DE2830370C2

DE2830370C2 -

Info

Publication number: DE2830370C2
Application number: DE2830370A
Authority: DE
Inventors: Otakar Anthony Bethesda Md. Us Horna
Original assignee: Comsat Corp
Current assignee: Comsat Corp
Priority date: 1977-07-12
Filing date: 1978-07-11
Publication date: 1991-05-29
Also published as: GB2002203A; DE2830370A1; CA1120165A; JPS5440018A; JPS5852376B2; IT1108118B; FR2454232A1; US4113997A; GB2002203B; FR2454232B1; BR7804506A; AU515946B2; AU3787278A; IT7868651A0

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen logarithmischen Echokompensator gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (DE-PS 27 13 478).

Bei Telefonnetzen für Ferngespräche werden vieradrige Verbindungen, d. h. zwei Paare von Leitungen, über einen wesentlichen Teil des Übertragungsweges verwendet: Eines der Paare dient zur Übertragung nur des Signals vom nahen Teilnehmer zum fernen Bestimmungsort, das andere Paar nur zum Empfang der am fernen Bestimmungsort ausgesandten Signale. Der Übergang von der vieradrigen Verbindung auf eine zweiadrige Leitung erfolgt mittels einer Gabel schaltung.

Es ist bekannt, daß diese Gabelschaltungen nicht ideal sind, d. h. ein Teil des auf der Empfangsseite anliegenden Sig nals vom fernen Teilnehmer geht auf die Sendeseite über und erscheint als ein Echosignal beim fernen Teilnehmer.

Bei dem älteren logarithmischen Echokompensator gemäß der DE-PS 27 13 478 und gemäß der vorliegenden Fig. 1 wird das empfangene Signal X(t) erfaßt und in einer Stufe 10 in seinen Absolutwert umgewandelt und dann weiter in einem speziellen Analog/Digital-Wandler 12 in einen 7-Bit- pseudo-logarithmischen Kompandierungskode umgesetzt. Die gesamte digitalisierte Probe x_i wird in einem Multiplexer 14 gebündelt und sodann in mehreren, ein X-Register 16 bildenden Schieberegistern gespeichert. In einer Stufe 18 wird ein Durchschnitts- oder quadratischer Pseudomittelwert der x_i-Proben berechnet. Diese Proben werden gleich falls in einer Vergleichsstufe 20 mit dem gespeicherten Durchschnitts- oder quadratischen Pseudomittelwert verglichen. Ein H-Register 22 speichert N Digitalworte, nämlich h₁ bis h_n, die das Echo wegimpulsverfahren wiedergeben. Ist die Probe x_i größer als der Durchschnitts- oder quadratische Pseudomittelwert, so bewirkt ein Steuersignal Φ (x) der Vergleichsstufe 20, daß der vorlie gende Wert des im H-Register 22 gespeicherten, entsprechenden Di gitalwortes h_i auf den neuesten Stand gebracht wird. Der Durchschnitts- oder quadratische Pseudomittelwert des ankommenden Signals X(t) wird ebenfalls in einem Digital/Analog-Wandler 24 in eine Re ferenzspannung X_j umgewandelt, die zur Vorspannung einer analogen Mittelabschneidstufe 26 auch zur Vorspannung einer analogen Vergleichsstufe 28 verwendet wird. Ein Bandpaßfilter 30, eine Vor- Anhebungsschaltung 32 und ein Tiefpaßfilter mit einer Ent-Anhe bungsschaltung 34 verringern die durch die Mittelabscheidstufe 26 herbeigeführte harmonische Verzerrung. Die Probe x_i und das ent sprechende digitale Wort h_i, die im X-Register 16 bzw. H-Register 22 gespeichert sind, werden in eine Multiplizierstufe 36 geleitet, so daß die pseudo-logarithmisch kodierten x_i- und h_i-Werte direkt ohne weitere Umsetzung verwendet werden können. Die Multiplikation wird auf drei verschiedene Arten durchgeführt: Sind beide Exponenten nicht Null, so findet eine Addition der Exponenten und Mantissen in zwei Addierstufen statt; sind beide Exponenten jeweils Null, so werden die Mantissen direkt multipliziert; ist schließlich nur ein Exponent nicht Null, so werden beide Mantissen direkt multipli ziert und zu der Mantisse der Zahl addiert, die einen Null-Exponenten aufweist. Das Produkt wird in einem Schieberegister entsprechend dem Wert des Exponenten verschoben. Das Resultat der Multiplikation wird dann dem Inhalt eines Akkumulators 38 zuaddiert oder von diesem ab gezogen. Das Ausgangssignal r_j des Akkumulators 38 wird in einem Digital/Analog-Wandler 40 in eine Analogspannung umgesetzt, die in einem Differenzverstärker 42 von dem Echosignal Y(t) abgezogen wird, welche im Übertragungspaar, also sendeseitig der vieradrigen Verbindung vor liegt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, den älteren Echokompensator mit logarithmischer Kodierung derart wei terzubilden, daß die Kompliziertheit seines Aufbaus, seine Größe sowie seine Gestehungskosten ohne Leistungseinbuße verringert werden.

Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß gelöst, wenn man

a) den komplizierten Aufbau und die Kosten des Analog/pseudologarithmischen Wandlers 50 gemäß Fig. 1 bei gleichzeitiger Verbesserung der Eigenschaften wesentlich verringert;
b) den komplizierten Aufbau und die Kosten des quadratischen Pseudomittelwert/Gleichspannungs-Wandlers 60 gemäß Fig. 1 bei gleichzeitiger Verbesserung der Eigenschaften wesentlich verringert;
c) den komplizierten Aufbau und die Kosten des Generators für die Φ(x)-Funktion, die durch die digitale Vergleichsstufe 20 nach Fig. 1 ge bildet wird, bei gleichzeitiger Verbesserung der Eigenschaften wesentlich verringert und
d) den komplizierten Aufbau und die Kosten des Fehlerdetektors 70 gemäß Fig. 1 bei gleichzeitiger Verbesserung der Eigenschaften wesent lich verringert.

Beim verbesserten analog/pseudologarithmischen Wandler 50 gemäß Fig. 2 wird das Eingangssignal X(t) erfaßt und dann in eine Absolutwert stufe 112 weitergeleitet. Die Probe |x_i| wird sodann auf einen Analog/ Digital-Wandler 116 zur Quantisierung und Kodierung gegeben; das Vor zeichen der Probe x_i wird in das X-Register 16 geleitet. Das Serien-11-Bit- Ausgangssignal des Analog/Digital-Umsetzers 116 wird in Serie in einem 7-Bit-pseudo-logarithmischen Digitalkode unter Verwendung eines kon ventionellen Schieberegisters 120, Zählers 126 und zweier UND-Gatter 122, 124 umge setzt. Die Serienumsetzung führt zu einer wesentlichen Vereinfachung des komplexen Aufbaus und Verringerung der Kosten unter Verbesserung der Leistung des Analog/pseudo-logarithmischen Wandlers 50.

Beim ersten Ausführungsbeispiel des verbesserten quadratischen Pseu domittelwert/Gleichspannung-Umsetzer 60 gemäß Fig. 2 wird die Pro be oder das Signal |x_i| zur Erzeugung eines Gleichspannungssignals X_j durch ein Tiefpaßfilter 130, einen Spitzenwertdetektor 138 und einen Opera tionsverstärker 148 geschickt, die in Serie geschaltet sind. Dies führt zu einer beträchtlichen Vereinfachung des komplexen Aufbaus und Verringerung der Kosten unter Verbesserung der Leistung des quadra tischen Pseudomittelwert/Gleichspannung-Umsetzers 60.

