrenzers 211 verbunden ist. Das Bandfilter 213, die Schaltung zur Vorverzerrung 214 und die Schaltung zur Nachentzerrung 215 vermindern die harmonische Verzerrung, die vom Mittenschwel lenwertbegrenzer hervorgerufen wird, und bewirken eine Linearisierung der Frequenzcharakteristik des Rückwegs auf einen vorgeschriebenen Wert.

Die jeweils im X-Register 206 und dem H-Register 216 gespeicherten Abtastwerte x. und h. werden in einen logarithmischen Multiplizierer 217 eingegeben. Um die nach dem Α-Gesetz codierten

Werte von x. und h. unmittelbar ohne weitere lineare A-Gesetzi ι

Umwan-dlung verwenden zu könne. wird die Multiplikation entsprechend den drei mögl ichen /.. tänden des Exponenten, die nul I oder nicht nul I sein können, auf drei verschiedene Arten durchgeführt. Wenn beide Exponenten null sind, werden die Mantissen unmittelbar in einem Multiplizierer miteinander multipliziert. Falls beide Exponenten nicht nul! sind, findet die Addition der Exponenten e_ und Mantissen m in zwei Addierern statt und das Ausgangsresultat des Mantissen-Addierers wird im Multiplizierer mit 2 multipliziert. Wenn ein Exponent null und deriandere nicht null ist, werden beide Mantissen im Multiplizierer

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«τ- 27Ί3478

unmittelbar miteinander multipliziert. Die Mantisse, deren Exponent null ist, wird dabei zu dem Teilprodukt am Ausgang des Multiplizierers hinzuaddiert. Dieser ziemlich komplizierte Algorithmus, der genauer unter Bezug auf Fig. 3 erläutert wird, ermöglicht eine Realisierung des Multiplizierers mit einer ^r inimalen Anzahl von kommerziel I erhältl ichen standardisierten integrierten Schaltkreisen. Das vom Iogarithmisehen Multiplizierer 217 gelieferte Ergebnis h. χ x. . wird dann zum Inhalt eines Akkumulators 218 mit 20 Bits hinzuaddiert oder von diesem subtrahiert. Der Multiplizierer und der Akkumulator bilden zusammen den KonvoIutionsprozessor für die Berechnung eines Schätzwerts des Echos. Elf Bits mit den höchsten Stellenwerten einschließlich des Vorzeichenbit werden dann in einem Digital-Anal og- Wan d I e r 219 iTi eine analoge Spannung umgewandelt, die in einem Di fferentia I verstärker 220 vom Echosignal an der Ausgangsabzweigung der eine VierdrahtIeitung mit einer Zweidrahtleitung verbindenden Gabelschaltung 22 1 subtrahiert wird.

Die analog. D i f f e ren ζ spann un 9 >'es Di f f e renz ve rstä rke rs 220 wird durch die Abtast- und Halteschaltung 222 abgetastet. Diese D i f f e ren ζ s ρ ann un g wird mit der Bezugsspannung V_R(__F in einer Gruppe von analogen Komparatoren 230 verglichen. Nach dem Zustand des analogen Komparators und in Abhängigkeit vom Vorzeichen Sg(x.) des entsprechenden Abtastwerts x. wird das Vorzeichen Sg (Δ H) und das Korrektursignal Δ Η bestimmt. Dieses digitale Signal wird dann der Addier/Subtrahierschaltung zugeführt, wo der Wert Λ H gemäß dem Vorzeichen Sg (Δ H) zu der Mantisse der im H-Register 216 gespeicherten Werte h. hinzuaddiert oder davon abgezogen wird. Weil das H-Register 216 um 1 Bit langer (n+1) als das X-Register 206 ist, verschiebt sich die relative Lage der x. Abtastwerte und der h. Werte nach jedem Abtastzyklus, wenn der "älteste" Abtastwert x. durch den neuen Ab tasi

wert x. , ersetzt wird. Dies ist für die Berechnung des nächsten 1 + η + 1 ³

Echoschätzwerts notwendig, der dem Differentialverstärker 220 durch den Digita I/Ana Iog-WandIer 226 zugeführt wird. Diese zusätzliche

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negiiterstufe gibt auch die notwendige Zeit vor, um die gespeicherte Impulsantwort zu korrigieren, bevor sie in den KonvoIutionsprozessor eintritt.

