DE3021012A1

DE3021012A1 - Verallgemeinertes interpolativers verfahren zur digital-analog-umsetzung von pcm signalen

Info

Publication number: DE3021012A1
Application number: DE19803021012
Authority: DE
Inventors: Wilhelm Werner Dr.-Ing. 3002 Wedemark Korte; Hans-Georg Dr.-Ing. Prof. 3320 Salzgitter Musmann
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1980-06-03
Filing date: 1980-06-03
Publication date: 1981-12-17
Also published as: GB2077539B; CA1175945A; JPS5725741A; DE3021012C2; US4467316A; FR2483708B1; GB2077539A; FR2483708A1

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH NE2-BK/Mp /be

Theodor-Stern-Kai 1 BK 80/67

D-6000 Frankfurt 70

Verallgemeinertes interpolatives Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM Signalen

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM-Signalen gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Heute verfügbare Digital-Analog-Umsetzer mit hohen Amplitudenauflösungen bis zu η = 18 bit je Abtastwert arbeiten nach dem Prinzip der gewichteten Stromquellen /1/ Seitzer, D: "Elektronische Analog-Digital-Umsetzer", Springer Verlag 1977. Der einfache Digitalteil des Umsetzers besteht im wesentlichen aus Registern zur Speicherung des jeweils gültigen Codewortes am Eingang des Umsetzers. Der aufwendige Analogteil eines Digital-Analog-Umsetzers mit einer Amplitudenauflösung entsprechend η bit je Abtastwert enthält η geschaltete Präzisionsstromquellen, deren gewichtete'-Ströme am Ausgang des Umsetzers zusammengefaßt werden. Die Gewicht tung der Ströme erfolgt entsprechend der Wertigkeit der eingangsseitig schaltenden Bits.

130051 //0060

- 6 - BK 80/67

Die Realisierung eines Digital-Analog-Umsetzers mit gewichteten Stromquellen verlangt bei einer Amplitudenauflösung entsprechend η bit je Abtastwert den Einsatz von Bauelementen mit einer Toleranz von 1 aus 2ⁿ. Bei einem 16 bit-Digital-Analog-Umsetzer z.B. beträgt diese Toleranz 1 aus 65536. Beim Aufbau der Umsetzer sind Genauigkeitsanforderungen 'in dieser Größenordnung nur durch den Einsatz teurer Präzisionsbauelemente 'und mit Hilfe konstenintensiver Abgleichar-Leiten einzuhalten. Eine gleichbleibend hohe Amplitudenauflösung z.B. von 16 bit je Abtastwert ist nach längerer Betriebsdauer nur durch wiederholten Nachabgleieh zu gewährleisten.

Beim Wechsel der eingangsseitig angelegten PCM-Codewörter schalten nicht alle gewichteten Stromquellen exakt gleichzeitig um, so daß am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers kurzfristig Undefinierte, spitzenförmige Ströme fließen. Diese Umschaltspitzen, auch Spikes oder Glitches genannt, müssen durch aufwendige Folgeschaltungen unterdrückt werden, da sie andernfalls, z.B. beim Einsatz der Umsetzer in hochwertigen PCM-Audiosystemen, zu wahrnehmbaren Beeinträchtigungen führen.

Ein interpolatives Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM-Signalen wurde in 121 Ritchie, G.R.,

Candy, J. C, Ninke, W.H.: "Interpolative Digital-to-Analog Converters" in IEEE Transactions on Communications, Nov. 197^j vorgeschlagen. Dabei wird jedes eingangsseitig anliegende PCM-Codewort der Länge η bit in zwei Anteile aufgespalten. Das höherwertige Teilcodewort der Länge k bit wird auf einen Addierer geschaltet, dessen Ausgänge mit einem Digital-Analog-Umsetzer mit 2+1 analogen Repräsentativwerten verbunden sind. Das Teilcodewort der Länge m bit mit niedriger Wertigkeit wird auf einen Akkumulator geschaltet, der mit einer Taktfrequenz arbeitet, die um den Faktor

130Q51/Q06Q

- 7 - BK 80/67

N =·. 2^m größer ist als die PCM~Abtastfrequenz. Die bei der Akkumulation entstehenden 1 bit - Überträge werden dem höherwertigen Teilcodewort der Länge k bit hinzuaddiert und damit im nachgesehalteten Digital-Analog-Umsetzer berücksichtigt.