Beim zweiten Ausführungsbeispiel des gemäß der Erfindung verbesser ten quadratischen Pseudomittel/Gleichspannung-Umsetzers 60 gemäß Fig. 3 wird das Signal X(t) in einen ersten "idealen" Vollwellengleich richter 164 geleitet und auch um 90° versetzt sowie in einen zweiten "idealen" Vollwellengleichrichter 192 gegeben. Die Ausgangssignale bei der Vollwellengleichrichter werden summiert (bei 212) und dann durch einen Tiefpaßfilter 216 geleitet. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 216 wird einem Spitzenwertdetektor 222 zugeführt, der eine wesentlich ver besserte "Angriffs-" oder Ansprechzeitkonstante aufweist, wodurch man eine ver besserte Leistung erhält, wenn die Amplitude des Signals X(t) plötzlich ansteigt. Das zweite Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen quadratischen Pseudomittelwert/Gleichspannung-Umsetzers oder Wandlers 60 führt zu einer verbesserten Leistung sowie zu einer Verringerung der Kosten und Vereinfachung des komplexen Aufbaus.

Der verbesserte Φ(x)-Funktions-Generator 20, siehe Fig. 2, gibt eine logische 1 dann und nur dann ab, wenn die entsprechende Probe |x_i| die folgenden Bedingungen erfüllt:

a) Die Amplitude der Probe |x_i| ist größer als die analoge Durchschnittswertspannung X_j;
b) Die Amplitude der Probe |x_i| ist geringer als die Überlastamplitude V_REF2;
c) Die Amplitude der Probe |x_i| ist größer als die Amplitude V_REF1 des Hintergrundrauschens.

Der verbesserte Fehlerdetektor 70 gemäß Fig. 5 erfaßt das wahre oder tatsächliche Echosignal Y(t) und vergleicht dann die Probe y(i) mit dem geschätz ten synthetischen Echosignal r_j, um ein Fehlersignal ε_j zu erzeugen, das auch als Restecho bezeichnet wird. Dieses Feh lersignale ε_j wird dann in symmetrisch vorgespannten Operationsver stärkern verglichen, welche als Vergleichsstufen verwendet werden und ihrerseits den Δh-Wert und den Sg(Δh)-Wert erzeugen. Diese verbesserten Schaltungen führen zu einer Vereinfachung und Ver ringerung der Kosten unter erhöhter Leistung in bezug auf den älteren Echo kompensator nach der DE-PS 27 13 478.

Die Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsbei spiele beschrieben. Hierbei zeigt:

Fig. 1ein Blockschaltbild des älteren Echokompensators mit logarithmischer Kodierung, der durch die vorliegende Erfindung verbessert wird;

Fig. 2 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen analog/ digital pseudo-logarithmischen Wandlers (50), ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen qua dratischen Pseudomittelwert/Gleichspannung-Wand lers (60) und den erfindungsgemäßen Φ(x)-Funktion- Generator (20);

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungs beispiels des erfindungsgemäßen quadratischen Pseudomittelwert/Gleichspannung-Wandlers;

Fig. 4a, 4b und 4c die Spannungsverläufe an spezifischen Punkten der Schaltung nach Fig. 3 und

Fig. 5 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Fehler detektors (70).

Gemäß der Erfindung ist der analog/digital pseudo-logarithmische Wandler 50 des älteren Echokompensators gemäß Fig. 1 ersetzt durch einen verbesserten analog/digital pseudo-logarithmischen Wand ler gemäß Fig. 2. Ein analoges Signal X(t) wird an einen Eingang 100 angelegt. Dieser ist mit einer Erfassungs- und Halteschaltung 102 ver bunden. Sie weist herkömmlichen Aufbau auf und ist im Handel als Produkt der Firma Harris Corporation, Syosset, New York, Artikel Nr. HA-2425, erhältlich. Diese Schaltung 102 ist mit einem Treiber 104 versehen, der einen elektronischen Schalter 106 zur Erzeugung einer Probe x_i des ana logen Signals X(t) steuert. Der Treiber 104 wird durch ein Umsetzungs steuersignal auf der Leitung 101 gesteuert, das das gleiche Umsetzungs steuersignal ist, das an der Erfassungs- und Halteschaltung 10 gemäß der genannten DE-PS anliegt.

Die Probe x_i am Ausgang des elektronischen Schalters 106 wird in einer Kapazität 108 gespeichert und mittels eines Operationsver stärkers 110 verstärkt. Die andere Leitung der Kapazität 108 ist an Erde angelegt.

Das Signal x_i am Ausgang des Operationsverstärkers 110 wird auf eine Absolutwertstufe 112 gegeben, die ebenfalls bekannt und in Analog-Digital Conversions Handbook, zweite Ausgabe, 1976, Seiten 23, 24, Verlag Analog Devices, Inc. Norwood, Mass., veröffentlicht ist. Ein positiver und ein negativer Eingang einer Vergleichsstufe 114 sind mit der Absolutwertstufe 112 zur Bestimmung des Vorzeichens der Probe x_i verbunden. Die Vergleichsstufe 114 ist herkömmlicher Natur. Das logische Ausgangssignal Sg(x) der Vergleichsstufe 114, das das Vorzeichen der entsprechenden Proben x_i anzeigt, wird in ein X-Register 16 gegeben.

Der am Ausgang der Absolutwertstufe 112 anliegende Absolutwert der Probe x_i wird auf den Eingang eines Analog/Digital-Wandlers 116 gegeben, der wiederum herkömmlichen Aufbau aufweist und von der Firma Analog Devices, Inc., Norwood, Mass. vertrieben wird. Der Analog/Digital-Wandler 116 führt eine Quantisierung in linearen Schritten der Probe |x_i| durch und gibt dann den kodierten Quanti sierungswert in Form einer Serien-10-Bit-Strömung aus. Eine Ver gleichsstufe 118 ist mit dem Analog/Digital-Wandler 116 zur Steu erung dessen innerer Logik verbunden. Der Starteingang des Analog/ Digital-Wandlers 116 ist mit der Leitung 101 verbunden, so daß er das Umsetzungssteuer signal erhält.

Die Serien-10-Bit-Strömung aus dem Ausgang des Analog/Digital- Wandlers 116 wird an den Eingang eines Schieberegisters 120 ange legt. Auch dieses weist herkömmlichen Aufbau auf und wird von der Firma Texas Instruments, Inc., Dallas, Texas, unter der Artikel- Nr. SN74164 vertrieben. Der Freigabe- oder Entsperrungseingang (clear input) des Schieberegisters 120 ist so geschaltet, daß es das Umsetzungssteuersignal von der Leitung 101 erhält. Nicht inver tierende Ausgänge Q₀, Q₁ und Q₂ sind einzeln mit dem X-Register 16 verbunden.

Das Taktsignal des Analog/Digital-Wandlers oder Umsetzers 116 ist an einen ersten Eingang eines UND-Gatters 122 und an einen ersten Eingang eines UND-Gatters 124 angelegt. Die UND-Gatter 122, 124 weisen herkömmlichen Aufbau auf. Der invertierende Ausgang ₂ des Schieberegisters 120 ist mit einem zweiten Eingang des UND-Gatters 124 verbunden. Der invertierende Ausgang ₃ ist ist an einen zweiten Eingang des UND-Gatters 122 und einen dritten Eingang des UND-Gatters 124 angelegt. Der Ausgang des UND-Gatters 122 ist mit dem Takt eingang des Schieberegisters 122 verbunden.