Der KonvoIutionsprozessor wird ausführlicher mit Bezug auf die Fig. 3 der Zeichnung beschrieben. Während jeder Abtastperiode T= 125 ils berechnet der Kon vo I ut i onsp rozessor die j-ste Echoschätzung r., für die gemäß Gleichung (1) folgendes gilt:

"j ⁼ Z-. ^hi ■ Vj L p.

i=0 i=0

Dies bedeutet, daß er η Produkte P.=h. "x. . der jewei Is in dem X- und H-Register 206 und 216 gespeicherten Abtastwerte akkumuliert und am Ende des Zyklus den Wert r. im Register 301 speichert, das den Digita I-Ana jog-WandI er 302, wie in Fig. 3 gezeigt, speist. Der analoge Wert r. wird dann vom Echosignal y.

J J

subtrahiert (siehe Fig. 2). Weil beide Abtastwerte im Format des Α-Gesetzes vorliegen, ist für d i .; Exponenten null:

e =e =0 ihr Absolutwert wie folgt:
χ π

χ = m χ 2 χ q = 2 χ m (12)

¹X Λ Λ

h=m.x 2 χ q. =2xm

h'

wobei q und q Maßstabstaktoren für die Digita I-Ana Iog-

Λ Π

Umwandlung (Quantisierungsschritte) sind, die als q =q.=1 gewählt werden können, um die fo'genden Überlegungen zu vereinfachen. Für e ^ 0 und e. ^ 0 wird der Abtastwert

χ h '

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Zb

( 1 ♦ ίΐ, ; X

2 [Um. )

( 13)

worin die Mantissen definitions ge maß m , m, <! 1 sind. Es gibt daher vier mögliche: Kombinationen von Ab tast f ο rmaten , die in den Multiplizierer des KonvoIutionsprozessors eintreten. Vier verschiedene Algorithmen werden zur Bildung des Produkts f.= χ.₊ . · h. benutzt.

Wenn e = e. = 0 und die Zahlen

und

nur drei Bits

breit sind fsiehe Gleichung ( 12 )~j , dann ist das Produkt:

2² χ m_x χ m_h

(14)

Das Produkt

P.ι am Ausgang des Multipl izierers 303 kann mit einer Suchtabelle erzeugt werden, d. h. mit einem 4 χ 2 256-Bit-Nur-Lesespeieher, der preiswert und leicht verfügbar i st.

Wenn entweder e =0, e. χ h

das Produkt |P.| für den letzteren Fall:

1. oder e > 1, e. =0 ist, dann ist ' χ — ' h

P.

e ♦ 1

( 1 + m ) · 2-m = 2 ^X (m +m -m. ) ( 15 ) χ h h χ h

In diesem Fall wird auch das Teilprodukt m χ m, aus dem Nur-

X Π

Lesespeichei—Multiplizierer 303 ausgelesen und zu der Mantisse addiert, die den Exponenten null hat. Genauer gesagt, wird das Teilprodukt aus dem MuItpI iζierer 303 über den Multiplexer 304 unter Steuerung des Dekoders 305 zum Addierer 306 hin ausgelesen. Zusätzlich wird die Mantisse, die den

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Exponenten null hat, über den Multiplexer 304 unter Kontrolle des Dekoders 305 zum Addierer 306 übertragen, um das Produkt |P.|zu bilden. Die Summe m + m *m ist nur<5 bit groß und eine einfache 4-Bit-AddiererschaItung in mittlerer Integrationsdichte kann für diesen Vorgang benutzt werden.

Wenn sowohl e >1 als auch e > 1 sind, dann wird das Produkt

X Π

P.I wie folgt berechnet:

log 2 P· ^{= e +|Ο}9? (^1+m)+e _h ⁺I°g₂^^1+m) (16)

(siehe Gleichung (13) zum Vergleich). Für O< m , m < 1 ergeben sich angenäherte Ausdrücke:

log„ (1+m) = m ( 17 )

2^m = 1+m (18)

Die Gleichung (16) kann wie folgt vereinfacht werden:

P.|=e + e_u + m + m. = E.+M. , (19) ι I χ h χ h ι ι '

worin der Exponent E. der gesamte Tei I der Summe der Gleichung

(19) ist, d. h. E.= (e + e, + m + m.) ; und die Mantisse M. ist

ι χ π χ π ι

der Rest der Gleichunq (19) oder M.=e +e.+m + m. - E.. Das Pro-

ι χ h χ h ι

P.

ist dann:

P.