Die prinzipielle Wirkungsweise ergibt sich aus Fi;=,. 1, die das Prinzip des interpolativen Digitai-Analog-Unsetzers nach

/2/ zeigt. Für das dargestellte Beispiel j/ilt η = B und k = m = H. Mit dem höherwertigen 4 bit - Teilcodewort wird zunächst ein Repräsentativwert des Digital-Analog-Umsetzers vorgewählt. Gesteuert durch das Übertragssigna] des Akkumulators wird zwischen dem vorgewählten und dem nächsthöheren Repräsentativwert umgeschaltet , so daß im zeitlichen Mittel über eine Abtastperiode */f. auch die Information des niederwertigen 4 bit - Teilcodewortes in die analoge Ebene umgesetzt wird. Die zeitliche Mittelung erfolgt durch das Tiefpaßfilter am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers. Dieses Tiefpaßfilter wird dort ohnehin benötigt zur Unterdrükkung der periodischen Fortsetzungen des umgesetzten Nutzsignalspektrums oberhalb der halben Abtastfrequenz W = F /2.

Der Vorzug des Verfahrens nach /2/ zur interpolativen Digital-Analog-Umsetzung von PCM-Codewörtern der Länge η bit liegt in der Verringerung der erforderlichen Anzahl von analogen Repräsentativwerten des Umsetzers von 2 auf 2 +1. Die Anforderungen an die Linearität der, Umsetzers bleiben dagegen unverändert hoch. Berücksichtigt, ;ian ferner

die um den Faktor N = 2" ansteigende Schaltfrequenz des Umsetzers, so bringt das Verfahren nach /2/ gegenüber der Digital-Analog-Umsetzung mit gewichteten Stromquellen zumindest für hohe Araplitudenauflösungen z.B. entsprechend 16 bit je Abtastwert keinen erkennbaren Vorteil.

Legt nan für PCM-Audiosysterae die geforderten Abtastfrequenzen zwischen 32 kHz und 50 kHz, dann ergeben sich für

*"BAD

_ 8 - ^BK 80/67

einen 16 bit-Umsetzer über das Taktfrequenzverhältnis N = 2 Akkumulatortaktfrequenzen im GHz-Bereich. Bei den genannten Abtastfrequenzen ist das erläuterte Verfahren

zur interpolativen Digital-Analog-Umsetzung für hohe Amplitudenauflösungen mithin ungeeignet, was auch in /7-7 angemerkt worden ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM Signalen eingangs genannter Art anzugeben, wobei der Aufwand im Analogteil dos Digital-Analog-Umsetzers auf ein Minimum reduziert werden soll, so daß der Umsetzer ohne Präzisionsbauelemente abgleichfrei realisiert \ierden kann und damit die Integration der Schaltung ermöglicht wird.

Die Lösung der Aufgabe erfolgt, wie im Anspruch 1 beschrieben. Zweckmäßige Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen beschrieben. Ein solches erfindungsgemäßes Verfahren führt zu besonders wirtschaftlichen Realisierungen von hochauflösenden Digital-Analog-Umsetzern, da die erforderlichen Schaltungen ohne Präzisionsbauelemente abgleichfrei hergestellt werden können und damit integrierbar sind.

"ei dem erfindungsgemäßen Digital-Analog-Umsetzer mit nur zwei Repräsentativwerten können prinzipiell keine Linearitätsfehler auftreten.

Anhand der Figuren soll im folgenden die Erfindung näher erläutert werden. Dabei zeigt
30

Fig. 1 das Prinzip des interpolativen Digital-Analog-Umsetzers nach /2/ ,

Fig. 2 interpolative Digital-Analog-Umsetzung nach /2/ mit 1 bit Digital-Analog-Umsetzer, Fig. 3 einen Quantisierer mit Rückkopplung des Quantisie-

«BAD ORIGINAL

- 9 - BK 80/67

rungsfehlers als äquivalente Struktur des interpolativen Digital-Analog-Umsetzers nach /2/ ,

Fig. 4 den Einfluß des Filters zur Quantisierungsfehlerrückkopplung auf die spektrale Verteilung des Quantisierungsfehlers,