Der Ausgang des UND-Gatters 124 ist an den Zähleingang eines Zählers 126 angelegt, der herkömmlichen Aufbau aufweist und von der Firma Texas Instruments, Inc., unter der Artikel-Nr. SN74193 vertrieben wird. Der binäre Kode 0101 kann wahlweise an die Eingänge D₀, D₁, D₂ bzw. D₃ des Zählers oder der Zählstufe 126 angelegt werden. Die Ausgänge Q₀, Q₁ und Q₂ des Zählers 126 sind einzeln mit dem X-Re gister 16 verbunden. Der Lasteingang des Zählers 126 ist so ge schaltet, daß er das Umsetzungssteuersignal von der Leitung 101 erhält.

Nachdem somit der Aufbau des erfindungsgemäßen, pseudo-logarithmischen Analog/Digital-Wandlers beschrieben ist, wird im folgenden auf seinen Betrieb eingegangen.

Ein Umsetzungssteuersignal liegt an der Leitung 101 an. Dieses ver anlaßt die Erfassungs- und Halteschaltung 102, das Signal X(t) zu erfassen, wodurch die Probe x_i an die Absolutwertstufe 102 ange legt wird. Das Umsetzungssteuersignal veranlaßt weiterhin den Analog/Digital-Wandler 116 die am Ausgang der Absolutwertstufe 102 vorhandene Probe |x_i| zu quantisieren und zu kodieren. Weiterhin bewirkt das Umsetzungssteuersignal auch eine Freigabe oder Ent sperrung der Stufen des Schieberegisters 120 sowie eine Eingabe des 0101 Kodes in die Eingänge D₀ bis D₃ des Zählers 126. Wie bekannt ist, ist das erste Bit der Bit-Strömung des Analog/Digital-Wandlers 116 das wichtigste Bit, während das letzte Bit das am wenigsten wichtige Bit ist. Bei Ausgabe eines jeden Bit aus dem Analog/Digital-Wandler 116 wird ein Taktimpuls an die UND-Gatter 122 und 124 gegeben. Da das Schieberegister 120 durch das Umsetzungssteuersignal der Leitung 101 zu Beginn eines jeden Erfassungszyklus ent sperrt wird, liegt eine logische 1 an den invertierenden Ausgängen ₂ und ₃ an. Dies führt dazu, daß die UND-Gatter 122 und 124 je weils bei der Ausgabe eines Bits am Analog/Digital-Wandler 116 an gesteuert werden. Das zuerst ausgegebene Bit, also das wichtigste Bit, wird an die Stufe Q₀ des Schieberegisters 120 angelegt. Jedes folgende, ausgegebene Bit wird in die erste Stufe des Schieberegi sters 120 eingegeben, und jedes darin vorliegende Bit wird solange um eine Stufe weiter versetzt, wie eine logische Eins am invertie renden Ausgang ₂ vorliegt. Weiterhin bewirkt jeweils bei Versetzung eines Bits der Taktimpuls des Analog/Digital-Wandlers 116 die Wei terzählung eines Bits des anfänglich zu Beginn des Erfassungszyklus eingegebenen 0101 Anfangswertes. Sobald die erste logische Eins die Stufe Q₂ des Schieberegisters 120 erreicht, ändert sich das Ausgangsmaterial des invertierenden Ausgangs ₂ auf 0 Bit, wel ches das UND-Gatter 124 sperrt und die Zählung des Zählers 126 stoppt. Das binäre Ausgangsmaterial des Zählers 126, das dem Exponenten des pseudo-logarithmischen Digital-Kodes entspricht, wird sodann in das X-Register 116 gegeben. Beim nächsten Taktzyklus wird das erste 1 Bit in die Stufe Q₃ des Schieberegisters 120 verschoben, wodurch das UND-Gatter 122 gesperrt wird, welches seinerseits die Eingabe jeg licher weiterer Bits in das Schieberegister 120 blockiert. Die Bits der Serien-Bit-Strömung an den nicht invertierenden Ausgängen des Schieberegisters 120, die der Mantisse entsprechen, werden ebenfalls in das X-Register 16 gegeben.

Auf diese Weise erzeugt der mit dem erfindungsgemäßen analog/digi tal pseudo-logarithmischen Wandler 50 verwendete Serienumsetzungsalgo rithmus das Signal Sg(x), den Exponenten e und die Mantissen a, b und c, und die Werte des 7 bit pseudo-logarithmischen Kodes werden unmittelbar am Ende des Umsetzungszyklus verwendet. Im Vergleich hiermit erbringen sämtliche parallelen Algorithmen des Standes der Technik diese Werte nicht unmittelbar am Ende des Umsetzungszyklus, und sie erfordern komplexere und teurere Hardware.

Es sei darauf verwiesen, daß der beschriebene Serienumsetzungsalgo rithmus, der bei dem erfindungsgemäßen analog/digital pseudo-loga rithmischen Wandler Anwendung findet, nicht auf die Umsetzung eines 11 Bit linearen in einen 7 Bit pseudo-logarithmischen Kode begrenzt ist. Derselbe Algorithmus kann zur Umsetzung jeglicher linearen in einen nicht linearen Kode Verwendung finden, wie bei der Umsetzung eines 12 Bit linearen in einen 8 Bit pseudo-logarithmischen Kode. Die einzige erforderliche Schaltungsänderung ist die Verlängerung des Schieberegisters 30, so daß es in der Lage ist, die größere Anzahl von Bits in der Mantisse des verwendeten pseudo-logarithmi schen Kodes zu verwenden.

Ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen quadratischen Pseudomittelwert/Gleichspannung Wandlers 60 zur Erzeugung der Durch schnittswertanalogspannung X_j, vgl. Fig. 2, ersetzt die quadratische Pseudomittelwert/Gleichspannungs-Wandlerstufe 60 des älteren digitalen Echokompensators gemäß Fig. 1.

Die Probe |x_i| am zweiten Ausgang der Absolutwertstufe 112 wird an den Eingang eines insgesamt mit 130 bezeichneten Tiefpaßfilters angelegt. Dieses Tiefpaßfilter 130 weist herkömmlichen Aufbau auf und beinhaltet R-C-Netzwerk bekannter Art. Insbesondere ist als Eingang des Tiefpaßfilters 130 der Eingang eines Opera tionsverstärkers 132 vorgesehen. Auch dieser weist herkömmlichen Aufbau auf. Sein Ausgang ist an den einen Anschluß eines Widerstands 134 ange legt. Der andere Anschluß des Widerstands 134 ist mit der einen Belegung eines Kondensators 136 verbunden, dessen andere Belegung geerdet ist. Der Widerstand 134 und die Ka pazität 136 bilden zusammen das R-C-Glied, das das Schwingungsver halten des Tiefpaßfilters 130 bestimmt.

Die Grenzfrequenz ω₀ des Tiefpaßfilters 130 ist wie folgt:

0,6 ω_m<ω₀<0,2 ω_m (1)

wobei

ω_m = 2 π f_m,
f_m = Minimalfrequenz des Analogsignals X(t), das bei Telefonübertragungen in der Regel etwa 300 Hz beträgt.

Die Integrationszeitkonstante des Tiefpaßfilters 130 ist 1/ω₀.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 130 wird an den Eingang eines Spitzenwertdetektors 138 angelegt, der alle Eingangssignale mit einer Amplitude oberhalb eines eingestellten Einschaltniveaus fest stellt, und der eine Auslösezeitkonstante t_r aufweist, die wesent lich länger als die Integrationszeitkonstante 1/ω₀ des Tiefpaß filters 130 ist, beispielsweise t_r1/ω₀.