E.

antilog_ (E.+M.) = 2 '" (1 + M.+£„.), (20) ζ Il IM

worin £ _M eine Korrektur darstellt, die eine Funktion von m und m ist, d. h.£_M = f (m , m,). Es gilt i mme r, daß £_M ^ und deshalb kleiner als die Bits mit der niedrigsten Wertigkeit

von m und m. ist. Die Gleichungen (19) und (2) können mit Hilfe χ h ^a

von zwei Addierern erfülIt werden, ein Addierer 307 für den Exponenten und ein Addierer 306 für die Mantisse.

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IS

Die Multiplikation des Produkts der Mantissen mit 2 , wobei E. eine ganze Zahl L. £ £2, . . ., 143 [_^s'^ene Gleichungen (14), (15), und ( 1 9 )J ist, entspricht der Verschiebung der Teilprodukte um E. binäre Stellen vor der Eingabe in den
Akkumulator 308. Dies kann mit Hilfe eines Nur-Lesespeiehe rs oder, wie schematisch in Fig. 3 gezeigt, mit eienr statischen Verschiebeeinrichtung 309 erreicht werden. Die statische
Verschiebeeinrichtung 309 wird mit einer Verschiebesteuerung 310 beeinflußt, die ihrerseits auf die Summe der Exponenten anspricht, wie sie im Dekoder 311 dekodiert wird. Um die
Beschreibung der Fig. 3 zu vervollständigen, sei ausgeführt, daß ein NOR-Glied 312 die Vorzeichenbits Sg (x) und
Sg (h) erhält und die Addier/Subtrahierbetriebsweise des
Akkumulators 308 steuert.

Es gibt zwei hauptsächl iche Gründe für die Verwendung dieses anscheinend komplizierten Multiplikationsschemas:

a) Geschwindigkeit: Unter allen Bedingungen wird die Multiplikation durch das Auslesen des Nur-Lesespeichers 331 und durch eine einzige Addition ausgeführt, so daß der ganze Vorgang des Multiplizierens x. .-h. und des Addierens des Produkts in den Akkumulator 308 i η einer Taktperiode T ablaufen kann, selbst wenn Transistor-Transistör-Logik und die längsten Speieherregister mit n=512 Bits benutzt werden, d. h., wenn T = 200 ns.

b) Einfachheit: Der ganze Multiplizierer besteht aus einem kleinen Nur-Lesespe i eher fürden Multiplizierer 303 , zwei Addierern und 307 und einigen wenigen Gattern, weil alle oben erwähnten Algorithmen relativ leicht mit Hardware realisiert werden können, d. h. der Dekoder 311 muß lediglich feststellen, ob die Exponenten o = 0 oder e> 1 etc. sind.

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Unter nochmaligem Bezug auf die Fig. 2 wird der Kreuzkorrelator genauer beschrieben. Der KreuzkorreIator-AIgorithmus wurde bereits erläutert. Gemäß Gleichung (3) werden die h .-Abt jstwerte durch Addition von<4h. . [jsiehe Gleichung (5)J korrigiert, wenn und nur wenn die folgenden Bedingungen erfüllt

a) Die Feh Ierspannung £ . ist größer als ein bestimmtes Vielfaches des grundlegenden Quantisierungsschritts.

b) Der entsprechende Abtastwert |x.₊-| ist größer als X., das dem Effektivwert der Abtastwerte proportional ist, die im X-Register gespeichert sind (<{>· ₊ · Funktion).

c) Es gibt verschiedene andere interne und/oder externe Bedingungen, die den Korrekturvorgang verhindern. (Die wichtigste ist die "Doppe Isprechbedingung", wenn sowohl das Echo Y. und ein SendesprachsignaI im Echoweg vorhanden sind).