Fig. 5 die Parameter der verallgemeinerten Struktur des interpolativen Verfahrens zur Digital-Analog-Umsetzung für verschiedene Grade des Filters zur Rückkopplung des Quantisierungsfehlers, Fig. 6 eine verbesserte Struktur des interpolativen Digital-Analog-Umsetzers zur Verringerung der erforderlichen Schleifentaktfrequenz f bei gegebener Auf-

lösung von η bit je Abtastwert,

Fig. 7 einen zweistufigen interpolativen Digital-Analog-Umsetzer und

Fig. 8 einen interpolativen Digital-Analog-Umsetzer mit Filter 4. Grades zur Rückkopplung des Quantisierungsfehlers .

Die Funktion dieses erfindungsgemäßen Digital-Analog-Umsetzers basiert auf einem verallgemeinerten interpolativen Prinzip. Durch Kaskadierung mehrerer interpolativer Netzwerke wird am Ausgang des Umsetzers nur eine geschaltete Stromquelle mit zwei Repräsentativwerten benötigt, die im Zusammenwirken mit einem nachgeschalteten Tiefpaßfilter zur Darstellung des umgesetzten PCM-Signals in der analogen Ebene ausreichen. Damit gelingt es gegenüber der Lösung mit gewichteten Stromquellen und dem Verfahren nach ' /2/ , einen hochauflösenden Digital-Analog-Umsetzer für 16 bit Codewortlänge und bis zu 50 kHz Abtastfrequenz ohne die Verwendung von Präzisionsbauelementen abgleichfrei zu realisieren. Ein weiterer Vorteil der in der Erfindung beschriebenen Lösung besteht darin, daß keine Umschaltspitzen auftreten können.

Der Unterschied zu dem Verfahren mit gewichteten Stromquel-

13 QO SVf-N) Q 60

_ 10 - BK 80/67

len /l/ „besteht darin, daß der Analogteil des erfindungsgemäßen Umsetzers nur eine einzige geschaltete Stromquelle enthält, wobei an die Genauigkeit ihrer beiden Repräsentativwerte keine hohen Anforderungen gestellt werden müssen. Kleine und langsame Änderungen der Repräsentativwerte wirken sich lediglich auch als geringfügige Verstärkungsschwankungen, die z.B. bei hochwertigen PCM-Audiosystemen tolerierbar sind.

Der Unterschied zu dem interpolativen Verfahren nach /2/ besteht darin, daß die Erfindung sich aus mehreren kaska« dierten interpolativen Netzwerken zusammensetzt. Dabei enthält zumindest das erste Netzwerk am Eingang des erfindungs-» gemäßen Umsetzers ein digitales Filter von höherem als erstem Grad.
*

Die Wirkungsweise der er-findungsmäßigen interpolativen Digital->Analog~Umsetzung soll im folgenden erklärt werden. Dabei soll zunächst das verallgemeinerte interpolative Prinzip

130051/0060

"77 BK 80/67

abgeleitet weiden aus «era in Fig. 2 dargestellten Sonderfall der interpolativen Struktur nach /2/ . Dieser Sonderfall ist dadurch gekennzeichnet, daß eingangsseitig anliegende Codewörter in ihrer gesamten Länge von η bit auf den Akkumulator geschaltet werden. Vom Ausgangssignal wird nur das höchstwertige Bit zum Ausgang der Schaltung weitergegeben, was als Quantisierung gedeutet werden kann. Der in der Akkumulatorschleife verbleibende Codewortrest der Länge η bit repräsentiert dann den - in der üblichen Betrachtungsweise negativ zu zählenden - Quantisierungsfehler q.

Wandelt man das Blockschaltbild von Fig. 2 dieser Deutung entsprechend geringfügig um, so erhält man das Blockschaltbild von Fig. .3 als äquivalente Struktur. Das Register im Rückkopplungsweg des Quantisierungsfehlers q stellt den einfachsten Fall eines Fehlerrückkopplungsfilters ersten Grades dar. Anhand des Diagramms von Fig. 4 läßt sich die Wirkung dieser Quantisierungsfehlerrückkopplung auf das Leistungsdichtespektrum des Quantisierungsfehlers am Ausgang des Quantisierers qualitativ ablesen. Dabei wurde vereinfachend angenommen, daß der Quantisierungsfehler ohne Fehlerrückkopplung ein konstantes Leistungsdichtespektrum besitzt.