Der Eingang des Spitzenwertdetektors 138 ist die Anode einer Diode 140. Die Kathode der Diode 140 ist mit einer Vorspannungs quelle V₊ über einen Vorspannungswiderstand 142 verbunden. Auf diese Weise bestimmen die Vorspannungsquelle V₊ zusammen mit dem Vorspannungswiderstand 142 das Einschaltniveau der Diode 140.

Die Kathode der Diode 140 ist weiterhin verbunden mit einer ersten Klemme einer Kapazität 144 und einem Widerstand 146. Die zweiten Klemmen von Kapazität 144 und Widerstand 146 sind geerdet. Die Größen der Kapazität 144 und des Widerstands 146 bestimmen die Auslösezeitkonstante t_r des Spitzendetektors 138.

Der Ausgang des Spitzenwertdetektors 138 an der ersten Klemme des Wider stands 146 ist an den Eingang eines Operationsverstärkers 148 ange legt, der herkömmlichen Aufbau aufweist. Der Ausgang des Operations verstärkers 148 ist die Durchschnittswertanalogspannung X_j. Sie ist an die Leitung 150 angelegt.

Die Beziehung der Integrationszeitkonstanten 1/ω₀ des Tiefpaßfil ters 130 und der Auslösezeitkonstanten des Spitzenwertdetektors 138 kann so gewählt werden, daß ein sinusförmiges Signal und ein weißes Signal aufgrund Signal rauschens mit gleichen, an den Eingang des Operationsverstärkers 132 angelegten quadratischen Mittelwertamplituden den gleichen Wert für die Durchschnittswertanalogspannung X_j auf der Leitung 150 er zeugen. Somit kann die Durchschnittswertanalogspannung X_j als pro portional zum quadratischen Mittelwert des Analogsignals X(t) ange sehen werden.

Die Theorie für diese proportionale Beziehung zwischen dem quadratischen Mittelwert des Analogsignals X(t) und die Durchschnitts wertanalogspannung X_j beginnt bei der folgenden Ungleichheit, die während einer Periode eines periodischen Wellensignals gilt:

^v Durchschnitt ^v quadratischer Mittelwert ^v Spitze (2)

Die Probe |x_i| am zweiten Ausgang der Absolutwertstufe 112 ist pro portional dem Durchschnittswert des Analogsignals X(t). Wegen der kurzen Integrationszeitkonstanten 1/ω₀ kann das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 130 auf die schnellen Spitzen im Analogsignal X(t) reagieren. Weiterhin können diese schnellen Spitzen wegen der langen Auslösezeitkonstanten t_r mittels des Spitzenwertdetektors 138 für eine längere Zeit gehalten werden. Auf diese Weise führt die Durchschnitts wertanalogspannung X_j auf der Leitung 150 zu einem größeren Wert als das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 130, und deshalb ist die Gleichung (2) richtig. Wenn somit die statistischen Eigenschaften des bandbegrenzten Signals X(t) bekannt sind, können die Zeitkonstanten 1/ω₀ und t_r eingestellt werden, so daß die Durchschnittswertanalog spannung X_j gleich der einer Sinuskurve ist, die den gleichen qua dratischen Mittelwert aufweist.

Eine alternative Ausführungsform des verbesserten quadratischen Pseudomittelwert/Gleichstrom-Wandlers 60 zur Erzeugung der Durchschnitts wertanalogspannung X_j gemäß Fig. 3 ersetzt die quadratische Pseudomittelwert /Gleichstrom-Wandlerstufe 60 des älteren digitalen Echo kompensators gemäß Fig. 1.

Das Analogsignal X(t) wird auf eine Eingangsleitung 160 gegeben. Diese läßt das Analogsignal X(t) an einer ersten Vollwellengleich richterstufe anliegen, die insgesamt mit 164 bezeichnet ist. Die Auslegung dieser Stufe 164 ergibt sich aus Analog-Digital Conversion Handbook, zweite Ausgabe, 1976, Seiten 23 und 24. Diese Vollwellen gleichrichterstufe 164 erzeugt als Ausgangssignal die gleichgerich tete Vollwellenversion des Analogsignals X(t).

Das Analogsignal X(t) wird über die Eingangsleitung 160 dem nicht invertierenden Eingang eines herkömmlichen Operationsverstärkers 166 zugefügt. Dessen Ausgang ist an die Kathode einer Diode 168 und die Anode einer Diode 170 angelegt. Die Anode der Diode 168 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines herkömmlichen Operationsverstär kers 172 verbunden. Die Kathode der Diode 170 ist über einen Wider stand 174 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 172 verbunden. Ein Widerstand 176 ist zur Bildung eines Rückkopp lungsweges zwischen den invertierenden Eingang des Operationsver stärkers 166 und die Anode der Diode 168 geschaltet. Gleichermaßen ist ein Widerstand 178 zwischen den invertierenden Eingang des Operations verstärkers 166 und die Kathode der Diode 170 zur Bildung einer Rückkopplungsschleife oder eines Rückkopplungsweges geschaltet. Darüber hinaus ist ein Widerstand 180 zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 172 zur Bildung eines Rückkopplungsweges gelegt.

Eine Klemme eines Widerstandes 182 ist mit dem Ausgang des Operations verstärkers 172 verbunden. Das Signal an der anderen Klemme des Widerstandes 182 ist die gleichgerichtete Vollwellenversion des Analogsignals X(t). Dieses an der zweiten Klemme des Widerstandes 182 anliegende Signal ist in der Fig. 4a als Wellenform 182 ge zeigt. Es enthält die zweite harmonische Schwingung des Analogsig nals X(t).

Das Analogsignal X(t) wird weiterhin über die Eingangsleitung 160 an den Eingang einer herkömmlichen Invertierstufe 162 angelegt. Ihr Ausgang ist mit einem insgesamt mit 184 bezeichneten, herkömmlichen Phasenverschiebungsnetzwerk verbunden. Hierbei ist der Ausgang der Invertierstufe 162 mit der einen Klemme einer Kapazität 186 verbun den. Die andere Klemme der Kapazität 186 ist an einem Punkt 190 an gelegt. Ein Widerstand 188 ist zwischen den Punkt 190 und die Ein gangsleitung 160 gelegt. Die Werte der Kapazität 186 und des Widerstandes 188 sind so gewählt, daß die niedrigste Frequenz f_m des Analogsignals K(t) am Punkt oder Knoten 190 um 90° ver schoben wird.

Das phasenverschobene Signal am Knoten 190 wird auf einen zweiten, insgesamt mit 192 bezeichneten Vollwellengleichrichter gegeben. Die Schaltung dieses Gleichrichters 192 ist identisch mit der Gleich richterstufe 164, so daß auf die dortige Beschreibung im Hinblick auf die Stufe 192 verwiesen werden kann.

Eine Klemme eines Widerstandes 210 ist mit dem Ausgang des Operations verstärkers 206 verbunden. Das Signal an der anderen Klemme des Wider standes 210 ist die gleichgerichtete Vollwellenversion des phasenver schobenen Analogsignals X(t) am Punkt 190. Dieses gleichgerichtete Vollwellensignal an der zweiten Klemme des Widerstandes 210 ist die Wellenform 210 gemäß Fig. 4b; es ist die zweite harmonische Schwin gung der phasenverschobenen Version des am Punkt 190 anliegenden Analogsignals X(t).