Jeder h.-Abtastwert wird ebenfalls in ein Α-Gesetz Format von Bits codiert und im H-Register 216 als Sg(h.) + e+m. gespeichert, wobei das Bit mit dem höchsten Stellenwert das Vorzeichen Sg (h.) ist, gefolgt von einem Exponenten von 3 Bits, der eine ganze Zahl e.£ £θ, ..., β}- ist, und von einer Mantisse 0<m.<1 mit 4 Bit. Das Bit mit dem niedrigsten Stellenwert,

-4 d.^h. das vierte Bit von m , nämlich 2 , gelangt nicht in den KonvoIutionsprozessor, da es nur im Kreuzkorrelationsverfahren benutzt wird, wie es im folgenden beschrieben wird.

Wenn ©_h ⁼0, d. h. im linearen Segment des A-Gesetz-Codes, ist die KorreI ations forme I die gleiche wie sie durch Gleichung (5) gegeben ist, d. h. der Widrow-Hoff-AI gor Ithmus der kleinsten mittleren Quadrate:

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[siehe Gleichung (12)] . Wenn e J^ 1 und h. . ^ 1 , dann ist das

Verfahren der Addition von ZJ h. . gemäß Gleichung (17) ungefähr äquivalent zu:

u ⁺ m. + Δ h . . = e ,♦ loq„ U+ m_u) + |oq„ ( 1+/4h. .) (22) h h ι ,,j h ^a2 h 2 ι , j

Die rechte Seite der Gleichung (22) ist gemäß Gleichung (13)

log₂ j h. j + log₂ ( 1+/4h. . ) =

og,

h I (23)

Der korrigierte Abtastwert h! ist deshalb der Numerus der Glei chung (23), d. h. :

h! = h. ( 1 ₊ 4 h. .) (24)

¹ ι ι ,J

Der Abtastwert wird deshalb durch einen Multiplizierer mit /" oder <C 1 gemäß dem Vorzeichen von Δ h. . multipliziert. Die

¹ »J Zuitkonstante T „_R ist daher unabhängig von der Amplitude von h. und beträgt:

^ ^rCR = ⁵ * ^{2 5m 3 T}s , ^{( 25)}

wobei b die Anzahl der Bits der Mantisse und T die Abtastm s

periode ist, d. h. T = 125 xjs . Für eine Mantisse von 4

Bits ist T_no= 1,25 ms.
UK

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Damit ist-j"' mehr als eine Größenordnung kürzer als die

OK

Zeitkonstante eines ähnlichen KreuzkorreIators, der den Widrow Hoff-AI gorithmus verwendet. Das gleiche trifft auf die Kon vergenzzeit J" p_N zu, d.h. der Zeit, zu der die Steigerung der Echodämpfung (ERLE) in der Schaltung einen Punkt von 1 dB unter dem eingeschwungenen Wert von "ERLE" erreicht. Diese Zeit ist eine Funktion der Echodämpfung des Stromkreises, der Statistik und der Amplitude des Signals usw. und kann nur durch das Experiment bestimmt werden. Dieser sehr schnelle Algorithmus ermöglicht eine wesentliche Vei— einfachung des Kreuzkorrelators:

a) Nur zwei QuantisierungspegeI werden für das Fehlersignal £ . benutzt:

Q (£,) £ {⁺2~⁴, 0, -2"⁴I (26)

b) Die Korrektur Ah. . hat deshalb nur einen festen Wert:

λ -4 ' '¹^

Δ h. . = 2 , der dem Bit mit dem niedrigsten Stellen-¹ »J

wert der Mantisse m. äquivalent ist.

c) Die Bezugsspannung des Feh IerabfühIers, die dem Komparator 229 zugeführt wird, hängt von X. ab.

Der Detekior ist weniger empfindlich in Gegenwart von Empfangseingangssignalen mit höherem Pegel und umgekehrt. ■Daher bleibt die Echodämpfung (> 23 dB) ziemlich unabhängig von den Hegeln der Empfangseingangssignale der Sprache über einen dynamischen Bereich von mehr als 23 dB. Bei weißem Rauschen, das eine andere Amp I itudenvertei Iung hat als Sprache, ist der Bereich nur 21 dB.

d) Wie oben beschrieben, wird die KorrekturΔ h. . zu dem Bit

' > J von h. _mit dem niedrigsten Stellenwert, d. h. zum vierten

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Il

Mantissenbit hinzuaddiert, das nicht in den Multiplizierer des KonvoIutionsprozessors eintritt. Dies entspricht der Stabilisierung mit einer "indifferenten (to hen) Zone" von Rege I systemen mit ηichtIinearer Rückkopplung. Diese Technik hält zusammen mit der in c) beschriebenen den Rückkopplungskreis der Echo Iöschanordnung stabil, selbst wenn die innere Verstärkung, d. h. die Rückflußdämpfung der "Gabelschaltung", sich um mehr als 24 dB verändert.