Die Wirkung der Quantisierungsfehlerrückkopplung nach Fig.3 besteht darin, daß im Bereich tiefer Frequenzen die Leistung des Quantisierungsfehlers vermindert wird, während sie bei höheren Frequenzen ansteigt. Wie in Fig. 4 ferner angedeutet ist, kann durch den Einsatz von Fehlerrückkopplungsfiltern höheren Grades die Leistung des Quantisierungsfehlers im Frequenzband O ^ f < W des Nutzsignals weiter abgesenkt werden. Andererseits steigt die Leistungsdichte des Quantisierungsfehlers oberhalb der Signalbandgrenze W steiler an. Diese Anteile der Quantisierunqsfehlerleistung können jedoch mit Hilfe des analogen Tiefpaßfilters am Ausgang des D/A-Omsetzers ausreichend gedämpft werden.

Zur Fehlerrückkopplung wählt man zweckmäßigerweise Transversalfilter mit der komplexen übertragungsfunktion

130051/0060

- 12 - BK 8O/67

wobei R den Grad und g_r die Filterkoeffizienten darstellen. Das Problem besteht nun darin, für einen gegebenen Grad R dieionigen Koeffizienten g zu bestimmen, die die Leistunq des Quantisierungsfehlers im Nutzfrequenzband minimal werden lassen.

Um dieses Optimierungsproblem lösen zu können, sei vereinfachend angenommen, daß der Quantisierungsfehler mit dem PCM-Signal an Eingang des Umsetzers nicht korreliert ist. Dann gilt für das Leistungsdichtespektrum des Quantisierungsfehlers unter der weiter oben gemachten Annahme, daß sein Spektrum ohne Fehlerrückkopplung weiß ist:

S₉-- n -G(f)M ■ s_g

-It G(f, = E_{1 V}e-™ τ -

Die Bedingung für minimale Leistung des Ouantisierungsfehlers im Signalfrequenzband 0 < f < W lautet nunmehr:

* ^w 2 1

P^ = 2-S >/ |1 - G(f)| df = Min

^{q q} O

Dieses Integral ist für jeden beliebigen Grad des Fehlerrückkopplungsfilters G(z) geschlossen lösbar. Ein lineares Gleichungssystfiirt zur Bestimmung der optimalen Filterkoeffizi-enten g_r erhalt wan, wonn man das gelöste Inteqral nach η Ilen Koeffizienten g_r partiell differenziert und die Differentiale gleich Null setzt. Für den Fall N >>1 ergeben sich als optimale FiLterkoeffizienten in guter Näherung die Bino-

130051/0060 SAD ORIGINAL

bk 80/67

mialkoeffizienten mit alternierendem Vorzeichen, wie sie für verschiedene Filtergrade in der Tabelle von Fig. 5 zusammengestellt worden sind.

Das analoge Tiefpaßfilter am Ausgang eines Digital/Analog-Umsetzers dient zur Unterdrückung der periodischen Fortsetzungen des Siqnalf requenzbandes, die bei der Abtastung er·!.standen sind. Bei interpolativen Umsetzern dämpft es gleichzeitig die spektralen Anteile hoher Quantisierungsgeräuschleistung im Sperrfrequenzband f >. W . Bei ausreichend hoher Sperrdämpfung sind diese Anteile gegenüber der Quantisierungsfehlerleistung P_a im Signalfrequenzband O < f < W zu vernachlässigen, so daß P₀, in guter Näherung die Fehlerleistung im Ausgangssignal des gesamten PCM-Decoders beschreibt, die bei der interpolativen Digital/Analog-Dmsetzung durch Quantisierungsverzerrungen entsteht.

Demgegenüber errechnet sich die Quantisierungsfehlerleistung des mit der Taktfrequenz N · f _A = 2 · N · W betriebenen Quantisierers ohne Fehlerrückkopplung unter der bereits getroffenen Annahme einer konstanten Leistungsdichte S dieses Fehlers zu

P = 2 · NW · S

q q

Man bezeichnet das Leistungsverhältnis V /V als Gewinn des interpolativen Umsetzungsverfahrens. Dieser Gewinn ist ein Maß für die Amplitudenauflösung des interpolativen Digital/Analog-Umsetzers·.