Das gleichgerichtete Vollwellensignal an der zweiten Klemme des Wi derstandes 182 wird auf einen Knoten 212 gegeben; gleichermaßen das gleichgerichtete Vollwellensignal der zweiten Klemme des Widerstandes 210. Der Punkt 212 ist seinerseits mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 214 verbunden. Letzterer ist so geschal tet, daß er als Summierstufe der beiden am Punkt 212 anliegenden, gleichgerichteten Vollwellensignale wirkt. Ein Widerstand 208 ist zur Bildung eines Rückkopplungsweges zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 214 geschaltet. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 214 ist geerdet.

Das am Ausgang des Operationsverstärkers 214 anliegende Signal ist die Summe der beiden gleichgerichteten Vollwellensignale am Punkt 212. Dieses summierte Signal am Ausgang des Operationsverstärkers 214 enthält die vierte harmonische Schwingung des Analogsignals X(t) gemäß der in Fig. 4c gezeigten Wellenform.

Das am Ausgang des Operationsverstärkers 214 anliegende summierte Signal wird dem Eingang eines insgesamt mit 216 bezeichneten Tief paßfilters zugeführt. Er ist herkömmlich aufgebaut und weist ein bekanntes R-C-Netzwerk auf. Hierbei ist der Eingang des Tiefpaß filters 216 die erste Klemme eines Widerstandes 218. Die zweite Klemme dieses Widerstandes ist mit der ersten Klemme eines Konden sators 220 verbunden, dessen zweite Klemme geerdet ist. Widerstand 218 und Kapazität 220 bilden zusammen das R-C-Glied, das das Fre quenzverhalten des Tiefpaßfilters 216 bestimmt.

Die Grenzfrequenz ω₀ des Tiefpaßfilters 216 ist wie folgt:

1,2 ω_m<ω₀ 0,4 ω₀,

wobei

ω_m = 2 f_m;
f_m = Minimumfrequenz des Analogsignals X(t), die bei Telefonübertragungen in der Regel etwa 300 Hz beträgt.

In bekannter Weise ist die Integrationszeitkonstante des Tief paßfilters 216 gleich 1/ω₀.

Das an der zweiten Klemme des Widerstandes 218 anliegende Ausgangs signal des Tiefpaßfilters 216 wird an den Eingang eines insgesamt mit 222 bezeichneten Spitzenwertdetektors angelegt. Er stellt alle Spitzen des Signals der vierten Oberschwingung fest, die ein bestimmtes Ein schaltniveau überschreiten und weist eine Auslösezeitkonstante t_r auf, die wesentlich größer als die Integrationszeitkonstante 1/ω₀ des Tiefpaßfilters 216 ist, beispielsweise t_r4/ω₀.

Der Eingang des Spitzendetektors 222 ist der nicht invertierende Eingang eines Operationsverstärkers 224 herkömmlicher Bauart. Die Kathode einer Diode 226 ist mit dem Ausgang des Operationsverstär kers 224 verbunden. Die Anode der Diode 226 ist über einen Wider stand 228 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 224 angelegt. Auf diese Weise bilden Diode 226 und Widerstand 228 einen Rückkopplungsweg. Der invertierende Eingang des Operations verstärkers 224 ist über einen Widerstand 236 geerdet.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 224 ist mit der Anode einer Diode 230 verbunden, deren Kathode mit einer Klemme eines Wider standes 232 und der Klemme einer Kapazität 234 verbunden ist. Die andere Klemme des Widerstandes 232 und der Kapazität 234 sind jeweils ge erdet. Die Komponentenwerte des Widerstandes 232 und der Kapazität 234 bestimmen die Auslösezeitkonstante t_r des Spitzenwertdetektors 222.

Der Ausgang an der ersten Klemme der Kapazität 234 ist an den nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 238 gelegt. Der Ausgang und der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 238 sind zusammengeschaltet. Der invertierende Eingang des Operations verstärkers 238 ist über einen Widerstand 240 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 224 angelegt.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 238 ist an den Ausgang 242 des Spitzenwertdetektors 222 angelegt. Das Signal am Ausgang 242 ist die Durchschnittswertanalogspannung X_j.

Die Hauptbegrenzung der ersten Ausführungsform des quadratischen Pseudomittelwert/Gleichstrom-Wandlers (60) besteht darin, daß der Tief paßfilter 130 wirksam die niedrigste Frequenz f_m des Analogsignals X(t) herausfiltern muß. Diese Filterbedingung begrenzt die Anstiegs zeit der Durchschnittswertanalogspannung X_j. Diese Begrenzung der Anstiegszeit wird dann kritisch, wenn das Niveau des Analogsignals X(t) plötzlich ansteigt.

Diese aus der Anstiegszeit herrührende Begrenzung wird durch den quadratischen Pseudomittelwert/Gleichstrom-Wandler gemäß Fig. 3 vermieden. Die Anstiegszeit des Spitzenwertdetektors 222 ist aus zwei Gründen sehr kurz: Zum einen ist die Ausgangsimpedanz des Operati onsverstärkers 224 sehr niedrig. Zum zweiten ist die Kapazität 234 in der negativen Rückkopplungsspule vom Ausgang des Operationsver stärkers 238 zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 224 gelegen. Auf diese Weise wird die Anstiegszeit des Spitzenwertdetektors 222 wirksam nur durch die Drehrate des Operationsverstärkers 224 begrenzt.

Das zweite Ausführungsbeispiel des quadratischen Pseudomittelwert/ Gleichstrom- bzw. Gleichspannungswandlers gemäß der Erfindung kann weiterhin durch den Einsatz eines aufwendigeren 90°-Phasenver schiebungsnetzwerkes 184 anstelle der einfachen Kombination aus Kapazität 186 und Widerstand 188 gemäß Fig. 3 verbessert werden. So kann ein aufwendigeres R-L-C-Netzwerk im Hinblick auf eine ver besserte Leistung zum Einsatz gelangen. Eine weitere Verbesserung kann durch Abänderung des R-C-Tiefpaßfilters 216 in einen solchen mit einem Widerstand, einer Kapazität und einer Induktivität erhal ten werden. Ein derartiger R-L-C-Niederpaßfilter ermöglicht eine bessere Filter/Ansprechzeit-Beziehung im Gegensatz zu der einfache ren Kombination aus Widerstand 218 und Kapazität 220.

Obgleich die zweite Ausführungsform des quadratischen Pseudomittelwert/ Gleichstrom-Wandlers aufwendig erscheint, so ist sie dennoch sehr wirtschaftlich im Hinblick auf die jüngere Entwicklungen in tegrierter elektronischer Schaltungen. So enthält die MSI-Einrichtung MC 3503 der Firma Motorola Semiconductor Products, Inc., Phoenix, Arizona, vier Operationsverstärker in einer einzigen Einheit; sie ist bei der vorliegenden Erfindung ein setzbar.

Der in Fig. 2 gezeigte verbesserte Generator für die Φ(x)-Funktion er setzt die Stufe 20 des älteren Echokompensators.

Wie in Fig. 2 gezeigt, ist der zweite Ausgang der Absolutwertstufe 112 an den Pluseingang einer herkömmlichen Vergleichsstufe 250 an gelegt. Das analoge Durchschnittswertsignal X_j an der Leitung 150 ist an den negativen Eingang der Vergleichsstufe 250 angelegt. Der Ausgang der Vergleichsstufe 250 ist mit dem ersten Eingang eines UND-Gatters 256 verbunden.