e) Die richtige Arbeitsweise des digitalen Echokompensators bei hoher Rückflußdämpfung und Empfangst ingangssignaI en mit niedrigem Pegel wird durch die hohen Scheitel ermöglicht, die im Sprachsignal enthalten sind. Sie haben eine um s> 15 dB höhere Amplitude als der Effektivwert während einer Silbenperiode Τςρ- 125 ms und können deshalb den Feh IerabfühI er des KreuzkorreIators wirksam machen, selbst wenn die innere Verstärkung der Rückkopplungsschleife niedrig ist.

Wie oben beschrieben Jjsiehe Gleichung ( 3) J , hängen die Arbeitsweisen des analogen Komparators 212, der Addier/Subtrahierschaltung 209 und des Mittenschwe I Ienwertbegrenzers 211 von einer Größe X. ab, die dem Durchschn i ttswert ede r Pse udo-E f f ekt i vwert der Sprachabtastwerte proportional ist, die im X-Register gespeichert sind:

AVR

oder

1/2

(27)

wobei q_D eine ProportionaIitätskonstante ist. Weil keine der K

vorstehend erwähnten Funktionen von X_flUD oder X. eine höhere

AVK J Genauigkeit benötigt, werden drei einfache Näherungen zur Berechnung von X. benutzt. Der Durchschnittswert X».,r, kann

J AVK

in einem Durchschnittswertprozessor berechnet werden, der in

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Fig. 4 gezeigt ist. Entsprechend dem Algorithmus, der von diesem Prozessor verkörpert wird, wird der neueste Abtastwert jx._+n+j I zum Inhalt des AVR-Registers 401 addiert, und der "älteste" Abtastwert wird subtrahiert. Beide Abtastwerte werden zuerst in einem linearen Wandler 402 für das Α-Gesetz umgewandelt und zeitweilig jeweils in den Schieberegistern 403 und 404 gespeichert. Dann addiert die arithmetische Einheit 405 in einer kontinuierlichen seriellen Operation den Wert IX. .J zum Inhalt des AVR-Regi sters 401 und subtrahiert davon den Wertlx.j. Der Wandler 402 formt ebenso jeden Abtastwert X. .bis

X. ,in ein lineares Format um. Dann werden die Abtast-I ι *n + 1 I

werte in einem digitalen Komparator 406 (entsprechend dem Komparator 208) mit dem im AVR-Register 401 gespeicherten Durchschnittswert X_AVR verglichen. Wenn der Abtastwert größer als X_AVR im Register 401 ist, dann gibt das Signal φ. den Korrekturvorgang frei, d. h. die Addition oder Subtraktion der Korrektur Zi H zum oder vom vorhandenen Wert h. . Der neue Wert wird anschließend im H-Register 216 gespeichert. Der Durchschnittswert Xawr im AVR-Register 401 wird auch in einem Digital-Anal og-Wand I er 407 (entsprechend dem Wandler 210) in eine Bezugsspannung V_REp für den ahalogen Komparator 212 und den adaptiven MittenschweI Ienwertbegrenzer 211 umgewandelt.

In der alternativen Ausführungs form kann der Pseudo-Effektivwert X. [siehe Gleichung (27)^| berechnet werden .Statt des Quadrlerens, oder Addition und des Ziehens der Quadratwurzel werden Näherungen und ein neuer Algorithmus verwendet.

Für die Parabel Χ·₊· kann eine lineare Näherung mit drei Abschnitten, wie in Fig. 5 dargestellt, verwendet werden, d. h.

1 T X² a I V η /__, ^Xi+j η 2_,

<j» (X. .), (28) i=0 , i=0 ^J

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wobei: φ (X.₊ . ) = O für

X. . ι ⁺J

< X und

φ (X. .) = a
^Ύ ι ⁺J

χ. .

⁽²⁹>

für andere Fälle ist. Hierbei sind a und b Konstanten. Eine ähnliche Näherung mit zwei Segmenten kann für die Quadratwurzelfunktion, wie in Fig. 6 gezeigt, verwendet werden.