Für eine geforderte Auflösung des interpolativen Digital/ Analog-Umsetzers entsprechend η bit je Abtastwert nuß der Gewinn P_q/P* ausreichend groß sein gegenüber dem maximalen Verhältnis zwischen Signalleistung und Quantisierungsfehlerleistung eines gleichförmigen Quantisierers mit 2ⁿ Stufen. Unter dieser Voraussetzung ist im Ausgangssignal den interpolativen PCM-Decoders im wesentlichen nur

1130051/0060

BK

8O/67

die Fenlerleistung enthalten, die durch Quantisierung bei der Analog/Digital-Umsetzung entsteht.

Der Gevv'inn der interpolativen Digital/Analog-ümsetzung hängt ab vor; Verhältnis N der Taktfrequenz der Fehlerrückkopplungs schlei -e zur PCM-Abtastfrequenz. In der Tabelle von Fig.5 ist cjpt Gewinn V /V für verschiedene Grade der optimierten Fehlerrückkopplungsfilter und für N >>1 in guter Käherunq angegeben. Diese Ausdrücke erhält man, wenn man die übertraqungsfunktionen G(f) der optimierten Fehlerrückkopplungsfilter jeweils in die oben angegebene Beziehung für P_a einsetzt.

Zum Beispie] ist für den Entwurf eines interpolativen 16 bit Digitaü/Analog-Umsetzers ein Minimalgewinn von etwa 105 dB erforderlich, da das Verhältnis zwischen maximaler Signalleistung und Ouantisierungsfehlerleistung am Ausgang eines gleichförmigen Quantisierers mit 2 " Stufen ca 98 dB beträgt /1/. Bei einer vorgegebenen Abtastfrequenz von f_A = 50 kHz errechnet sich aus dem Minimalgewinn über die angegebenen Beziehungen in der Tabelle von Fig. 5 die erforderliche Taktfrequenz N · f^ für die Fehlerrückkopplungsschleife in Abhängigkeit vom Grad R des optimierten Fehlerrückkopplungsfilters. Eine für die Realisierung der Umsetzerschaltung besonders günstige Taktfrequenz von 32 · f_A ergibt sich für den Fall R = 4.

Die verallgemeinerte Struktur des interpolativen Digital/ Analog-Umsetzers mit optimiertem Fehlerrückkopplungsfilter G(z) ist in Fig. 6 dargestellt. Wie aus den in Fig. 5 tabellierten Betragssummen der optimierten Filterkoeffizienten hervorgeht, steigt die Codewortlänge des Signals am Ausgang des Fehlerrückkopplungsfilters gegenüber der Codewortlänge des Quantisierungsfehlers q am Filtereingang mit wachsendem Filtergrad V. an. Unter Berücksichtigung des PCM-Signals am Eingang des Umsetzers ergibt s-ich für den Quantisierer die erforderliche Anzahl von 2^+1 Quantisierungsstufen, solern <let ("iltergrad R >1 ist.

1^0051/0060

- 15 - BK 8O/67

Diese Eigenart dar verallgemeinerten Struktur des interpolativen Digital/Analog-Umsetzers erfordert eine Kaskadierung von mehreren Interpolationsnetzwerken, um die Anzahl der erforderlichen Quantisierungsstufen sukzessive bis auf 2 herabsetzen zu können, damit an Ausgang des gesamten Umsetzer.'^ nur eint qoschaltete Stromquelle benötigt wird. Dabei ist in der ersten Stufe dieses mehrstufigen interpolativen Umsetzers stets das Fehlerrückkopplungsfilter mit dem höchsten erforderlichen Grad und in der letzten Stufe ein Filter mit dem Grad R-I zu verwenden. Die oben angegebene For-

"O tfterüng für den Minimal gewinn gilt für jede Stufe .·"'**"

Das Beispiel für einen zweistufigen interpolativen 16 bit-D/A-Umsetzer ist in Fig. 7 dargestellt.' Die dort vereinfacht dargestellte struktur der ersten Stufe ist in. Fig. 8 detailliert angegeben. Es sei hier darauf hingewiesen, daß zur Trennung des negativen Quantisierungsfehlers vom Ausgangssignal des Quantisierers lediglich eine Verzweigung von Signalleitungen entsprechend der Darstellung in Fig. 2 vorzunehmen ist.