Der Pluseingang der Vergleichsstufe 250 ist auch mit dem Minuseingang einer Vergleichsstufe 254 herkömmlicher Bauart verbunden. Der Plus eingang der Vergleichsstufe 254 ist mit V_REF2 verbunden, welche auf die Maximalamplitude vor Überlast für den Empfang-Ein-Kanal einge stellt ist. Der Ausgang der Vergleichsstufe 254 ist an den dritten Eingang des UND-Gatters 256 angelegt. Der Ausgang dieses Gatters, an dem das logische Signal Φ(x) anliegt, ist mit dem X-Register 16 verbunden.

Im folgenden wird nunmehr auf den Betrieb des verbesserten Φ(x)- Generators gemäß der Erfindung eingegangen. Immer wenn eine neue Probe |x_i| am zweiten Ausgang der Absolutwertstufe 112 auftritt, wird es während der analog nach Digital-Umwandlung des Analog- digital-Wandlers 116 mit der Durchschnittswertanalogspannung X_j in der Vergleichsstufe 250 verglichen. Die Probe |x_i| wird gleichzei tig mit der Referenzspannung V_REF1 in der Vergleichsstufe 252 ver glichen und ebenfalls gleichzeitig mit der Referenzspannung V_REF2 in der Vergleichsstufe 254. Die Ausgangssignale jeder der Vergleichs stufen werden in dem UND-Gatter 256 kombiniert. Das Ausgangssignal Φ(x) des UND-Gatters 256 ist eine logische Eins, wenn und nur wenn die Probe |x_i| die folgenden 3 Bedingungen erfüllt:

a) die Amplitude der Probe |x_i| ist größer als die Durchschnittswertanalogspannung X_j;
b) die Amplitude der Probe |x_i| ist kleiner als die Amplitude von V_REF2 (dies schützt das in dem H- Register gespeicherte Impulsverhalten gegen Ver zerrung durch ein Überlastsignal am Eingang der Empfangsseite);
c) Die Amplitude der Probe |x_i| ist größer als die Amplitude von V_REF1 (dies schützt das in dem H- Register gespeicherte Impulsverhalten gegen Ver zerrung, die dann bewirkt wird, wenn kein Sprach signal im Stimmen-Ein Kanal vorhanden ist).

Bei dem Φ(x)-Generator 20 des älteren Echokompensators wurde die Variable Φ(x) für jede Probe |x_i| jedesmal berechnet, wenn die Probe |x_i| dem Kreuzkorrelations-Prozessor zu geführt wurde. Versuche unter Einsatz des älteren Echokompensators haben jedoch gezeigt, daß in einem Zeitraum von 32 bis 64 Milli sekunden, der 256 bis 512 im X-Register 16 gespeicherten |x_i|-Proben entspricht, die Änderung der Durchschnittswertanalogspannung X_j so klein ist, daß der Φ(x)-Wert im Moment der Probe bestimmt und zusammen mit anderen der Probe zugeordneten Werten im X-Register 16 gespeichert werden kann. Wie oben erläutert, wird diese einzige Be rechnung der Variablen Φ(x) für jede Probe |x_i| im erfindungsge mäßen Φ(x)-Generator durchgeführt. Eine Weiterbildung des er findungsgemäßen Φ(x)-Generators besteht darüber hinaus darin, daß die Variable Φ(x) zur gleichen Zeit aus dem X-Register 16 entnommen werden kann, wenn die entsprechende pseudo-logarithmisch kodierte Probe |x_i| ebenfalls zur Verfügung steht.

Der erfindungsgemäße Φ(x)-Generator kann auf sehr einfache Weise zusammengestellt werden. Die Vergleichsstufen 250, 252 und 254 sind handelsübliche Einheiten. Auch das UND-Gatter 256 ist handelsüblich. Das im X-Register 16 not wendige zusätzliche Bit zur Speicherung des logischen Φ(x)-Wer tes ist ebenfalls einfach durchzuführen.

Der verbesserte Fehlerdetektor gemäß der Erfindung, der in Fig. 5 gezeigt ist, ersetzt die Stufe 70 des älteren Echokompensators nach Fig. 1.

Das tatsächliche Echosignal y(t) wird an einen Eingang 260 angelegt, der mit einer Probenentnahme- und Haltestufe verbunden ist, die ins gesamt mit 262 bezeichnet ist. Diese Stufe 262 weist einen mit einer Leitung 101 verbundenen Treiber 264 zum Empfang eines Proben entnahme-Befehls des älteren digitalen Echokompensators auf und gleichfalls einen durch den Treiber 264 gesteu erten elektronischen Schalter 266. Der Ausgang der Probenentnahme- und Haltestufe 262 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 268 verbunden. Eine Kapazität 270 ist zwi schen den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 268 und Erde geschaltet. Die berechnete Echosignalschätzung, d. h. das synthetische Echo r_j des älteren digitalen Echokompensators, wird dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 268 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 268 ist das Differenz signal oder Restechosignal ε_j. Dieses Signal wird in den Bandpaßfilter 30 des erwähnten, älteren Echokompensators gegeben und ebenfalls auf den Pluseingang einer Vergleichsstufe 270 sowie den Minuseingang einer Vergleichsstufe 272. Die Vergleichsstufen 270 und 272 sind herkömmlich.

Die Durchschnittswertanalogspannung X_j wird auf den ersten Eingang einer Addierschaltung 274 gegeben. Eine Bezugsspannung V_REF3 wird auf den zweiten Eingang der Addierschaltung 274 gegeben. Deren Aus gangssignal wird an den Minuseingang der Vergleichsstufe 270 ange legt sowie an den Eingang einer herkömmlichen Invertierstufe 276. Der Ausgang der Invertierstufe 276 ist mit dem Pluseingang der Vergleichs stufe 272 verbunden. Der Ausgang der Vergleichsstufe 270 ist an den ersten Eingang eines ODER-Gatters 278 angelegt, das herkömmlichen Auf bau aufweist. Der Ausgang der Vergleichsstufe 272 ist mit dem zwei ten Eingang des ODER-Gatters 278 verbunden. Jedesmal wenn das Diffe renzsignal oder Restechosignal ε_j das Ausgangssignal der Addierschaltung 274 übersteigt, wird am Ausgang des ODER-Gatters 278 das quantisierte Signal Δh und am Ausgang der Vergleichsstufe 270 das logische Vorzeichensignal Sg(Δh) des quantisierten Signals Δh erzeugt. Der Wert der Bezugsspannung V_REF3 wird so eingestellt, daß er die Empfindlichkeit der Ver gleichsstufen 270, 272 begrenzt. Wenn somit das Differenzsignal oder Restechosignal ε_j geringer als das Signal am Ausgang der Addierschaltung 274 ist, wird weder am Ausgang des ODER-Gatters 278 ein quantisiertes Signal Δh noch ein logisches Vorzeichensignal Sg(Δh) am Ausgang der Ver gleichsstufe 270 erzeugt.