Die gesamte Schaltung für die Erzeugung von X., φ . und der

J J

Bezugsspannung V„p ist in Fig. 7 gezeigt. Nur derExponent e von 3 Bits und die beiden Bits (M„, M.) mit aufeinanderfolgend höheren Stellenwerten der Mantisse m des (nach dem Α-Gesetz codierten) Abtastwerts x. . gelangen jeweils in den Dekoder 60 1 und in ein statisches Schieberegister 602. Dieses digitale Signal wird gemäß den Gleichungen (12) und (13) in ein lineares Format von 8 Bits umgewandelt, d. h. durch Verschieben von (1+m ) um e binäre Stellen mit dem statischen

χ χ

Schieberegister 602, das schematisch durch die Schalter S. + S-dargestellt ist. Von diesem Format mit 8 Bits weilen nur die vier mit dem höchsten Stellenwert dem Akkumulator 603 mit 4 Bits hinzugefügt; auf diese Weise wird die Funktion φ (X.₊.) gemäß Gleichung (28) erzeugt. Die Anzahl der Überläufe ( C .) des Akkumulators wird mit einem Binärzähler 604 ermittelt, dessen Zahl von Stufen entsprechend der Zahl η der im X-Register 206 gespeicherten Bits gewählt ist. Auf diese Weise wird die näherungsweise Summe der n-Abtastwerte und auch die Division durch η gebildet Psiene Gleichung (27) j . Am Ende des Konvoi ut i onszyk I us sind die acht Bits mit den höchsten Stellenwerten von X. in einem statischen Speicher 605 enthalten.

Dieses gespeicherte Signal speist den über I auf/Unter I aufDetektor 606, der den Kreuzkorrelator während eines starken Signals,das andere statistische Eigenschaften als Sprache (z. B. Burst-Rauschen) hat, sowie dann sperrt, wenn das ge-

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speicherte Signal unter dem Schwellenwert y (siehe Fig. 6) ist. Es wird auch in die Bezugsspannung V_RFF durch einen Digital-Anal og-Wan d I er 607 (entsprechend dem Wandler 208) umgewandelt.

Im folgenden KonvoIutionszykI us wird jeder Abtastwert x. ., der in den Pseudo-Effektiv-Prozessor gelangt, mit dem gespeicherten Wert X . in einem digitalen Komparator 608 von 8 Bits

(entsprechend dem Komparator (208) verglichen. Auf diese Weise wird die Kreuzkorre I at i ons f unkt i on φ. erzeugt [Gleichung (13)J Die drei Sperrsignale φ , y und der überlauf werden in einem UND-Glied 609 zu dem Signal <{> . vereinigt, das den Addierer 209

f ü r /1 h . . steuert.
' f J

Es ist offensichtlich, daß die gezeigte Ausführungs form nur beispielhaft ist und daß verschiedene Abwandlungen des Aufbaus und der Anordnung innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung, wie sie in den beigefügten Ansprüchen festgelegt ist, getroffen werden können.

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Leerseite

Claims

PATENTANWALT DIPL-INQ. JOACHIM STRASSE

HANAU RtJMERSTR. W · POSTFACH 7»J · TEL. (06181) «0801/807«0 · TELEQRAMME: HANAUPATENT . TELEX: 4 18478« p«t

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L'Enfant Plaza, S.W. 23. März 1977

Washington, D.C. 20024, U.S.A. E/Ml - 11 512

( 1436568 US)

Logjrithmischer Echokompensator

Patentansp rüche

Digitaler Echokompensator für Te Iephonscha11ungen über große Entfernungen mit Einrichtungen zur Speicherung einer festen Anzahl der neuesten Abtastwerte x., ·.., x.» ..·, χ eines empfangenen Signals und Einrichtungen zur Speicherung einer entsprechenden festen Anzahl von geschätzten Koeffizienten h., ·.., h., ..., h der Impulsantwort sowie mit auf die gespeicherten Abtastwerte unu die gespeicherten Koeffizienten ansprechenden digitalen Konvolutionseinrichtungen zur Erzeugung eines angenäherten Echosignals, das in einer Einrichtung von einem realen Echosignal subtrahierbar ist, wodurch ein Di fferenzsignal erzeugbar ist, das einem Restecho entspricht, auf das Kreuzkorrelat i onse i η ri chtungen ansprechen, die auch auf die gespeicherten Abtastwerte ansprechen und mit denen jewei Is di> gespeicherten Koeffizienten auf den neuesten Stand bringbar sind, dadurch gekennzei chnet, daß die gespeicherten Abtastwerte (x., ..., x., ...» x ) und die gespeicherten Koeffizienten (h., ..·, h., ..., h ) in einem logarithmischen Format mit Vorzeichen, Exponent und