Bei einer Abtastfrequenz von f* = 50 kHz ergeben sich für das in Fig. 7 und 8 angegebene Realisierungsbeispiel eines interpolativen 16 bit-D/A-Umsetzers folgende Taktfrequenzen:

1. Stufe: f_sl = 1,6 MHz

2. Stufe: f_g2 = 25,6 MHz
30

Die relativ niedrige Taktfrequenz f_Ej_ in der ersten Stufe läßt selbst im Hinblick auf die Integration der Schaltung eine bitserielle Verarbeitung von Eingangssignal und Quantisieruntj-.v.ff:hler zu. Wegen der einfachen Filterkoeffizienten ergibt sich daraus eine besonders wirtschaftliche Realisierunqr-piöq \ \ehko i t des Fehlerrückkopplunqsf i 1 ters nach dem Prin::ij der Verteilten Arithmetik, das in /3/

13ΌΌ51 /Q06Q BAD ORfGINAL

- 16 - BK 80/67

K.D.,· "Analyse des Quantisierungsfehlers bei der Verteilten Arithmetik", Universität Erlangen-Nürnberg 1977, beschrieben wird. Bei dieser Re.-alisierung wird der Multiplizierer für die Koeffizienten eingespart. 05

Wecen ihrer ·: infachen Struktur kann die 2. Stufe des 16 bit-D/A-I.'rret v(;r. nach Fiq, 7 alteinativ durch den Einsatz eine:; kleinen Fr-,\ .·.< rtSpeichers wirtschaftlich realisiert werden. Dic-.-;e Γ-tufi ..rzeugt an ihrem Ausgang jeweils eines von insgesamt 17 versci,iedenen serieller; Bitmustern von jeweils 16 bit Länge in Anh-mgigkeit vom eingangsseitig anliegenden Ausgangssiqnal der I- Stufe. Gesteuert durch dieses Signal, wird das jeweils aktuelle von 17 fest abgespeicherten Bitmustern adressiert ,mit der Taktfrequenz fg·^ parallel in ein

^L5 Schieberegister übernommen und aus diesem mit der Taktfrequenz f_S2 seriell ausgelesen.

130051/0060 BAD ORIGINAL

Leerseite

Claims

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH Nl£2-BK/Mo/wei

Theodor-Stern-Kai 1 BK 80/67

D-6000 Frankfurt 70

Patentansprüche

^1> Verfahren für Digital-Analog-Umsetzung von FCM-Signalen nach einem verallgemeinerten interpolativen Prinzip, dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Eingangssignal, in einem Eingangsregister codeviortwei.se zwischengespeichert und auf einen Addierer geschaltet wird, dessen Ausgangscodewort in ein höherwertiges und ein niederwertiges Teilcodewort aufgespalten wird, wobei das höherwertige Teilcodewort gegenüber dem PCM-Eingangscodewort eine geringere Codewortlänge aufweist, dass mit einer Taktfrequenz, die einem Vielfachen der PCM-Abtastfrequenz entspricht, die entstehende Folge höherwertiger Teilcodewörter an den Ausgang des Umsetzers weitergegeben wird und mit der gleichen Taktfrequenz die Folge niederwertiger Teilcodewörter in einer Rückkoppelungsschleife durch ein digitales nicht rekursives Zählerrückkoppelungsfilter beliebigen Grades grosser als eins gefiltert und sodann