Claims

1. Echokompensator für Zweidraht-, Vierdrahtübergänge (H) aufweisende Telefonverbindungen, die über große Entfer nungen verlaufen, mit
Speichern (X-Register 16) für eine feste Anzahl jeweils aktualisierter Abtastwerte eines von einem fernen Teil nehmer empfangenen Signals und mit
Speichern (H-Regi ster 22) für eine feste Anzahl von geschätzten digitalen Koeffizienten der Impulsantwort sowie mit
einer die digitalen Abtastwert und den digitalen Koeffi zienten verarbeiteten Faltungseinrichtung (36, 38) zur Erzeugung eines angenäherten Echosignals (r_j), das in einer Subtrahiereinrichtung (42) vom tatsächlichen Echosignal (Y(t)) subtrahiert wird, wodurch ein Differenz- oder Restechosignal (ε_j) erzeugt wird, das einer Kreuzkorre lationseinrichtung (28) zugeführt wird, zu der auch die gespeicherten Abtastwerte gelangen und die Korrekturwerte (ΔH, Sg (ΔH) zur Aktualisierung der gespeicherten Koef fizienten erzeugt, wobei zur digitalen Signalverarbei tung eine Kodierung vorgesehen ist, mit deren Hilfe an sich notwendige Multiplikationen und Divisionen durch Additionen bzw. Substraktionen vorgenommen werden, wobei
die gespeicherten Abtastwerte (x_l . . . x_j . . . x_n) und die ge speicherten Koeffizienten (h_l . . . h_i . . . h_n) in einem loga rithmischen Format mit Vorzeichen, Mantisse und Exponent kodiert sind, wobei die Faltungseinrichtung (36, 38) Anord nungen (36) zur Multiplikation der Abtastwerte mit den Koeffizienten in Form einer Addition der entsprechenden Logarithmen aufweist, wobei
die den Produkten von Abtastwerten und Koeffizienten ent sprechenden logarithmischen Summen in einem Akkumula tor (38) gespeichert werden, dessen Inhalt von einem Di gital/Analog-Wandler (40) in ein analoges Signal umgewandelt wird, das als angenähertes Echosignal (r_j) der Sub trahierschaltung (42) und in der Kreuzkorrelationsein richtung einem Vergleicher (28) zugeführt wird, der wei terhin von einem Bezugswert (X_j) beaufschlagt ist und ein quantisiertes Signal (ΔH) für die Korrektur des Mantis sen der gespeicherten Koeffizienten erzeugt, wobei
von einer Recheneinrichtung (18) zur Erzeugung des Durch schnittswerts (X_j) der gespeicherten Abtastwerte eine Einrichtung (20) gesteuert wird, mit der zur Multiplika tion der Koeffizienten eine Addition des Logarithmus des gespeicherten Koeffizienten und des Logarithmus von 1 Plus oder Minus dem vom Vergleicher (28) ausgehenden quantisierten Signal erzeugt wird, gekennzeichnet durch

a) einer auf die jüngst genommenen Proben (x_l . . . x_j . . . x_n) des von fernen Teilnehmern empfangenen Signals ansprechende Absolutwertstufe (112), die an einem ersten Ausgang jeweils den Absolutwert und an einem zweiten Ausgang ein das Vorzeichen kennzeichnendes logisches Signal (Sg (x)) für jede Probe bereitstellt;
b) einen auf die Absolutwerte der Proben ansprechenden Ana log/Digital-Wandler (116) zur digitalen Kodierung jeder der Proben in einen Seriencode in der Ordnung vom wichtigsten von zum am wenigsten wichtigen Bit zur einzelnen Ausgabe jedes der Bits eines jeden Seriencodes an einem ersten Ausgang (rechts an 116 in Fig. 2) sowie zur Erzeugung eines Steuersignals an einem Taktausgang entsprechend der Ausgabe eines jeden der Bits eines jeden Seriencodes;
c) ein Schieberegister (120), das mit einem ersten Eingang (links an 120 in Fig. 2) mit dem ersten Ausgang des Analog/Digital-Wandlers (116) zum Empfang der Bits jedes Seriencodes verbunden ist, zur Speicherung eines jeden empfangenen Bits, wenn ein entsprechendes Speichersignal (von einem ersten UND-Gatter (122)) an einem Takteingang empfan gen wird, um einer Anzahl nicht invertierter Ausgangssignale (Q₀, Q₁, Q₂) zu erzeugen, deren jedes an eine der Stufen (Q₀, Q₁, Q₂) der entsprechenden Anzahl von Stufen des Schieberegisters (120) unmittelbar im Bereich des ersten Einganges angelegt ist, zur Erzeugung eines ersten und zweiten invertierenden Ausgangssignals (Q₂, Q₃) die an die am weitesten vom ersten Eingang entfernten beiden Stufen (Q₂, Q₃) des Schieberegisters (120) angelegt sind (d. h. am weitesten rechts in Fig. 2),
d) ein erstes UND-Gatter (122), das auf das Steuersignal am Taktausgang des Analog/Digital-Wandlers (116) und eine logische 1 am ersten invertierenden Ausgang (Q₃) des Schieberegisters (120) anspricht, um das Speichersignal für den Takteingang des Schieberegisters (120) zu erzeugen, wenn das Steuersignal und eine logische 1 am ersten inver tierenden Ausgang (Q₃) gleichzeitig anliegen,
e) ein zweites UND-Gatter (124), das auf eine logische 1 sowohl an dem ersten (Q₃) als auch an dem zweiten (Q₂) invertierenden Ausgang des Schieberegisters (120) und auf das Steuersignal am Taktausgang des Analog/Digital-Wandlers (116) anspricht, um immer dann ein Zählersignal für einen Zähler (126) zu erzeugen, wenn eine logische 1 am ersten (Q₃) invertierenden Ausgang und eine logische 1 am zweiten (Q₂) invertierenden Ausgang des Schieberegi sters (120) und das Steuersignal gleichzeitig vorhanden sind und
f) ein auf das Zählsignal ansprechender Zähler (126) zur Zählung eines Bits von einem voreingestellten binären Wert jeweils bei Empfang des Zählsignals, wobei der Zähler (126) zu Beginn der digitalen Kodierung jeder der Proben voreingestellt wird und wobei die nichtinvertie renden Ausgänge (Q₀, Q₁, Q₂) des Schieberegisters (120) die Mantisse, die Ausgänge (Q₀, Q₁, Q₂) des Zählers (126) den Exponenten und der zweite Ausgang der Absolutwertstu fe (112) das Vorzeichen des logarithmischen Formats jeder der digital kodierten jüngsten Proben darstellt (Fig. 2).

2. Echokompensator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung der Proben des vom fernen Teilnehmer empfan genen Signals eine Abtast- und Halteschaltung (102, 104, S, 108, 109, 110) vorgesehen ist (Fig. 2).

3. Echokompensator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung (60) zur Bildung des quadratischen Pseu domittelwerts aufweist

a) einen ersten Vollwellengleichrichter (164) mit einem Eingang für ein Eingangssignal zur Erzeugung eines gleichgerichteten Vollwellensignals an einem Ausgang,
b) einen Inverter (162) mit einem Eingang sowie einen Ausgang, wobei dem Eingang ein Eingangssignal zuführbar ist,
c) eine Phasenverschiebungseinrichtung (184) mit einem an den Ausgang des Inverters (162) angelegten Eingang, um an einem Ausgang ein Signal mit einer Phasenverschiebung von etwa 90°C bezüglich der niedrigsten Frequenzkomponente des Inverters (162) zu erzeugen,
d) einen zweiten Vollwellengleichrichter (192) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der Phasenverschiebungsein richtung (184) verbunden ist, um an einen Ausgang ein gleichgerichtetes Vollwellensignal zur erzeugen,
e) eine Summiereinrichtung (214, 212) mit einem ersten Ein gang, der mit dem Ausgang des ersten Vollwellengleich richters (164) verbunden ist sowie einem zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des zweiten Vollwellengleichrich ters (192) verbunden ist, um an einem Ausgang ein zusammengesetztes Signal zu erzeugen das die vierte harmonische Schwingung des Eingangssignals ist,
f) ein Tiefpaßfilter (216) mit einem mit dem Ausgang der Summiereinrichtung (212, 214) verbundenen Eingang und einer Grenzfrequenz, die geringer als die Minimalfrequenz des Eingangssignals ist, und einer Integrationszeitkonstanten, die gleich dem inversen Wert der Grenzfrequenz ist, um an einem Ausgang ein Signal zu erzeugen, bei dem alle Frequenzen, die größer als die Minimalfrequenz des Eingangssignals sind, wesentlich gedämpft werden, und
g) einen Spitzenwertdetektor (222) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (216) verbunden ist, und einer Auslösezeitkonstanten, die wesentlich länger als die Integrationszeitkonstante des Tiefpaßfilters (216) ist, um an einem Ausgang ein Signal zu erzeugen, dessen Durchschnittswert größer als das Signal am Ausgang des Tiefpaßfilters (216) ist, wobei das Signal am Ausgang des Spitzenwertdetektors (222) der quadratische Pseudo mittelwert der Analogspannung ist (Fig. 3).