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-B-ORIGINAL INSPECTED

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Mantisse codiert sind, daß die digitalen KonvoIutionseinrichtungen (217, 218) Einrichtungen zur Multiplikation durch Addition der Logarithmen der gespeicherten Abtastwerte und der gespeicherten Koeffizienten aufweisen, daß die von den Einrichtungen zur Multiplikation erzeugten Produkte in einem Akkumulator (308, 218) speicherbar sind und daß der Wert der im Akkumulator (218, 308) angesammelten Produkte durch Wandler (219, 302) in ein analoges Signal umwandelbar ist, das das angenäherte Echosignal bildet und das analog in Subtrahierschaltungen (220) subtrahierbar ist.

2. Digitaler Echokompensator nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t , daß die Einrichtungen zur Multiplikation in den KonvoIutionseiηrichtungen be . fehen aus einem ersten Multiplizierer (303) zur Multiplikation der Mantissen der gespeicherten Abtastwerte und der gespeicherten Koeffizienten für die Erzeugung eines Teilprodukts, das das Produkt ist, das im Akkumulator (308) angesammelt wird, wenn der E_/f,onent der gespeicherten Abtastwerte und der Exponent der gespeicherten Koeffizienten beide null sind, aus einem ersten Addierer (306) für die Addition der Mantisse mit dem Exponenten null zu dem vom ersten Multiplizierer (303) erzeugten Teilprodukt, wenn der eine oder der andere aber nicht beide der Exponenten der ge- - speicherten Abtastwerte und der gespeicherten Koeffizienten null sind, wobei am Ausgang des ersten Addierers (306) das Produkt gebildet wird, das im Akkumulator (308) angesammelt wird, aus einem zwe i ten Add i erer (307) für die Addition der Exponenten der gespeicherten Abtastwerte und der gespeicherten Koeffizienten, wenn beide Exponenten nicht null sind, und aus einem zweiten Multiplizierer (309), der auf das Ausgangssignal des zweiten Addierers· (307) zu Multiplikation des Teilprodukts mit einer vom Ausgangssignal des zweiten Addierers abhängigen Funktion anspricht, wobei da^r Ausgangssignal des zweiten Multiplizierers (309) das Produkt bildet, das im Akkumulator (308) angesammelt wird.

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Digitaler Echokompensator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die KreuzkorreI ationseiηrichtung besteht aus Einrichtungen (212) zum Vergleich des von einer Subtrahieranorndung (220) ausgegebenen Signals mit einem Bezugswert zur Erzeugung eines q uant i s i e rten Signals ( /\ H) gemäß der Mantisse einer Korrektur für den gespeicherten Koeffizienten, aus einer Einrichtung (207) zur Erzeugung eines Durchschnittswerts (X...,.) der gespeicherten Abtastwerte und aus einer

AVt

einer von der Einrichtung zur Erzeugung des Durchschnittswerts (207) gesteuerten Einrichtung (208, 209) zur Multiplikation des gespeicherten Koeffizienten mit einem Multiplizierer durch die Addition des Logarithmus des gespeicherten Koeffizienten und des Logarithmus von Eins plus oder minus dem von der Vergleichseinrichtung abgegebenen quantisierten Signal.

Digitaler Echokompensator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Digita I-Ana Iog-Wandler (210) an die Einrichtung (207) zur Erzeugung eines Durchschnittswerts angeschlossen ist, durch den der digitale Wert des Durchschnittswerts (X, J in eine analoge Spannung umwandelbar ist, die einer Anordnung (212) zum Vergleich mit dem Referenzsignal zuführbar ist.