130051/0060

ORIGINAL INSPECTED

_ 2 - ^BK 8O/67

codewortweise zum zwischetigespeicherten Eingangscodewort addiert wird, dass Grad und Impulsantwort des Zähi erriickkoppelungsfilters derart eingestellt werden, «lass der durch Codewortverkürzung entstandene Quantisierungsfehler, enthalten in der Folge der höherwertigen Teilcodewörter, innerhalb des DPM-Nutzsignalfrequenzbandes minimiert wird, derart, dass in diesem Band die Leistung dieses zusätzlichen QuantisierungsfeihLers gegenüber der im PCM-Eingangssignal bereits enthaltenen Quantisierungsfehlerleistung zu vernach'-lässigen ist, dass die Folge der höherwertigen Teilcodewörter am Ausgang durch einen Digital-Analog-Umaeter mit einer geringen Anzahl analoger Repräsentativwerte in die analoge Ebene umgesetzt wird und dass das unigesetzte Signal ein analoges Tiefpassfilter durchläuft, das zum einen die durch Abtastung entstandenen periodischen Fortsetzungen des Nutzsignalfrequenzbandes unterdrückt und zum anderen die ausserhalb des Nutzsignalfrequenzbandes konzentrierten zusatzlichen QuantisierungsVerzerrungen, die durch Codewort Verkürzung entstanden sind, ausreichend dämpft.
2. Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung von PCM-Signalen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,dass mehrere interpolative Netzwerke

zur sukzessiven Codewortverkürzung kaskadiert werden derart, dass in der ersten Stufe stets das Fehlerruckkoppelungsfilter mit dem höchsten erforderlichen Grad eingesetzt wird, dass sich der Fehler-

rückkoppelungsfiltergrad und damit die Codewortlänge der weitergegebenen Folge höherwertiger Teilcodewörter von Stufe zu Stufe verringern, wobei sich die Schleifentaktfrequenz von Stufe zu Stufe erhöht, „dass die letzte codewortverkürzende Stufe als einfacher digitaler Akkumulator, bestehend aus einem Addierer

130051/0060

- 3 - BK 8O/67

und einem Register, derart realisiert wird, dass das Eiii-Bit-Ausgangssigri«! des Addierers nicht akkumuliert sondern zum Ausgang des mehrstufigen interpolativen Digital-Analog-Umsetzers weitergegeben wird, dort durch einen Digital-Analog-Umsetzer mit nur zwei analogen Repräsentativwerten, z.B. einer geschalteten Stromquelle, in die analoge Ebene umgesetzt wird und danach das analoge Tiefpassfilter durchläuft.

3· Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeic.hne t, dass der einfache digitale Akkumulator in der letzten codewortverkurzenden Stufe durch die Kombination eines Festwertspeichers mit einem Schieberegister ersetzt wird, wobei alle möglichen bitseriellen Muster des Ein-Bit-Ausgangssignals im Festwertspeicher abgelegt sind, dass das jeweils gültige Bit-Muster vom Eingangssignal dieser Stufe über den Adresseingang des Festwertspeichers ausgewählt und in das Schieberegister übertragen wird, auf dem das Bit-Muster sodann seriell ausgelesen wird.
20

k. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3i dadurch gekennzeichnet, dass zur Realisierung der digitalen nichtrekursiven Fehlerrückkoppelungsfliter mit höherem als erstem Grad eine Schaltung eingesetzt wird, die nach dem Prinzip der "Verteilten Arithmetik" arbeitet, nachdem die digitale Filterung durch das Fehlerrückkoppelungsf ilter als Faltung seiner Impulsantwort mit der Folge der rückgekoppelten niederwertigen Teilcodewörter realisiert wird, wobei al Le durch den die Filteriinpulsantwort darstellenden Koeffizientensatz der zugelassenen, bei der Faltung entstellenden, Partialsummen in einem Festwertspeicher abgelegt sind, dass die rückgekoppelte Folge niederwertiger Teilcodewörter in serieller Form eine Schieberegisterkette mit Anzapfungen durchläuft, die mit den Adresseingängen des Festwertspeichers verbunden sind, wobei

- k - BK 8O/67

die Anzapfungen so gewählt sind,, dass an ihnen von jedem der durch die Faltung erfassten Teilcodewörter jeweils Ein-Bit gleicher Wertigkeit erscheint, dass mit dorn an. den Anzapfungen ans tollenden liit-Musler die zugehörige FaItungspartialsumme der aktuellen Wertigkeit aus dem Festwertspeicher abgerufen wird, dass diese Partialsummen in der am Ausgang des Festwertspeichers angeschlossenen Akkumulatorschaltung ihrer Wertigkeit entsprechend aufsummierL werden, sodass jeweils nach einer Anzahl von Taktschi· i. ί ( en, die der Codewortlänge der niederwertigen Teil codewörter entspricht, am Akkumulatorausgang ein neues Codewort des Filterausgangssignals ansteht, das sodann zum zwischengespeicherten Eingangscodewort addiert wird.

130051/0060