4. Echokompensator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchschnittswerterzeugungseinrichtung (60) aufweist

a) ein Tiefpaßfilter (130) mit einem mit dem ersten Ausgang der Absolutwertstufe (112) verbundenen Eingang zur Speisung mit den Absolutwerten der Proben des vom fernen Teilneh mer empfangenen Signals und einer Grenzfrequenz, die ge ringer als die Minimalfrequenz des empfangenen Signals ist und eine Integrationszeitkonstante aufweist, die gleich dem inversen Wert der Grenzfrequenz ist, um an ei nen Ausgang ein Signal zu erzeugen, bei dem alle größeren Frequenzen als die Minimalfrequenz des empfangenen Signals wesentlich gedämpft sind und
b) einen Spitzenwertdetektor (138) mit einem mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (130) verbundenen Eingang und einer Aus lösezeitkonstante, die wesentlich länger als die Inte grationszeitkonstante des Tiefpaßfilters (130) ist, um an einen Ausgang ein Signal zu erzeugen, das im Durchschnitt einen größeren Wert als das Signal am Ausgang des Tief paßfilters (130) ausweist, wobei das Signal am Ausgang des Spitzenwertdetektors (138) die Durchschnittswertanalog spannung (X_j) ist (Fig. 2).

5. Echokompensator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzenwertdetektor (222) aufweist:

a) eine Diode (230) mit einem Eingang sowie einem Ausgang wobei der Eingang mit dem Ausgang des Tief paßfilters (216) verbunden ist,
b) eine Zeitkonstanteneinrichtung (232, 234) mit einem mit den Ausgang der Diode (230) verbundenen Eingang und einer Zeitkonstanten zur Erzeugung eines Signals, das im Durchschnitt einen größeren Wert als das Signal im Ausgang des Tiefpaßfilters (216) aufweist und
c) einen Ausgangsverstärker (238) mit einem Eingang sowie einem Ausgang, wobei der Eingang mit dem Ausgang der Zeitkonstanteneinrichtung (232, 234) verbunden ist und wobei das Signal am Ausgang des Ausgangsverstärkers (238) die Durchschnittswertanalogspannung (X_j) ist (Fig. 3).

6. Echokompensator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vergleichseinrichtung (70) aufweist:

a) eine erste Vergleichsstufe (270) mit einem Plus- und einem Minuseingang sowie einem Ausgang, wobei der Minuseingang mit der Durchschnittswertanalogspannung (X_j) der Durch schnittswerterzeugungseinrichtung (60) beaufschlagt ist, und der Pluseingang auf das Differenzsignal anspricht,
b) einen Inverter (276) mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang mit der Durchschnittswertanalogspannung (X_j) beaufschlagt ist,
c) eine zweite Vergleichsstufe (272) mit einem Plus- und einem Minuseingang sowie einem Ausgang, wobei der Minusein gang auf das Differenzsignal (ε_j) anspricht und der Plus eingang mit dem Ausgang des Inverters (276) verbunden ist und
d) ein ODER-Gatter (278) mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie einem Ausgang, wobei der erste Eingang mit dem Ausgang der ersten Vergleichsstufe (270) und der zweite Eingang mit dem Ausgang der zweiten Vergleichsstu fe (272) verbunden ist, und wobei das quantisierte Signal (Δh) am Ausgang des ODER-Gatters (278) und das logische Vor zeichensignal (Sg(Δh)) des quantisierten Signals (Δh) am Ausgang der ersten Vergleichsstufe (270) abgreifbar sind (Fig. 5).

7. Echokompensator nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch:

a) eine Addierschaltung (274) mit einem ersten und einem zweiten Eingang sowie einem Ausgang, wobei der erste Eingang von der Durchschnittswertanalogspannung (X_j) beaufschlagt ist, und der Ausgang mit dem Eingang des Inverters (276) und dem Minuseingang der ersten Ver gleichsstufe (270) verbunden ist und durch
b) eine Vorspannungseinrichtung (V_Ref.3), die mit dem zwei ten Eingang der Addierschaltung (274) verbunden ist, um eine Vorspannung zu erzeugen, wobei das quantisierte Sig nal (Δh) nicht am Ausgang des ODER-Gatters (278) und das logische Vorzeichensignal (Sg(Δh)) des quantisierten Signals (Δh) nicht am Ausgang der ersten Vergleichsstufe (270) erzeugt werden, wenn das Differenzsignal (ε_j) kleiner als das Signal am Ausgang der Addierschaltung (274) ist (Fig. 5).

8. Echokompensator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, gekennzeichnet durch

a) eine erste Vergleichsstufe (250) mit einem Pluseingang sowie einem Minuseingang und einem Ausgang, wobei der Minuseingang von der Durchschnittswertanalogspannung (X_j) beaufschlagt ist und der Pluseingang auf das Absolutwertsignal |x_i| der jüngsten Proben am zweiten Ausgang der Absolutwertstufe (112) anspricht,
b) eine Minimumreferenzspannungseinrichtung (V_Ref.1) zur Erzeugung eines Minimumspannungsreferenzsignals an einem Ausgang,
c) eine Maximumreferenzspannungseinrichtung (V_Ref.2) zur Erzeugung eines Maximumspannungsreferenzsignals an einem Ausgang,
d) eine zweite Vergleichsstufe (252) mit einem Pluseingang und einem Minuseingang sowie einem Ausgang, wobei der Pluseingang auf das Absolutwertsignal |x_i| der jüngsten Proben am zweiten Ausgang der Absolutwertstufe (112) an spricht, und der Minuseingang mit dem Ausgang der Mini mumreferenzspannungsquelle (V_Ref.1) verbunden ist,
e) eine dritte Vergleichsstufe (254) mit einem Pluseingang und einem Minuseingang sowie einem Ausgang, wobei der Minuseingang mit dem Absolutwertsignal |x_i| der jüngsten Proben am zweiten Ausgang der Absolutwertstufe (122) beaufschlagt ist und
f) ein UND-Gatter (256) mit einem ersten, zweiten und dritten Eingang, sowie einem Ausgang, wobei der erste Eingang mit dem Ausgang der ersten Vergleichsstufe (250) verbunden ist, der zweite Eingang mit dem Ausgang der zweiten Vergleichsstufe (252) und der dritte Eingang mit dem Ausgang der dritten Vergleichsstufe (254), während das logische Signal Φ(x) am Ausgang des UND-Gatters (256) nur dann erzeugt wird, wenn das Absolutwertsignal |x_i| der jüngsten Probe größer als die Durchschnittswert analogspannung (X_j), größer als das Minimumspannungsre ferenzsignal und kleiner als das Maximumspannungsre ferenzsignal ist (Fig. 2).