Digitaler Echokompensator nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein analoger MittenschweI Ienwertbegrenzer (211) an den Ausgang der Subtrahierschaltung (220) angeschlossen ist und eine veränderliche Einstellung aufweist, die von der analogen Spannung aus dem Digita I-Ana Iog-WandI er (21) steuerbar ist.

-D-

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6. Digitaler Echokompensator nach Anspruch 3 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (207) zur Erzeugung des Durchschnittswerts ein Durchschnittswertregister (401) ein erstes und ein zweites Schieberegister (403, 404)zur Speicherung jeweils des neuesten Abtastwerts (|x.₊ . | ) und de ältesten Abtastwerts | x.| und arithmetische Einrichtungen (405) aufweist, die an das Durchschnittswertregister (401) und das erste und zweite Schieberegister (403, 404) zum Hinzufügen des neuesten Werts ( x.₊ J ) zu und Subtrahieren des ältesten Werts ( | x. ) vom Inhalt des Durchschnittswertregisters (401) und zur Speicherung des Ergebnisses-iη diesem angeschlossen ist.

7. Digitaler Echokompensator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der KreuzkorreIator besteht aus Einrichtungen zum Vergleich des von einer Subtrahieranordnung ausgegebenen Signals mit einem Bezugswert zur Erzeugung eines q uant i s i erten Signals (ZjH) gemäß der Mantisse einer Korrektur für den gespeicherten Koeffizienten, aus einer Einrichtung zur Erzeugung eines Pseudo-Effektivwerts der gespeicherten Abtastwerte und aus von der Einrichtung (603, 604, 605) zur Erzeugung eines Pseudo-Effektivwerts gesteuerten Einrichtungen (608, 606, 609) zur Multiplikation des gespeicherten Koeffizienten mit einem Multiplizierer durch Addition des Logarithmus des gespeicherten Koeffizienten und des Logarithmus des von der Vergleichseinrichtung abgegebenen Signals plus oder minus Eins.

8. Digitaler Echokompensator nach Anspruch 8, dadurch gekennze i cn,η et, daß an die Einrichtung (603, 604, 605) zur Erzeugung des Pseudo-Effektivwerts ein Digita I-Ana Iog-WandI er (607) angeschlossen ist,

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mit dem der digitale Pseudo-Ef f ekt i vwert (X_n,.,,) in

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eine analoge Spannung umwandelbar ist, die der Vergleichseinrichtung (212) als Bezugswert zuführbar ist.

9. Digitaler Echokompensator nach Anspruch 8 oder 9, d adurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der Subtrahierschaltung (220) ein analoger MittenschweI Ienwertbegrenzer (211) angeschlossen ist, der eine veränderliche Einstellung aufweist, die von der analogen Spannung des Digita I-Ana Iog-WandIers steuerbar ist.

10. Digitaler Echokompensator nach Anspruch 7 oder einem

der folgenden, gekennzeichnet ,durch ein Pseudo-Effektivwert-Register, einen Akkumulator (603) zur Addition und Ansammlung eines jeden Abtastwerts (|X. .|), der zu jeder j-sten Abtastperiode einen vorherbestimmten Wert übersteigt und durch Zäh Ieiηrichtungen (604) zur Zählung der Überläufe des Akkumulators (603), wobei der Inhalt der Zäh Ieiηrichtungen in dem Pseudo-Ef f ekt i vwert-Regi ster (605) am Ende jeder Abtastperiode speicherbar ist.

11. Digitaler Echokompensator nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, gekennzeichnet durch

'einen an den Ausgang der Subtrahieranordnung (220) angeschlossenen MittenschweI Ienwertbegrenzer (211), der eine veränderliche Einstellung aufweist, die von den KreuzkorreI ationseiηrichtungen steuerbar ist.

12. Pseudo-Effektivwert-SchaItung, insbesondere nach Anspruch 7 oder einem der folgenden, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Empfang einer Vielzahl digitaler Werte, durch ein Pseudo-Ef f ekt i vwert-Reg i ster (605),

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durch einen digitalen Akkumulator (603) zur Addition und Ansammlung jedes digitale . Werts, der einen vorherbestimmten Wert übersteigt, und durch Zäh Ieiηrichtungen (604) zur Zählung der Überläufe des Akkumulators, wobei der Inhalt der Zäh Ieiηrichtungen im Pseudo-Effektivwert-Register (605) speicherbar ist.

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